专利名称:微带多路多移相功率分配/合成器的制作方法
技术领域:
本发明属于阻抗网络,是一种具有两个以上分支端口的微带多路功率分配/合成器。
现有的微带等功率分配/合成器,如二进制等功率分配/合成器和威尔康逊(Wilkinson)提出的并馈设计的功率分配/合成器,是在总的混合端口和支路交汇点间设有一个阻抗变换器,以便使总的混合端口和各支路端口处完全的匹配状态。另外,在支路间还设有隔离电阻,用于防止单元天线不规则反射所产生的不良影响,保证各支路间的相互隔离。但在一些领域,特别是在频率扫描雷达中,要求其天线阵的馈电网络是一个或若干个支路端口呈平行等间距直线状排列的微带多路功率分配/合成器,并要求其传输的微波信号幅度相同,且相位以等差级数依次滞后,以实现改变发射频率时天线阵的波束空间扫描。而上述的微带功率分配/合成器是无法满足这些要求的。
单从支路端口的排列构造而言,用现有的两路等功率分配/合成器为基础,采用一分为二,二分为四的二进制组合设计即可实现上述的支路端口排列要求。但这种组合设计存在的问题是支路数只能是2n(n=1,2,…),不能满足任意路数的要求;各支路传输相位相同;电信号损耗严重,且体积较大。由威尔康逊提出的等功率并馈设计方案解决了支路数是任意数的问题,但这种等功率分配/合成器也存在以下问题支路端口在微带平面上只能沿径向呈扇面布置;支路微波信号传输相位完全对称,不能实现各支路传输的微波信号相位差为任意数值的要求。总之,采用上述的二进制组合设计或并馈设计的功率分配/合成器除了有分支路数目和支路端口排列构造上的缺点外,另一最大的缺陷是各支路微波信号传输相位不能按所要求的数值呈等差级数依次带后。为了解决上述问题,近年来有人尝试在上述两种设计的基础上采用人为设置微带相移段的方法,其结果不仅增大了设备体积和重量,而且还牺牲了大量宝贵的微波能量。因此,到目前为止实用的频率扫描雷达并不多见。
本发明的目的是提供一种可实现支路为任意路数,支路端口呈平行等间隔直线状排列的微带多路移相功率分配/合成器,该分配/合成器各支路传输的微波信号幅度相同,相位以等于或大于π/2之任意数值呈等差级数依次滞后。
实现本发明目的的解决方案是所提供的微带多路移相功率分配/合成器包括一个设在总的混合端口和支路间的阶梯阻抗变换器A以及设在各支路间的隔离电阻Rm,本发明的特别之处在于1.有一个由首端向末端直线延伸的阻抗阶梯B,该阻抗阶梯B具有n-1个阶梯段,(1)所说的阻抗变换器A插接在总混合端口与阻抗阶梯B的首端之间;
(2)阻抗阶梯B的每一阶梯段Bm分为两个区段B’m和B”m,(3)各支路Cm是分别由各阶梯段Bm的交汇点延伸出来的,(4)所说的各隔离电阻Rm分别跨接在各阶梯段Bm的第一区段B’m末端与各支路Cm末端之间,2.上述的各阻抗阶梯段Bm的特性阻抗Zbm与其对应的支路Cm微带线的特性阻抗Zcm应满足下列关系Zbm/Zcm=1/(n-m),3.上述阻抗阶梯B各阶梯段Bm的第一区段B’m长度L’bm和各支路Cm微带线长度Lcm应满足下式L’bm=kc/4f0ϵebm=Δθm/2ϵebm]]>Lcm=
式中k为奇数,且两式所取的k值相等,4.上述阻抗阶梯B各阶梯段Bm的第二区段B″m长度L”bm应满足下式L"bm=△φc/2πf0
5.各支路Cm间的隔离电阻Rm为Rm=( 1/(n-m) )Zcm,上述各式中m-支路序号,n-支路总数目,fo-设计中心频率,c-光速,εebm-阻抗阶梯段Bm微带线有效介电常数,εecm-支路Cm微带线有效介电常数,△θm-隔离电阻Rm长度引起的相移量,△Φ-规定中心频率上的相位滞后差值。
下面结合附图对本发明的内容加以详细描述。
图1是本发明的原理图。
图2是本明一个实施例的具体结构图。
图3是本明的另一种结构图。
如图1所示Z0为总混合端口0的阻抗;Zj-Zn为各支路端口负载或源的阻抗;A为插入总混合端口0与支路首端交汇点1之间的阻抗变换器,它由单节或多节1/4波长微带线构成,其作用是实现支路首端交汇点1和总混合端口0之间的阻抗匹配。设支路数为n,则本微带功率分配/合成器相当于由n-1个两路隔离功率分配/合成器单元依次联接而成。其中各分配/合成器单元的交汇点为1,2……,n,每个单元中的一路作为支路Cm,另一路Bm依次串联形成一个直线延伸的阻抗阶梯B。各阻抗阶梯段B1,B2…Bm分为两个区段,第一区段B1’,B2’…Bm’的作用是将微波信号依次向下一交汇点传输,并实现交汇点之间的阻抗匹配;第二区段B1″,B2″,…Bm″是为实现按设计中心频率上所要求的支路滞后相移而设置的相移微带线。隔离电阻R1,R2……Rm跨接在上述第一区段和支路末端之间。
根据本发明目的中的等功率分配/合成要求,各支路传输的微波信号大小应相等,则在上述各两路隔离功率分配/合成器单元中作为阻抗阶梯段B1,B2……Bm的一路与作为支路C1,C2……Cm的另一路之间的电压耦合系数K1,K2……Km为k1=1/n,]]>k2=(n-1),]]>km=1/(n-m+1),]]>式中m-支路序号(m=1,2……),n-支路总数根据微波原理,要使隔离功率分配/合成器在中心频率上完全无耗,则当微波信号从总混合端口0注入并由首端交汇点依次向末端交汇点和各支路传输时,隔离电阻Rm不应当吸收功率,即隔离电阻Rm两引出线的端电压应等幅同相,处于同微波电位点。由于隔离功率分配/合成器单元作为阶梯段Bm和作为支路Cm之间存在上述电压耦合关系,所以阻抗阶梯段Bm的特性阻抗ZBm和支路Cm的特性阻抗Zcm应满足如下关系Zbm/Zcm=1/(n-m),这样才能保证当阻抗阶梯段Bm的第一区段B’m与支路Cm的电长度相等时隔离电阻Rm两引线的端电压处于同微波电位点。
由图1可以看出,要实现各支路间的相互隔离,只须实现每个单元中的阻抗阶梯段Bm和支路Cm间相互隔离即可。根据信号抵消原理,要达此目的,则由阻抗阶梯段第一区段B’m通过隔离电阻Rm向支路传输的微波信号和由交汇点通过支路Cm微带线传输的微波信号应在相位上相差kπ(K为奇数)。因此,各阻抗阶梯段第一区段B’m的长度L’bm和支路Cm微带线的长度Lcm为L ′b m=]]>
Lc m=]]>
式中k为奇数,m=1,2…。
fo-设计中心频率,c-光速,εebm-阻抗阶梯段Bm微带线有效介电常数,εecm-支路Cm微带线有效介电常数,△θm-隔离电阻Rm长度引起的相移量,设在中心频率上各支路依次滞后的相位差均为△Φ,则阻抗阶梯段Bm的第二区段B″m的长度L″Bm为
=△Φ C /2πf0εe b m- (kc /4f0εe b m]]>-△θm/2εe b m)]]>取K=1,忽略项△θm(△θm=2πf。LRm/c),并令L″Rm=0,则△Φ=π/2,可见支路间的最小滞后相位差为90°。若K>1,L″Bm=0,则支路间的滞后相位差△Φ=Kπ/2。如前所述,阻抗阶梯段的第一区段B’m和支路Cm的电长度必须相等。如果只有第一区段B’m,则各支路间的滞后相位差只能是π/2的奇数倍。如果相位差△Φ为大于π/2之任意数值,则相位差可由π/2的奇数倍部分Kπ/2和剩余部分△组成,即△Φ=Kπ/2+△。本发明所设置的阻抗阶梯段第二区段B″m就是实现相移量为△的相移微带线,从而可实现支路间相位差为等于或大于π/2之任意值的要求。
设某交汇点m的入、反射波为aAm和bAm,其相应的阻抗阶梯段Bm入、反射波为aBm和bBm,支路Cm的入、反射波为acm和bcm,则它们存在如下关系
式中SAA、SBB、SCC分别为交汇点、阻抗阶梯段和支路端口的反射系数。SBC=SCB为阻抗阶梯段和支路间的隔离系数。
令SBC=SCB=0时表示功率分配/合成器各支路相互理想隔离,由此可求出隔离电阻Rm的值为Rm=( 1/(n-m) )Zcm,式中m-支路序号,n-支路总数,Zcm-支路特性阻抗。
令SAA=SBB=SCC=0,则分配/合成器各端口处于完全匹配状态,由此可求出各交汇点之阻抗Zom与各阶梯段特性阻抗ZBm、支路特性阻抗Zcm应满足如下关系ZB1=ZO2,ZB2=ZO3,……ZB(m-1)=Zom,ZO1=ZC1+ZO2,ZO2=ZC2+ZO3,……ZO(m-1)=ZC(m-1)+Zom.
由此便可根据总混合端口阻抗ZO与首端交汇点阻抗ZO1之比值r=ZO/ZO1和工作频率内驻波要求确定阻抗变换器A的1/4波长线节数。
图1中D1~Dm为设在支路端口处的阻抗变换器,它由单节或多节1/4波长线构成,其作用是将支路微带线特性阻抗Zcm变换成支路端口负载或源的阻抗Zm,算法与计算总混合端口处的阻抗变换器A相同。
对大多数实际应用来讲,各端口阻抗可选相同值,即Z1=Z2=…=Zm=ZO。
本发明的一个具体实例如图2所示它具有8个支路和7个呈直线串接串接的阻抗阶梯段,它们均为中心频率上的1/4波长线。隔离电阻共有7个R1~R7,总混合端口0处的阻抗变换器A由2节1/4波长线构成,各端口的阻抗均为50Ω。整个功率分配器/合成器是在一块矩形的复合介质双面敷铜板上光刻蚀而成的,其厚度等于1.27mm,相对介电常数εr=10.2,设计中心频率fo=1.05GHz,要求各支路间的滞后相位差为π/2。
根据上述设计条件,查微波工程手册,并由前述的公式计算得阻抗变换器A的两节1/4波长线宽度分别为2.3mm和10.4mm,各阶梯段B1~B7的微带线宽度分为16.3,15.4,12.2,10.7,6.8,3.9,1.2mm。支路C1~C7的宽度分别为0.91,0.935,0.942,0.957,0.963,0.98,1.02,1.2mm,隔离电阻R1~R7分别为57.14,58.33,60,62.5,66.67,75.8,100.4Ω。
阻抗阶梯段的第一区段B’1~B’7的长度分别为20.5,21.3,22.2,22.9,23.4,24.1,24.6mm;第二区段B″1~B″6的长度L″B1=L″B2=L″B3=L″B4=L″B5=L″B6=0,L″B7=22.4mm。
支路C1~C7的长度分别为25.3,24.7,24.2,23.8,23.3,22.9,22.5mm。
各支路端口的阻抗变换器D1~D8的宽度分别为0.985,0.992,1.04,1.13,1.20,1.27,1.33,1.39mm;长度分别为24.6,23.9,23.2,22.7,22.1,21.6,21.0,20.5mm。
实测结果,在0.9-1.25GHz频带内输入端口驻波比P<1.4,插入损耗I<0.8dB,分配功率最大不均匀度小于±0.3dB,支路隔离度大于20dB。
如果要求各支路间的相位差是不等于π/2奇数倍的任意值,则阻抗阶梯段Bm、支路Cm和隔离电阻Rm的结构如图3所示,其中B’m-第一区段,B″m-第二区段。
本发明由于采用了两路隔离功率分配/合成器进行串馈设计,由首端交汇点依次向末端交汇点传输功率的阻抗阶梯微带线宽度较宽,且支路上无需增设多余的微带相移段,故其插入损耗小,器件体积和制造成本也较小。本发明除了主要用于频扫雷达系统外,也可在通讯、测控、导航等方面作为固态功率发射的分配或合成部件。
权利要求
1.一种微带多路移相功率分配/合成器包括一个设在总的混合端口和支路间的阶梯阻抗变换器A以及设在各支路间的隔离电阻Rm,其特征在于(1).有一个由首端向末端直线延伸的阻抗阶梯B,该阻抗阶梯B具有n-1个阶梯段,(1.1)所说的阻抗变换器A插接在总混合端口与阻抗阶梯B的首端之间,(1.2)阻抗阶梯B的每一阶梯段Bm分为两个区段B′m和B″m,(1.3)各支路Cm是分别由各阶梯段Bm的交汇点延伸出来的,(1.4)所说的各隔离电阻Rm分别跨接在各阶梯段Bm的第一区段B′m末端与各支路Cm末端之间,(2)上述的各阻抗阶梯段Bm的特性阻抗Zbm与其对应的支路Cm微带线的特性阻抗Zcm应满足下列关系Zbm/Zcm=1/(n-m),(3)上述阻抗阶梯B各阶梯段Bm的第一区段B'm长度L'bm和各支路Cm微带线长度Lcm应满足下式:L'bm=
Lcm=
式中k为奇数,且两式所取的k值相等,(4)上述阻抗阶梯B各阶梯段Bm的第二区段B"m长度L"bm应满足下式:L′′bm=Δφc/2πf0ϵebm-L′bm,]]>(5)各支路Cm间的隔离电阻Rm为:Rm=( 1/(n-m) )Zcm,上述各式中m-支路序号,n-支路总数目,f0-设计中心频率,c-光速,εebm-阻抗阶梯段Bm微带线有效介电常数,εecm-支路Cm微带线有效介电常数,△θm-隔离电阻Rm长度引起的相移量,△φ-规定中心频率上的相位滞后差值。
全文摘要
本发明属于阻抗网络,是一种可具有任意支路数的微带多路移相功率分配/合成器,其目的是要解决功率分配/合成器各支路端口不但呈等间距直线状排列,而且各支路间相位以等于或大于π/2之任意值呈等差级数滞后的问题。本发明包括一个由首端向末端直线延伸的阻抗阶梯,各支路(C
文档编号H03H7/48GK1079852SQ93102798
公开日1993年12月22日 申请日期1993年3月31日 优先权日1993年3月31日
发明者杭靠文, 李学博, 王晓民 申请人:李学博, 王晓民, 杭靠文