专利名称：具有自适应载波泄漏抑制的正交调制器的制作方法
技术领域：
本发明大体涉及正交调制器，具体地说是涉及抑制正交调制器中的载波泄漏。
图1是常规正交调制器102的框图，其包括两个双相调制器104、106，一个移相器108，和一个组合器110。正交调制器102的工作大体如下。
调制器104用同相(I)基带信号112调制第一载波信号116，从而产生调制的同相信号120。移相器108接收第一载波信号116并由此产生第二载波信号124，其中第二载波信号124与第一载波信号116正交(即，第二载波信号124与第一载波信号116的相位相差90度)。
调制器106用正交(Q)信号14调制第二载波信号124从而产生调制的正交信号122，其中调制正交信号122与调制同相信号120正交。调制的同相信号120和调制的正交信号122由组合器110同相组合从而产生射频(RF)输出信号118。
同相信号112和正交信号114通常频率范围大约在0Hz到2MHz。第一载波信号116通常约900MHz。提供这些频率仅是用于说明目的，它们可以是其它值，正如将要知道的，射频输出信号118的发送频率大致等于第一载波信号116的频率。
调制器104、106中的缺陷会导致不希望的混合成分的产生，如出现频率等于最初由调制器104、106混合的信号112、114、116、124中的一些或所有频率的信号。这些不希望有的混合成分通过组合器110与调制的同相信号120和调制正交信号122组合以产生RF输出信号118。换句话说，RF输出信号118包括不希望有的信号成分，这些成分的频率等于同相信号112的频率，正交信号114的频率、第一和/或第二载波信号116、124的频率，和/或这些频率的组合。
频率等于同相信号112和正交信号114频率的不希望有的成分易从RF输出信号118中滤波并消除掉，因为其频率(约0Hz到2MHz)与RF输出信号118的发送频率(约900MHz)差别很大。
可是，频率等于第一和第二载波信号116、124频率的信号成分难以从RF输出信号中除去，因为其频率与RF输出信号118的发送频率十分接近。由于其源自第一和第二载波信号116、124，这些不希望有的信号成分叫做载波泄漏信号，或简称载波泄漏。
对于正交调制器，加到正交基带频道或轨道(即，加到正交基带信号)上的直流(DC)补偿可消除载波泄漏的正交成分。类似地，加到同相基带频道的DC补偿可消除载波泄漏的同相成分。于是，通过给正交和/或同相基带频道加适当的DC补偿可基本上消除载波泄漏是可能的。
此外，载波泄漏可通过适当地选取分量值被大体消除，从而平衡包括在正交调制器中的二相调制器。
然而，由于载波泄漏随许多因素变化，如温度、频率、负载阻抗和载波功率，所以给正交和/或同相基带频道加DC补偿以及选择分量值来平衡二相调制器并不是彻底的解决办法。因此，当工作温度为M度时所选的用来平衡二相调制器并从而消除载波泄漏的分量值将可能不足以消除工作温度变化到N时的载波泄漏。
相似地，当载波频率为X MHz时所计算的用来消除载波泄漏的DC补偿可能将不足以消除载波频率变到Y MHz时的载波泄漏。对载波频率可能经常变化时的直接调制(基带信号调制载波频率等于发送频率的载波信号)尤其如此。
因此，需要的是即使在载波泄漏由于诸如温度、频率、负载阻抗和载波功率的因素而变化时也可在其中抑制载波泄漏的正交解调器。
本发明的目的在于提供一种载波泄漏抑制电路，其用于自适应地抑制信号处理器(如正交解调制器或单边带上频变频器或下频变频器)中的载波泄漏，该信号处理装置用同相信号和正交基带信号调制载波信号以产生射频(RF)输出信号。
载波泄漏抑制电路是通过在调制载波信号前分配给同相基带信号第一标志、给正交基带信号第二标志工作的，这样在调制后，RF输出信号包括携带第一标志的同相载波泄漏成分和具有第二标志的正交载波泄漏成分。
载波泄漏抑制电路通过分别使RF输出信号与第一和第二标志相关在RF输出信号中分离并测量同相和正交载波泄漏分量。然后，产生随同相和正交载波泄漏分量测量结果而变化的同相补偿和正交补偿。
将同相基带信号与同相补偿复合，将正交基带信号与正交补偿复合从而抑制载波泄漏。
本发明的其它特点和长处及本发明各种实施例的结构和工作将在下文参考附图进行详细描述。图中，相似的参考数字代表同等的或功能相似的元件。
本发明将参考附图作一描述，其中图1是常规正交调制器的框图；图2是描述根据本发明最佳实施例所述的载波泄漏抑制电路高电平工作时的流程图。
图3是包括根据本发明最佳实施例所述的载波泄漏抑制电路的信号处理装置的框图。
图4是描述图3的载波泄漏抑制电路最佳工作情况的流程图。
本发明涉及自适应抑制(或消除)正交调制器中的载波泄漏的载波泄漏抑制电路。或者，本发明涉及具有这种载波抑制电路的正交调制器。
由于本发明的载波泄漏抑制电路是自适应的，所以即使当温度、负载阻抗、载波功率、工作频率等变化时其也能抑制载波泄漏。换句话说，载波泄漏抑制电路对通常影响载波泄漏的因素(如温度、负载阻抗、载波功率和工作频率)不敏感。载波泄漏抑制电路还可消除由于放大器漂移或其它因素引起的基带信号中不希望有的直流(DC)偏离。
由于载波泄漏抑制电路自适应地消除载波泄漏，当原拟采用其它的交流(AC)耦合时，采用基带信号DC耦合也是可行的。此外，具有本发明载波泄漏抑制电路的正交调制器也非常适宜于直接调制应用。因此，直接调制可用于在其它情况下不会予以考虑的应用中。
下文参考正交调制器描述本发明的载波泄漏抑制电路。然而，载波泄漏抑制电路可与其它通信装置一起使用以自适应抑制其中产生的载波泄漏。这样的通信装置包括(但不限于)单边带增频变频器和减频变频器，双边带增频变频器和减频变频器，及二相调制器。和这些装置一起使用的载波泄漏抑制电路在下面进一步讨论。
如上所述，在本发明的最佳实施例中载波泄漏抑制电路采用各种扩频通信技术来实现其功能。这些扩频通信技术为人所熟知，在许多公从可得到的文献中有论述，如Don J.Torrieri的《军用通信系统原理》(Principles of Military Communication Sys-tems，Artech House公司，Dedham，Massachusetts第三次印刷，1982)，本文通过引用将其完全包括。
现在将参考图2(其给出描述载波泄漏抑制电路高电平工作情况的流程图)概括地讨论本发明的载波泄漏抑制电路抑制正交调制器中载波泄漏的工作方式。为便于说明，将参考示于图1的正交调制器102描述载波泄漏抑制电路的高电平工作情况，但应当注意图1中未给出载波泄漏抑制电路。
在步骤204，载波泄漏抑制电路赋予同相基带信号112第一标志，赋予正交基带信号114第二标志。第一和第二标志采用扩频技术分配给同相信号112和正交信号114，并用来识别载波泄漏的同相分量和正交分量，如下面将要描述的。
在步骤206，产生了RF输出信号118后，载波泄漏抑制电路通过寻找RF输出信号中的第一和第二标志分离并测量载波泄漏的同相分量(即频率等于同相信号112的频率的载波泄漏分量信号)和载波泄漏正交分量(即频率与正交信号114相等的载波泄漏分量信号)。同相信号112和正交信号114的中心频率大致相同。
在步骤208，载波泄漏抑制电路根据步骤206中载波泄漏同相分量的测量结果产生同相DC补偿。而且，载波泄漏抑制电路根据步骤206中载波泄漏正交分量的测量结果产生正交DC补偿。实际上，步骤208中载波泄漏抑制电路用同相载波泄漏分量和正交载波泄漏分量的测量结果分别调整已有的同相和正交DC补偿。
在步骤210，载波泄漏抑制电路将同相DC补偿加到同相基带信号112上从而至少部分消除同相载波泄漏分量。相似地，载波泄漏抑制电路将正交DE补偿加到正交基带信号114上以至少消除部分正交载波泄漏分量。
另外在步骤210，(进行完有关同相和正交DC补偿的相加后)将新的标志赋予同相基带信号112和正交基带信号114，然后重复从步骤206开始的一系列步骤。实际上，在完成图2所示步骤的多次反复后，便大体上完全消除了载波泄漏。
应当注意载波泄漏抑制电路根据同相载波泄漏分量和正交载波泄漏分量的变化调整同相DC补偿和正交DC补偿，而不管引起这种变化的原因。因此，即使当温度、负载阻抗、载波功率、工作频率等变化时，载波泄漏抑制电路也可抑制载波泄漏。换句话说，载波泄漏电路对通常影响载波泄漏的因素如温度、负载阻抗、载波功率和工作频率不敏感。
现在将更加详细地讨论载波泄漏抑制电路。
图3所示是包括正交调制器304和根据本发明最佳实施例所述的载波泄漏抑制电路306的信号处理装置302的框图。正交调制器304包括两个二相调制器312、316，移相器314和组合器318。正交调制器304的这些元件分别与图1所示正交调制器102的二相调制器104、106，移相器108和组合器118相似。因而，不再进一步讨论二相调制器312、316，移相器314及组合器318的结构和工作情况(不再描述这些众所周知的元件)，这些元件可使用任何一些易获得的电路元件如二极管、吉尔伯特(Gilbert)单元、模拟乘法器等实现，并且可分立地或单片地实现。
现在将参考图4以及图3继续讨论本发明，其中图4说明描述根据本发明最佳实施例所述的载波抑制电路306的工作情况的流程图。
载波泄漏抑制电路306包括伪噪声(PN)发生器340，其码长N足以保证DC偏离可忽略。PN发生器340的结构和工作对有关技术领域中的技术人员是很清楚的，其包括移位寄存器370和异或门372。
同相标志信号354通过在比特位置3采样移位寄存器370产生，正交标志信号352通过在比特位置N—1采样移位寄存器370产生。采样移位寄存器370的比特位置的选择是任意的，可以是任何将产生非相关伪噪声序列样值(即如果两样本相乘产生的将是噪声而不是有DC成分的信号)的位置。
同相和正交标志354、352代表扩频标志。本文中，术语“扩频标志”是指加到基带信号(如同相和正交基带信号342、344)上的低电平直接序列扩频信号。直接序列扩频信号为相关技术领域中的技术人员所熟知。
如下文所要讨论的，为分离载波泄漏中同相分量和正交分量，同样和正交标志信号354、352分别被加到同相和正交基带信号342、344上。为避免干扰正交调制器304执行调制功能，PN发生器340以相对基带信号342、344较低的功率电平产生同相标志信号354和正交标志信号352。
最好是同相标志信号354和正交标志信号352都比基带信号342、344的功率电平低约40dB。但是应注意，同相和正交标志信号354、352必须保持高到足以被相关器328、330检测到的功率电平(在下面讨论)。
同相标志信号354在组合器338中与同相DC补偿信号368(在下面更详细地讨论)相加，然后复合信号在位于正交调制器304中的组合器308与同相基带信号342相加。开始，同相DC补偿368被清零，以便在图4流程图的初始迭代中，只有同相标志信号354在组合器308中被加到同相基带信号342上。
相似地，正交标志信号352在组合器336与正交DC补偿366(下文更详细地讨论)相加，然后该复合信号在正交调制器304中的组合器310与正交基带信号344相加。开始时，正交DC补偿366被清零，以便在图4流程图的初始迭代中，只有正交标志信号352在组合器310与正交基带信号344相加。
到目前为止所描述的载波泄漏抑制电路306的工作相应于图4的步骤404，其中同相和正交标志354、352已经产生并被赋予同相和正交基带信号342、344。然后同相和正交基带信号342、344被正交调制器304的其它部分处理以产生射频(RF)输出信号350，如上文关于图1的正交调制器102所述。
接下来载波泄漏抑制电路306通过执行图4的步骤406—414处理RF输出信号350，如所要描述的那样。
在步骤406，定向耦合器320采样RF输出信号350。定向耦合器320的输出是RF输出信号样本356。定向耦合器众所周知，于是定向耦合器320另外的细节对相关领域的技术人员将是显而易见的。
在步骤408，二极管检波器322测量RF输出信号样本356的幅度。相当于在步骤408二极管检波器322检测RF输出信号样本的功率(或功率谱)从而产生样本功率信号358。二极管检波器众所周知，因此二极管检波器322的其它细节对相关领域的技术人员是显而易见的。
二极管检波器322检测到的大部分功率对应于希望被调制器304发送的信号。二极管检波器322检测到的部分功率对应于载波泄漏。正如下面所要讨论的，载波泄漏抑制电路306分离并测量样本功率信号358中载波泄漏功率，然后用该功率测量值调节分别与同相和正交基带信号342、344相加的同相和正交DC补偿从而抑制载波泄漏。
此外，在步骤408中，电容器324除去样本功率信号358中的DC成分从而产生代表样本功率信号358时变分量的AC(交流)样本功率信号360。然后放大器326放大AC样本功率信号360。电容器和放大器众所周知，因而电容器324和放大器326的其它细节对相关领域的技术人员是显而易见的。
应当注意，电容器324和放大器326是实施细节，因而是可选择的。它们并非必须存在于载波泄漏抑制电路306中以实现本发明的目标和优点。
在步骤410，载波泄漏抑制电路306分离放大的AC样本功率信号360中的载波泄漏功率。这是通过使放大的AC样本功率信号360与步骤404中赋予同相和正交基带信号318、320的同相和正交标志352、354相关实现的。
这种相关用于选择与同相信号342和正交信号344相应的载波泄漏分量，因为这种载波泄漏分量带有同相和正交标志352、354。AC样本功率信号中不与同相信号342或正交信号344相应的功率被去相关，因而被忽略(因为其将表现为噪声)。
最好是通过在乘法器330中使放大的AC样本功率信号360与步骤404中赋予同相基带信号342的同相标志信号354相乘完成步骤410。相似地，放大的AC样本功率信号360在乘法器328中与步骤404赋予正交基带信号344的正交标志信号352相乘。根据众所周知的扩频理论这些乘法操作导致去扩展放大的AC样本功率信号360。进行扩展频谱去扩展操作的乘法器众所周知，因而乘法器328、330的其它细节对相关领域的技术人员是显而易见的。
步骤410操作的结果是乘法器328产生与载波泄漏的正交分量相应的DC输出信号360；乘法器330产生与载波泄漏的同相分量相应的DC输出信号364。即，DC输出信号362、364的输出幅度分别与载波泄漏的正交和同相分量的幅度成比例。
在步骤412，积分器332以众所周知的方式对与载波泄漏正交分量相应的整个DC输出信号362积分以调节正交DC366(正交DC补偿366最初是在图4流程图第一次迭代中产生的，然后在以后的每次迭代中调整)。相似的，积分器334以众所周知的方式对相应于载波泄漏同相分量的DC输出信号364积分以调节同相DC补偿368(该同相DC补偿368最初在图4流程图的第一次迭代中产生，然后在以后的每次迭代中调节)。
在步骤414同相DC补偿368被加到同相基带信号342上以至少抑制一部分载波泄漏同相分量。相似地，正交DC补偿366被加到正交基带信号344上以至少抑制部分载波泄漏的正交分量。实际上，进行图4所示步骤的多次迭代后，就大体上完全消除了载波泄漏。
此外，在步骤414中，新的同相和正交标志被赋予同相和正交基带信号342、344以便为图4流程图的下次迭代(包括步骤406、408、410、412和414)作准备。
最好通过将正交DC补偿366在组合器336中与新的正交标志352相加，然后在组合器310将和数与正交基带信号344相加。相似地，在组合器338将同相DC补偿368与新的同相标志354相加，然后将其和在组合器308与同相基带信号342相加。组合器众所周知，因而组合器308、310、336和338的其它细节对相关领域的技术人员是显而易见的。
完成了步骤414后，开始步骤406、408、410、412和414的下一轮迭代。
载波泄漏抑制电路306是时间上连续的，而不是时间上分离的，所以载波抑制电路306连续执行图4的步骤。因而，应该知道以上所进行的讨论(其中载波泄漏抑制电路306被描述为反复执行图4的步骤)仅是出于说明的目的。有鉴于此，应该注意修整周期(chip period)并不对应于图4步骤的一次重复。相反，一次重复(也是用于例释)代表许多修整周期(如，依赖具体实现，一次重复可能代表成百、成千、或更多的修整周期)。
如从以上讨论所了解的，载波泄漏抑制电路306利用负反馈抑制载波泄漏(载波泄漏抑制电路306的电路结构代表一负反馈环)。根据负反馈的性质，乘法器328、330的输出被逼近到零，以便积分器332、324呈现与正交和同相基带信号344、342相加时进一步迫使乘法器328、330的输出趋于零的输出电压。
一旦载波泄漏抑制电路306的负反馈环收敛(即，一旦乘法器328、330的输出大体逼近零伏)，RF输出信号350包括所需信号，很小(如果有)的载波泄漏，和众所周知的伪噪声标志352、354的(SINX)/X谱。如上面所提到的，标志352、354具有非常低的功率电平，以使其不破坏所需信号。
注意，载波泄漏的正交和同相分量是同时并独立地被消除的。即，因为正交标志352和同相标志354是通过采样移位寄存器370不同的比特位置产生，并且正交DC补偿366和同相DC补偿368是独立地产生的。因此，载波泄漏的正交和同相分量的消除是最佳的。因为载波泄漏抑制电路306按同相通道或正交通道的具体条件自适应调节。
载波泄漏抑制电路306可使用任何所熟知的电路元件如分立的运算放大器、逻辑门、触发器、模拟开关、和/或专用集成电路(ASIC)来实现。具体地说，PN发生器可用CMOS(互补金属氧化硅)逻辑电路实现。完成放大、滤波、求和及积分功能的元件可用运算放大器实现。模拟乘法器或运算放大器及FET(场效应晶体管)开关可用于产现去扩展功能。
最好PN发生器340的修整速率(chipping rate)在约100Hz到20Hz之间。更高的修整速度可使收敛得更快，但更快的变量跟踪却可能使电路设计复杂，并需要比所能获得的更宽的带宽。由于为了简化最好不采用奈奎斯特滤波，所以伪噪声信号的带宽实质上与修整速度相关。
前面已根据正交调制器对载波泄漏抑制电路306进行了描述。然而，如上面所提到的，载波泄漏抑制电路306可与其它通信装置一起使用以自适应地抑制其中产生的载波泄漏。这样的通信装置包括(但不限于)单边带上变频器和下变频器，双边带上变频器和下变频器，以及二相调制器。
正交调制器在结构上与单边带上变频器/下变频器相似。正交调制器和单边带上变频器/下变频器都具有同相和正交通道，因而载波泄漏抑制电路306也适宜于与单边带上变频器/下变频器一起使用，如同适宜于与正交调制器一起使用一样。
载波泄漏抑制电路306还可方便地与具有同相和正交通道的信号处理装置(如双边带上变频器/下变频器和二相调制器)一起使用。(和这些装置一起使用时，载波泄漏抑制电路306仅对单个基带信号计算DC补偿，然后将DC补偿与该基带信号组合)。然而，与这样的装置一起使用，载波泄漏的抑制作用可能不如与正交调制器和单边带上变频器/下变频器一起使用时大。即，因为由于杂散耦合或其它效应可能是正交的(或有正交成分)，从而不会完全被所加补偿消除。
虽然上面已描述本发明的各种实施例，但是应该知道它们仅是通过举例的方式给出的，并不仅限于此。因此，本发明的外延和范围不应受任何以上所述例释性实施例的限制，而仅应根据所附权利要求及其同等的内容来定义。
权利要求
1.一种载波泄漏抑制电路，其用于自适应地抑制调制带有基带信号的载波信号的信号处理装置中的载波泄漏以产生射频(RF)输出信号，该载波抑制电路包括用于在调制载波信号前赋予基带信号一个标志，以使调制后RF输出信号包括载有所述标志的载波泄漏成分的装置；用于通过使RF输出信号与所述标志相关来分离并测量RF输出信号中所述载波泄漏成分的装置；用于根据所述载波泄漏成分的测量结果产生补偿信号的装置；和用于将基带信号与所述补偿信号组合从而抑制基带信号带来的载波泄漏的装置。
2.一种载波泄漏抑制电路，其用于自适应地抑制信号处理装置中的载波泄漏。该信号处理装置调制具有同相基带信号和正交基带信号的载波信号以产一射频(RF)输出信号，该载波泄漏抑制电路包括用于在调制载波信号前赋予同相基带信号第一标志、赋予正交基带信号第二标志、以便在调制后使RF输出信号包括带有第一标志的同相载波泄漏分量和带有第二标志的正交泄漏分量的装置；用于通过分别使RF输出信号与所述第一和第二标志相关来分离并测量RF输出信号中所述同相和正交载波泄漏分量的装置；用于根据所述同相和正交载波泄漏分量分别产生同相补偿和正交补偿的信号；和用于将同相基带信号与所述同相补偿复合、将正交基带信号与所述正交补偿组合从而抑制由同相基带信号和正交基带信号引起的载波泄漏的装置。
3.权利要求2所述的载波泄漏抑制电路，其中所述赋予装置包括伪噪声(PN)发生器，其用于产生代表第一标志的第一PN序列和代表第二标志的第二PN序列，所述第一PN序列对所述第二PN序列非相关；第一组合器，其用于将所述第一PN序列与同相基带信号组合；和第二组合器，其用于将所述第二PN序列与正交基带信号组合。
4.权利要求2所述的载波泄漏抑制电路，其中所述分离和测量装置包括定向耦合器，用于采样RF输出信号；二极管检波器，其用于检测采样RF输出信号的功率谱；第一乘法器，其用于将探测到的采样RF输出信号功率谱与所述第一标志相乘从而产生与所述同相载波泄漏分量相应的同相直流(DC)信号；和第二乘法器，其用于将探测到的采样RF输出信号的功率谱与所述第二标志相乘从而产生与所述正交载波泄漏分量相应的正交DC信号。
5.权利要求4所述的载波泄漏抑制电路，其中所述发生装置包括第一积分器，其用于对所述同相直流(DC)信号积分以调节所述同相补偿的值；和第二积分器，其用于对所述正交直流(DC)信号积分以调节所述正交补偿的值。
6.权利要求2所述的载波泄漏抑制电路，其中所述组合装置也分别将所述第一和第二标志与同相基带信号和正交基带信号组合。
7.权利要求2所述的载波泄漏抑制电路，其中信号处理装置是正交调制器。
8.权利要求2所述的载波泄漏抑制电路，其中信号处理装置是单边带上变频器。
9.一种方法，用于自适应地抑制信号处理装置中的载波泄漏，该信号处理装置调制带有同相基带信号和正交基带信号的载波信号以产生射频(RF)输出信号，该方法包括步骤(1)在调制载波信号前赋予同相基带信号第一标志、给正交基带信号第二标志，以使调制后RF输出信号包括载有第一标志的同相载波泄漏分量和载有第二标志的正交载波泄漏分量；(2)通过分别使RF输出信号与所述第一和第二标志相关来分离并测量RF输出信号中所述同相和正交载波泄漏分量；(3)根据所述同相和正交载波泄漏分量的测量结果分别产生同相补偿和正交补偿；和(4)将同相基带信号与所述同相补偿组合、正交基带信号与所述正交补偿组合以抑制由于同相基带信号和正交基带信号引起的载波泄漏。
10.权利要求9所述的方法，其中步骤(1)包括步骤产生代表所述第一标志的第一PN序列和代表所述第二标志的第二PN序列，所述第一PN序列与所述第二PN序列不相关；将所述第一PN序列与同相基带信号组合；和将所述第二PN序列与正交基带信号组合。
11.权利要求9所述的方法，其中步骤(2)包括步骤采样RF输出信号；探测采样RF输出信号的功率谱；将所检测的采样RF输出信号的功率谱与所述第一标志相乘从而产生与所述同相载波泄漏分量相应的同相直流(DC)信号；和将所检测的采样RF输出信号的功率谱与所述第二标志相乘从而产生与所述正交载波泄漏分量相应的正交DC信号。
12.权利要求11所述方法，其中步骤(3)包括步骤对所述同相直流(DC)信号积分以调节所述同相补偿的值；对所述正交直流(DC)信号积分以调节所述正交补偿的值。
13.权利要求9所述方法，其中步骤(4)还包括将所述第一和第二标志分别与同相基带信号和正交基带信号组合。
全文摘要
一种载波泄漏抑制电路，其自适应地抑制调制具有同相和正交基带信号的载波信号的信号处理装置中的载波泄漏以产生射频(RF)输出信号。该电路通过在调制载波信号前赋予同相基带信号第一标志、正交基带信号第二标志来工作。RF输出信号中的同相和正交载波泄漏分量通过分别使RF输出信号与第一和第二标志相关被分离并测量。根据测量结果产生同相补偿和正交补偿。
文档编号H03C1/00GK1116375SQ94113488
公开日1996年2月7日 申请日期1994年12月28日 优先权日1993年12月29日
发明者詹姆斯·R·布劳杰特 申请人:美国电报电话公司