专利名称：具有改进效率及稳定性的功率级偏压电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及驱动器电路，特别是关于具有推挽晶体管及用以驱动电视扫描速度调制(SVM)线圈及相似负载的平衡驱动器级。
驱动器电路诸如电视扫描速度调制(SVM)驱动级，亦被称为波束扫描速度调制(BSVM)，通常使用推挽晶体管电流源电路以驱动显象管上的SVM线圈，该显象管有获自被显示的视频信号的电流信号。SVM线圈可在一输出放大级直接予以驱动，或者，可将较低功率挽晶体管电流源驱动器耦合至较高功率级如驱动SVM线圈的推挽射极跟随器。
SVM线圈被驱动以产生磁场以补助主偏转场供调制波束扫描速度而改进在视频亮度中的渡越锐度。例如，在暗与亮的渡越间，波束在显示器的较亮区域较慢通过，显示器显示较亮，否则以更快速度通过较暗部分。SVM信号部分得自视频信号的亮度成分的导数，并可由水平及垂直速率抛物线所调制，以便在图象锐度效应上等于显示器上的不同位置。
一SVM驱动器级通常有足够的功率以驱动SVM线圈中的电流至少在±1安培，电压在±50伏特。SNM驱动器必须在视频频率工作，例如对于一般NTSC可达10MHz，对于非间条扫描则更高，及高于40MHz高清晰度电视。
图1为现有技术，是一般推挽式电流驱动器输出级的图形代表，它可驱动一SVM线圈。SVM线圈或其他负载20将由一DC电源Vdc根据一AC输入信号Vac而予以驱动，该输入信号Vac为一AC由电容器C1及C2耦合至互补推挽晶体管Q1及Q2的基极。晶体管Q1及Q2分别为NPN及PNP晶体管并相反传导。当Q1断开，Q2则导电并自源Vdc提供电流至负载，因而使电容器C3充电。当Q2断开，Q1导电并使电容器C3经负载放电。电阻器R1经由R6提供偏压。电容器C3与负载串联发展出一平均直流(DC)值，因而负载被以反极性驱动。
此型的驱动器级具有高峰值功率需求，但其效率需要小心控制流经晶体管Q1及Q2的DC偏压电流。使波形的失真减少亦为其优点。此等利益造成与电路设计要求相抵触。
当Q1及Q2为静态时，“断开”，经过晶体管Q1或Q2的直流(DC)集极电流偏压，包括经由晶体管Q1或Q2的电流传导非常理想。此偏压电流能保留电路的小信号频率响应，并可减低经由此级的信号失真。此静态集极电流偏压的大小一般在10mA的数量级。除了避免失真效应外，通常不希望有不必要的DC静态电流吸取，因为此举将直接对本级的静态功率消耗有所影响。
DC供应电压“Vdc”大约为+140伏直流。假定在10mA的静态集极电流之下，静态偏压电流造成约1.4瓦的功率消耗(每个晶体管0.7瓦)。在50mA时，静态功率消耗将为7瓦(每个晶体管3.5瓦)。
尽管驱动一SVM线圈所需的高峰值功率，但实际的工作周期通常甚低。在某种情况下，工作周期由输出级供应电流或功率的信号代表的反馈所控制，此信号代表在需要较高功率时，可降低相对较少期间的SVM信号波幅。因此，有效的设计具有较低的SVM工作周期及测定输出级的大小的优点。它也适宜于降低推挽电流驱动器中的静态功率损耗，此可避免功率消耗及避免过大热消耗的需求。
图1中的传统电路在控制晶体管Q1及Q2(特别是晶体管的温度变化时)中的静态DC电流偏压并非十分有效，因为供较佳的限制静态电流的设计选择有相反的作业效果。例如，电阻器R5及R6与晶体管Q1及Q2串联可造得很大以获得低静态电流。较大电阻器与晶体管的基-射极电压比较其电压降较大，因而降低了静态电流对Vde及温度的依赖性。此外，用来作晶体管Q1及Q2偏压的其余电阻器R1到R4可加以选择以使静态电流最小。如设计师选择电阻器R5及R6较大，过大的阻值可能必需。如设计师选择经由电阻器R1至R4以改变偏压(即将电阻器R2、R3阻值加大而将R1、R4阻值变小以减小静态电流)，小信号响应将会产生并引入交叉失真。
例如，假定电阻器R5及R6大小予以控制以发展0.5伏，10mA的静态负载以达良好的温度稳定性，其阻值应为50欧姆。在静态条件下此举可以接受，但在±1安培峰值驱动电流时，电阻器R5、R6将发展出一个50伏的峰值电压降。高功率电阻器将为必需。此外，亦必须增加供应电压Vdc高至100伏特以保持跨负载上可用的高峰值电阻。这是由于跨电阻器R5或R6上的电压降使然。这种限制静态电流的方法与峰值电压及功率消耗需求互不相容。
图1的电路的一种可能的改进是增加二个Vbe补偿二极管，如图2所示的射极跟随器的方式，也是现有技术。可能范围内，相同参考号码在各图中均代表相同功能的元件。二极管CR1与电阻器R1串联导电及另一二极管CR2则与电阻器R4串联导电。二极管接点电压预期可匹配及补偿晶体管Q1及Q2的基极-发射极电压。虽然这是一项改进，但并不能消除与偏压此驱动级有关的问题。为达成最佳性能及电效率，必须将二极管接点电压与晶体管基极发射极电压准确匹配。二极管必须以热方式耦合至晶体管Q1及Q2的热吸器以便在热改变时保持匹配以备追踪。电压匹配可通过二极管调整电流或指定二极管某一接点电压方式改进，但这些技术会增加电路的成本及在结构及制造上需要更多步骤以完成将二极管热耦合至晶体管。
如果没有特殊接点电压匹配及/或热追踪，接点电压失调可能引起正常生产的变化。此一失调可能在±100mV的数量级，此一数值甚为重要，因为跨在电阻器R1及R4上必须有至少200mV的静态DC电压才能达到良好的再现性及良好的热稳定性。电阻器R5及R6必须为20欧姆供10mA的设计中心静态集极电流之用。静态电流亦可能由5mA至20mA变化而引起假定的失调程度。在±1安培输出时，电阻器R5及R6可发展出20伏特的峰值电压。这是图1中原有形式的一项改进，其中电阻器R5，R6发展一50伏的峰值，但仍然效率不佳。
图2的电路代表一个有推挽射极跟随器输出级的传统式音频驱动器。虽然构型为跟随器，此电路亦有上述的限制，包括保持低静态偏压，偏压稳定性，接点电压匹配及相对的无效率或不能达到最佳输出驱动电压能力等问题。
如能解决在保持低又稳定的静态偏压的需求与高峰值输出间的矛盾将极为有利。最好解决方案不依赖图1及图2中传统电路的组件特性，热耦合安排，高功率电阻器或其他缺点。根据本发明，本解决方案的达成是利用一非线性元件如一个二极管与驱动晶体管的发射极串联。此电路予以偏压以在二极管的静态下仅有一小的正向电压跨过二极管，即较全面导电二极管电压降稍小，在此状态下，二极管具有较高的电阻。在峰值负载时，二极管的电阻较低，因而达到低静态电流及高峰值驱动电压。
根据本发明的装置，每一互补推挽式驱动器级之一侧的静态电流通过在使二极管与本级中晶体管的发射极-集电极接点串联的非线性元件而得以降低。这些二极管在偏压后，其在静态电流状态下的正向偏压仅较其正向导电电压稍小。这些二极管在静态条件下有一高电阻，因而使静态电流消耗降低。在峰值条件下此二极管呈现一较低的电阻，及低电压降，因此在峰值电流时负载上被加上一个高比例的电压。驱动器级可发展出一良好的峰值电流与静态电流比值。
根据本发明的波束扫描速度调制(BS VM)驱动器电路包括第一和第二晶体管，成推挽式构型，分别与信号输入电极连接，用以接收具有一视频带宽的波束扫描速度调制信号，分别具有互相连接且耦合到波束扫描速度调制线圈的对应电极，并各自具有主要的通电路径；偏压电路，分别与所述晶体管的所述主要通电路径相耦合，具有取决于阈值电压而呈导通状态和大致上非导通状态的非线性器件，所述偏压电路在所述第一和第二晶体管处于静态时分别形成大致上等于所述阈值电压的偏压阈值。
根据本发明的波束扫描速度调制(BS VM)驱动器电路包括第一和第二晶体管，成推挽式构型，分别与信号输入电极连接，用以接收具有一视频带宽的波束扫描速度调制信号，分别具有互相连接且耦合到波束扫描速度调制线圈的对应电极，并各自具有主要的通电路径；偏压电路，分别与所述晶体管的所述主要通电路径相耦合，具有取决于阈值电压而呈导通状态和大致上非导通状态的非线性器件，所述偏压电路在所述第一和第二晶体管处于静态时分别形成偏压阈值，使得所述多个非线性器件实质上限制所述第一和第二晶体管的主通电路径电流并传送峰值信号电流，而没有引起实质的电压降，否则体倾向于限制所述晶体管的峰值驱动电压。
当所说第一和第二晶体管处于静态时，所述偏压阀值近似地等于所述阈值电压。
根据本发明的另一实施例的驱动器电路包括第一和第二晶体管，成推挽式构型；具有分别耦合到一输入信号的输入端子；具有互相耦合并耦合到一负荷的对应电极，并分别具有主要导电路径，耦合到所述各对应主要导电路径的非线性导电器件，所述各非线性器件具有导电和基本不导电的状态，这取决于跨接于各非线性器件的阈值电压；以及用于各个非线性器件的相应偏压电路，所述各个偏压电路当所述第一和第二晶体管处于静态时分别建立起大约等于所述阈值电压的偏压阈值。
上述各个实施例中，各个非线性器件包括一个与所述主要导电路径串联的二极管；一个第一电阻器可与所述各个二极管并联，以及一个第二电阻器，与所述各个二极管串联。
根据本发明的再一个实施例的驱动器电路包括用以提供一个在静态信号电平和峰值信号电平之间变化的输入信号的装置；一个晶体管，与一电源及所述输入信号提供装置相连接，用以根据所述输入信号而变为导通；一个二极管；与所述晶体管的一发射极串联，当所述晶体管在静态信号电平而处于导通状态时该二极管具有高电阻，而当所述晶体管在峰值信号电平而处于导通状态时则具有低电阻；一个第一电阻器，与所述二极管并联，以及一个与所述二极管串联的第二电阻器，用以将跨接二极管的偏压保持在静态信号电平，该偏压小于二极管的一个正向偏置的导通电压；和一个与第一电阻器并联的电容器。
在上述所有的实施例中，各个非线性器件当被偏置为阈值电平时具有一较大的电阻值，而当有关的晶体管通过所述非线性器件而导通时则具有较小的电阻值。
在上述所有的实施例中，第一和第二晶体管可以是互补晶体管。
图1及图2为现有技术，均为表示传统的推挽式驱动电路示意图，图2为推挽射极跟随器构型；图3为根据本发明第一个实施例的驱动器级偏压电路的略图；图4为另一实施例的略图；图5及6为说明与图3及4对应的另一具体实施例，其构型为推挽驱动器；图7为说明根据图4之一实际的具体实施例的略图，包括组件值、结果电流电平及电压降。
图3及4显示本发明的驱动器级的两个不同型式，包括一个二极管CR3与输出晶体管Q1的发射极串联。图中，相同的参考号码用来代表对应的电路元件。图3及4所示的电路代表电路的细部供偏压一输出晶体管，并可用互补方式予以重复供图5及6所示的互补推挽晶体管之用。
在本发明的各个实施例中，偏压电路1与晶体管Q1相连接，而偏压电路2则与晶体管Q2相连接。在所示的各个偏压电路中，具有一非线性器件，例如二极管，一个与非线性器件串联的第一电阻器，一个与非线性器件并联的第二电阻器和一个与非线性器件并联的电容器。在图3、5和6中，电容器也与第二电阻器并联。
如图3所示，非线性电路或元件CR3与输出晶体管Q1的发射极串联，其特征是在低电流龟平时有一高电阻值，如发生在静态偏压情况一样，在峰值信号条件下的较高电流时，电阻值则较低。输出晶体管Q1的偏压条件由选择电阻值而定，使之可维持10mA的最小静态电流。但在静态电流电平，跨接非线性元件，即二极管CR1上的电压被保持在使二极管正向偏压0.7伏以下，该电压在以峰值导电时跨接二极管CR1之上。二极管CR1的电阻值在静态电流电平时较高，而在峰值电流电平时则较低。
例如电阻器R7的值可为47欧姆而电阻器R5的值则可为4.7欧姆。为了保持10mA的最小静态电流电平，此电平可获得良好的低信号电平响应，晶体管Q1的发射极的电压为0.517伏特。即使在晶体管Q1的基极-发射极电压的较坏公差±100mV下，静态电流的变化仅为±2mA而已。
CR1在此电路中的目的是负载峰值信号电流而不致引入实质的电压降，该电压降将会使跨接在负载上的峰值电压输出降低，例如，该负载可能是电视或相似显示器的扫描速度调制线圈。电阻器R5、R7的阻值宜加以选择以使在此级的静态状态下二极管CR1不太导电，但跨接在CR1上的电压可接近二极管的正向偏压接点的电压值。
电容器C4与电晶管Q1的发射极串联，与二极管CR3并联，目的在于负载高频(AC)发射极电流。如没有二极管CR3存在，大信号电流将使电容器CA充电至新直流状态，这将降低晶体管Q1的发射极电流的工作周期，而在如图5及6中的推挽装置中，会引进显著的跨越失真。此种失真在平均AC信号波辐变大时而增加。二极管CR3作为在高平均信号电流时将C4上的电压箝位。
所示的电路并不能绝对消除交叉失真，由于跨接在二极管CR3上的导电接点电压并不精确地等于跨接在二极管CR3上的静态电压。这是由于跨接在二极管CR3上接点电压的公差、附近的温度转移及二极管的电压/电流传导特性等而引起的。但根据本发明，失真已减少，并且，如果CR3省略时则大举减少。交叉失真可以再被减低，如果利用全面反馈技术及利用一输入误差放大器(未示出)以控制输出电流，失真将更为降低。
以典型的硅整流器二极管CR3而言，跨接在二极管上的静态电压大约为0.4至0.5伏为最佳。此将足够低，并可使在正常四周温度下晶体管Q1的偏压可有一良好的稳定性，并可防止二极管CR3以静态电流导电，因其将造成晶体管Q1静态集电极电流增加。在二极管CR3上的0.4-0.5V静态偏压亦接近传导电压，因而够高而造成经由CR3的高信号电流导电。
图3及4代表二个不同构型，每个均可用于如图5和6中所示的推挽装置中。在每一例中，二极管CR3(以及图5和6中的CR4)分别与晶体管Q1(及Q2)的输出串联。电流经由串联电阻器R5耦合至二极管。电阻器R7(图3和5)形成一分压器，其决定在静态电流电平时不导电的二极体CR3上的电压；在图4及6中，此电压由电阻器R8的值决定。
如图5和6所示，图3及4中的驱动器级可直接加在推挽输出级上。因此，输入信号Vac即通过电容器C1、C2作AC耦合至互补NPN及PNP晶体管Q1、Q2的基极。二极管CR3及CR4被其所串联及并联的电阻器R5、R7或R6、R9所偏压从而在静态电流电平时不导电。高电流时，经由串联耦合二极管CR3、CR4及其电阻器R5、R6而导电。图5中，晶体管Q1、Q2的基极经电阻器R1、R2或R3、R4耦合至电容器C3，电容器C3与负载串联，并在Q2导电时经由负载充电，并在Q1导电时经由负载放电，因而通常保持一个为供应电压Vdc一半的平均电压。图6中，电阻器R2及R3耦合至晶体管的基极及负载之间，其效果相似。
图7为本发明的一驱动器级具有如标示的特别值及对应电流电平。此一装置亦可安排成推挽构型。
本领域的技术员可知图3-7中所示的本发明可用于推挽放大器中，其中推挽晶体管的发射极彼此互耦并耦合至负载如在古典音频放大器构型(图2)一样。
本发明可在一推挽级低电流电平时达到良好的偏压稳定度及峰值信号电流时良好的功率效率。本发明对扫描速度调制线圈驱动器及其他驱动器有良好益处，对具有峰值电流为静态偏压电流许多倍的驱动器亦有益处。交叉失真，虽然并非完全，但在许多应用上均可接受，诸如SVM驱动器，此种失真可用全面反馈及误差放大器而使驱动器级更准确地追踪输入信号而予以降低。偏压电路亦可耦合至其他驱动器的发射极电路，例如，一音频放大器的驱动器级，或其他电压输出级，其相同的稳定低静态集电极电流偏压状态及高电效率或高功率驱动能力亦非常令人满意。
权利要求
1.一种波束扫描速度调制驱动器电路，包括第一和第二晶体管(Q1，Q2)，以一推挽结构相耦合，分别与各自的信号输入电极相连接，用以接收具有一视频带宽的波束扫描速度调制信号Vac，并具有相互耦合的对应电极并耦合到一波束速度调制线圈(LOAD)和各自的主要导电路径，其特征在于分别与所述主要导电路径相连接的偏压电路(1，2)，包括非线性器件(CR3，CR4)，它们取决于一阈值电压而具有导电状态和大致上非导电状态，所述偏压电路(1，2)当所述第一和第二晶体管(Q1，Q2)处于静态时分别建立起近似地等于所述阈值电压的偏压阈值。
2.如权利要求1所述的驱动器电路，其特征在于，所述非线性器件(CR3，CR4)包括一个与所述主要导电路径之一串联的二极管。
3.如权利要求2所述的驱动器电路，其特征在于，还包括一第一电阻器(R7，R8，R9)，与所述每个二极管相并联连接，和一第二阻器(R5，R6)，与所每个二极管相串联连接。
4.如权利要求1所述的驱动器电路，其特征在于，所述非线性器件(CR3，CR4)当被偏置于所述阈值电平时提供一较大电阻值，而当相关的晶体管(Q1，Q2)通过所述非线性器件(CR3，CR4)而呈导通状态时则提供较小的电阻值。
5.如权利要求1所述的驱动器电路，其特征在于，所述第一和第二晶体管(Q1，Q2)为互补晶体管。
6.一种波束扫描速度调制驱动器电路，包括第一和第二晶体管(Q1，Q2)，以一推挽结构相耦合，分别与各自的信号输入电极相连接，用以接收具有一视频带宽的波束扫描速度调制信号Vac，并具有相互耦合的对应电极并耦合到一波束速度调制线圈(LOAD)和各自的主要导电路径，其特征在于分别与所述主要导电路径相连接的偏压电路(1，2)，包括非线性器件(CR3，CR4)，它们取决于一阈值电压而具有导电状态和大致上非导电状态，所述偏压电路(1，2)当所述第一和第二晶体管(Q1，Q2)处于静态时分别建立起各自的偏压阈值，使得所述非线性器件大致上限制所述第一和第二晶体管(Q1，Q2)在所述静态中的主要导电路径电流，并传送峰值信号电流而基本上不引起电压降，否则趋向于限制所述晶体管(Q1，Q2)的峰值驱动电压。
7.如权利要求6所述的驱动器电路，其特征在于，所述偏压阈值当所述第一和第二晶体管(Q1，Q2)处于静态时近似地等于所述阈值电压。
8.如权利要求6所述的驱动器电路，其特征在于，所述各非线性器件(CR3，CR4)包括与所述主要导电路径相串联的一个二极管。
9.如权利要求8所述的驱动器电路，其特征在于，还包括与所述各个二极管并联的一个第一电阻器(R7，R8，R9)，和与所述各个二极管串联的一个第二电阻器。
10.如权利要求6所述的驱动器电路，其特征在于，所述第一和第二晶体管(Q1，Q2)为互补晶体管。
11.一种驱动器电路，包括第一和第二晶体管(Q1，Q2)，以一推挽结构相耦合，分别具有与各自的与输入信号(Vac)相连接的信号输入端子，并具有相互耦合的对应电极并耦合到一负载(LOAD)，和具有各自的主要导电路径，其特征在于分别与所述主要导电路径相连接的偏置电路(1，2)一个非线性器件(CR3，CR4)，它们取决于跨接于所述非线性器件(CR3，CR4)上的一阈值电压而具有导电状态和大致上非导电状态；和所述非线性器件(CR3，CR4)的偏压电路(1，2)，所述偏置电路(1，2)当所述第一和第二晶体管(Q1，Q2)处于静态时分别建立起各自的偏压阈值。
12.如权利要求11所述的驱动器电路，其特征在于，所述非线性器件(CR3，CR4)为二极管。
13.如权利要求11所述的驱动器电路，其特征在于，所述负载(LOAD)包括一个波束扫描速度调制线圈。
14.如权利要求11所述的驱动器电路，其特征在于，所述输入信号(Vac)是波束扫描速度调制信号。
15.一种驱动器电路，包括用以提供一个在静态信号电平和峰值信号电平之间变化的输入信号的装置(Vac)；和一晶体管(Q1)，与一电源(Vdc)和提供输入信号的装置(Vac)相连接，根据输入信号，该晶体管(Q1)被安排为导通；其特征在于，一个与晶体管(Q1)的发射极串联的二极管(CR3)，该二极管(CR3)当所述晶体管(Q1)在静态信号电平导电时具有一较高电阻，而当所述晶体管(Q1)在峰值信号电平导电时则具有较低电阻；一第一电阻器(R7)，与所述二极管并联，以及一第二电阻器(R5)，与二极管(CR3)串联，用以将跨接该二极管(CR3)的偏压维持在静态信号电平，该偏压小于二极管(CR3)的正向偏置导电电压；和一个电容器(C4)，与所述第一电阻器(R7)并联。
全文摘要
一种波束扫描速度调制(BSVM)驱动器电路，包括以推挽构型相连接的第一和第二晶体管(Q1，Q2)，分别具有输入信号电极用以接收具有视频带宽的BSVM信号(vac)；互相耦合的对应电极，且与一BSVM线圈(LOAD)连接；和各自的主要导电路径。分别与所述主要导电路径相接的偏压电路(1，2)包括非线性器件(CR3，CR4)，取决于一阈值电压而具有导电状态和非导电状态，且当所述第一和第二晶体管(Q1，Q2)处于静态时，偏压电路(1，2)分别建立起近似等于阈值电压的偏压阈值。
文档编号H03F1/30GK1132434SQ9511909
公开日1996年10月2日 申请日期1995年12月27日 优先权日1994年12月28日
发明者C·M·怀特 申请人:汤姆森消费电子有限公司