增益可控制的放大器、包括一个增益可控制的放大器的接收机及控制信号幅度的方法

专利名称：：增益可控制的放大器、包括一个增益可控制的放大器的接收机及控制信号幅度的方法
技术领域：
：本发明一般涉及增益可控制的放大器和接收机。许多接收机包括增益可控制的放大器补偿接收信号的幅度变化。例如，电视接收机具有增益调节电路，使中频信号的幅度提高到基准电平。更具体地讲，本发明涉及按照权利要求1的前序和限定的一类增益可控制放大器。这类增益可控制放大器从EP-A-0102946中已公知了。图1表示已知的增益可控制放大器，它实际上包括并联的三个差动晶体管对。多个发射极晶体管对TR51-TR52可分为具有发射极E1A-E2A的第一差动对，具有发射极E1B-E2B的第二差动对和具有发射极E1C-E2C的第三差动对。由于发射极E1A的表面等于发射极E2A的表面，第一差动对是平衡的。由于它们相应的发射极的表面是不相等的，其它的差动对是不平衡的。平衡的差动对构成一个高增益互导纳级，具有相对小的输入信号范围。并联的不平衡差动对构成具有相对大的输入信号范围的低增益互导纳级。已知放大器的增益是通过增加或减少馈送到这三对的相应公共发射极的尾电流I1、I2和I3控制的。存在两种极端增益情况一种是其中高增益级提供输出信号的大部分，另一种是其中低增益级提供输出信号。尾电流确定高增益级和低增益级对输出信号的加权作用。通过适当的控制尾电流，可控制放大器可设置在两个极端增益情况之间的任何增益值。已知放大器的增益值设定也影响差动对的公共耦合的集电极输出的DC电流。这些DC集电极电流通过增益控制范围的变化可能是显著的。这些电流流入的负载电路必须与这个变化相适应。在图6所示的放大器中，负载电路由二极管D1和D2构成。由于这个二极管负载电路，DC集电极电压在比DC集电极电流小得多的范围内变化。但是，存在着对二极管负载电路的反转(reverse)。图1所示的增益可控制放大器有二点缺陷。第一，最大可达到的放大器增益相对地低。二极管负载电路的互阻抗增益相对地低；二极管提供相当微弱的信号电流—电压变换。这影响放大器的增益，该增益是并联的差动对互导纳增益和互阻抗增益的乘积。第二，放大器的噪声系数相当高。二极管的散粒噪声对总的放大器噪声有相当大的影响。由于相对低的增益和高的噪声系数，已知的增益可控制放大器不适合于各种类型的接收机。如果图1所示的二极管D1和D2以相当高阻值的电阻代替，则已知放大器的增益可增加而其噪声系数可减小。但是，这可显著地扩大了集电极的DC电压的摆动。总之，根据EP-A-0102946的增益控制原理，固有地遭受在一方面DC集电极电压变化与另一方面噪声系数及可达到的增益之间的折衷。本发明的目的是提供上面确定类型的增益可控制放大器，其中DC集电极电流在比已知放大器中更小的范围内变化。这种增益可控制放大器在权利要求1中限定。本发明还提供如在权利要求10中限定的接收机和如在权利要求11中限定的增益控制方法。有利的实施例在从属权利要求中限定。本发明采取新的增益控制方法。由于控制信号的作用，互相并联的差动对是不平衡的。这些差动对实际上构成一个互导纳级。这级的增益是每个差动对的加权增益的和。在这个和中差动对的权通过使差动对在较大程度或较小程度不平衡而可能变化。因此，控制增益而不变化差动对的尾电流如在现有技术增益可控制放大器那样，这是可能的。因此，在相互耦合的集电极DC电流的和保持恒定。本发明具有更多的显著特性，根据本发明增益可控制放大器的带宽基本上与增益无关。但是，对于具有增益控制电路的接收机，根据低噪声和低失真看本发明是有利的。实现本发明有各种方式。差动对中的不平衡可以是平滑地或逐步变化的。在一个替代方案中，一个连续可变偏移电压的阵列可应用于差动对。在另一个替代方案中，偏移电压可在固定值之间转换。另一个方法是改变差动对中的有效发射极面积来改变其中的不平衡。从和对照下面叙述的实施例的说明，本发明的这些和其它方面将清楚了。在图中图1表示现有技术增益可控制放大器；图2是表示本发明的主要部分的示意方框图；图3表示根据本发明设置为最大增益的互导纳级的转移函数。图4表示根据本发明设置为最小增益的互导纳级的转移函数。图5表示根据本发明的第一变型设置为中间增益的互导纳级的转移函数。图6表示根据本发明的第二变型设置为中间增益的互导纳级的转移函数。图7表示互导纳增益与输入信号关系曲线，用于比较在不同增益设定的互导纳级的线性范围，而且特别是在这方面比较本发明的第一和第二变型的线性范围。图8是根据本发明第一增益可控制放大器的电路图。图9表示第一增益可控制放大器的增益控制特性。图10是根据本发明的接收机的方框示意图。图11是根据本发明的第二增益可控制放大器的方框示意图。图12更详细地表示在第二增益可控制放大器中互导纳级。首先，进一步说明本发明的原理和讨论本发明的基本变型。随后，通过举例说明本发明的实施例。接着，参照这些实施例概述本发明的显著特性。在说明书的末尾简单地叙述对所示实施例的一些替代方案。图2是表示本发明的两个主要部分的方框示意图一个互导纳级VI，它包括多个差动晶体管对DP1……DPn，和按照所加的增益控制信号Vgc的函数使这些差动对不平衡的装置UM。AC信号Vs加在差动对晶体管的基极之间。输出电流Icca或Iccb可分别从互相耦合的集电极的每个结点CCA、CCB取出。尾电流源IT1、…ITn分别提供尾电流给差动对DP1、…DPn的公共发射极。差动对分解加给它的尾电流尾电流的一部分流到结点CCA，其余部分流到结点CCB。存在着由于AC信号Vs引起的动态尾电池分解和由装置UM控制的静态尾电流分解。动态分解分别在输出电流Icca和Iccb中产生AC分量，即静态分解规定这些相应的输出电流的DC值。利用偏移电压φ1、…φn表示在差动对中的静态电流分解。偏移电压φ1、…φn指示静态电流分解离开平衡状态的偏差。在平衡状态中差动对集电极电流的DC值是相等的。偏移电压是假想的DC电压的倒数，假想的DC电压必须加在特定差动对的AC信号Vs上，以取得这个平衡状态。因此，当差动对的静态电流分解以非零偏移电压为特征时，这意味着这对是处在不平衡状态。互导纳级V的增益可通过偏移电压φ1、…φn控制。有两种极端的增益设定。当所有的差动对都处在平衡状态时，即φ1、…φn＝0，则增益最大。当所有的差动对都处在不平衡状态和偏移电压φ1、…φn是等距离时增益最小，取决于所用晶体管的类型，等距离Δφ约为40至60mV。对于具有4个并联的差动对DP1、…DP4的互导纳级，这两个极端的增益设定分别示于图3a、3b和4a、4b中。在这个例子中所有的尾电流源IT1…IT4提供相同的尾电流It。在所述的图中在公共集电极CCA的结点的输出电流Icca被认为响应于加在差动对的基极之间的AC信号Vs。输出电流Icca分别是差动对晶体管QA1、…QA4的所有集电极电流Ica1、…Ica4之和。给定输出电流Icca，则输出电流Iccb同样也确定了，因为Icca和Iccb之和等于It。图3a和4a表示各单个差动对DP1、…DP4的转移函数。在图3a中转移函数相对信号零，即Vs＝0相同地设置。输出电流Icca是差动对晶体管QA1、…QA4之一的集电极电流的四倍。图3b中所示的互导纳级V的转移函数是图3a中所示的差动对的转移函数之和。在整个输入电压范围内，每个差动对给予输出电流Icca相等的影响。在图4a中，转移函数相对于信号零偏移，而且它们彼此等距离偏移。这时，每个差动对提供输入信号范围的不同部分的AC电压—电流变换。对于大的负的和正的输入电压偏移DP1和DP2分别提供输出电流Icca中的相应变化。对于小的负的和正的电压偏移DP2和DP3分别取代。而且，图4b中所示的互导纳级V的转移函数是图4a中所示的差动对的转移函数之和。从图3b和4b，两个极端增益设定是明显的。其中所示的转移函数的斜率指示互导纳增益。更准确地讲，互导纳级V的小信号增益是在Vs＝0的转移函数的一次导数。在图3b中这个偏差大约是图4b中的偏差的4倍。有两种方式该增益设定可在这两个极端之间变化。第一种方式是改变偏移电压的等距离Δφ。例如等距离Δφ可在图4中的Δφmax和图3中的0之间变化。在式子Δφ＝k·Δφmax，式中k确定增益的0和1之间的实数。如图5中所示的，这提供了从图3所示的最大增益设定和图4所示的最小增益设定的平滑和连续变化。通过适当的控制加到并联连接的差动对的偏移电压的等距离，互导纳增益可设置在最大和最小增益设定之间的任何增益值。变化增益的第二种方式是转换偏移电压以构成具有类似偏移电压的两个或多个差动对的组。等距离偏移电压保持在不同组的差动对之间。这提供在极端增益设定之间增益的逐步偏离。图6表示在图3和4中所示的增益设定之间这种步长的一个例子。在图6中差动对DP1和DP2具有相同的不平衡状态，而差动对DP3和DP4具有相同的不平衡状态但与DP1和DP2不同。与图4比较，偏移电压φ2和φ3被保持了，但是偏移电压φ1和φ4已被转换，使得它们分别等于φ2和φ3。得到的转移函数示于图6b。互导纳增益约是最小增益设定的两倍和最大增益设定的一半。在这两种情况下，输出电流Icca和随后的Iccb中的DC分量基本上与互导纳级V的增益设定无关。这可从图5b和6b所示的转移函数看出。在每个图中在Vs＝0时输出电流Icca保持2·It。改变增益的两种方式具有它们的优点。当使用第二种方式而不是第一种方式时，互导纳级的失真稍微小。图6b中所示的转移函数比图5b中所示的转移函数稍微更线性。这情况在图7中更清楚地表示了。C和D表示的实线曲线分别是图5b和6b中所示的转移函数的一次导数与输入信号值Vs的关系曲线。虚线曲线涉及极端增益设定。如果一次导数与Vs无关，它意味着没有考虑谐波失真的较高阶导数。因此，曲线的平坦度是线性的度量。改变增益的第一种方式允许设定在两极端之间的任何值，第二种方式只在有限数量的值。以离散步长的增益变化的分辨率取决于差动对的数量。相对高的分辨率可能要求不实际地高数量的差动对。通过组合分离增益控制形式和连续增益控制的形式这可被避免。偏移电压的转换粗略地设定增益最接近希望值。然后，通过连续增益控制该增益被调整到希望值。实现离散值之间增益的细调有几种选择。第一种选择是调节尾电流It。参见图3b、4b和6b所示的转移函数，斜率的高度4·It将变化，而斜率的宽度保持恒定。因此，互导纳增益随尾电流线性地改变。如在现有技术的电路中，输出电流Icca和Iccb的DC值同等地变化。但是，在本发明中改变较小。偏移电压的转换将该增益控制范围细分为更小的部分。需要相对很小的尾电流变化以改变这些较小部分中的增益。第二种选择要求具有不同增益值的二个逐步增益控制的互导纳级。这些增益值是这些级的离散增益控制特征中的随后的步长。这些互导纳级的加权输出电流的线性组合提供各级的离散增益值之间的增益值。改变输出电流的加权系数实现所述离散增益值之间增益的细调。另一种选择是通过如上所识别的差动对的不平衡组合改变增益的第一和第二种方式。为了说明这个选择，下面的例子给出具有4个差动对的互导纳级。从图4所示的极端增益设定开始，通过减少偏移电压φ1、…φ4之间的等距离Δφ以连续方式递增增益。在与图4和6相关的值之间的某个增益上，偏移电压φ1和φ2以相等的方式转换。这同样适用于偏移电压φ3和φ4。因此，DP1、DP2形成同等地不平衡的差动对的第一组，而DP3和DP4形成这种性质的第二组。选择偏移电压φ1＝φ2和φ3＝φ4之间的差为在增益控制特性中基本上没有不连续性。这时，通过递减偏移电压中的差，该增益可进一步递增。在一定点上，得到图6中所示的设定，超过这点，φ1＝φ2和φ3＝φ4之间的差进一步递减，直到差为零。在这种情况下，达到图3中所示的最大增益设定。现在通过举例提供本发明的两个实施例。图8表示增益可控制放大器部分AMP。差动输入电压Vip-Vin可加在一对输入端INA、INB。响应该输入电压的差动输出电压Vop-Von可从一对输出端OA、OB取出。加在该对增益控制端GC1、GC2的差动电压Vgcp-Vgcn控制该增益A＝(Vop-Von)÷(Vip-Vin)。差动输入电压Vip-Vin经过缓冲晶体管TIA和TIB转移到差动对DP1、…DP32的基极端。这些差动对构成一个互导纳级VI，它将差动输入电压变换为流过负载电阻RLA和RLB的差动集电极电流Icd。这些电阻将差动集电极电流Icd变换为在该对输出OA、OB上的差动输出电压。DC偏移电压被加在差动输入电压Vip-Vin上，以增益控制电压的函数使差动对DP1、…DP32不平衡。使差动对不平衡的装置UM包括分别连接在缓冲晶体管TIA和TIB与差动对晶体管QA1、…QA32和QB1、…QB32的基极连接之间的两个电阻梯形网络RA0、…RA32和RB0、…RB32。梯形网络电阻具有相等的值。相等的DC电流分别从电流源IXA和IXB发出流过这些电阻网络的每个电阻。因此，每个电阻产生相同的压降，称为单位压降ΔV。每个差动对与不同的DC偏移电压是不平衡的。DC偏移电压是单位压降ΔV的整数(K)倍。整数(K)通过差动对到梯形网络的反对称连接而规定。例如，考虑叠加在输入电压Vip-Vin上的DC偏移电压使差动对DP1不平衡。晶体管QA1的基极连接到从缓冲晶体管TIA的发射极看的梯形网络的第一抽头。晶体管QB1的基极连接到从缓冲晶体管TIB的发射极看的梯形网络的第三十二抽头。从缓冲晶体管TIA的发射极到晶体管QA1的基极有一个单位压降。从缓冲晶体管TIB的发射极到晶体管QB1的基极有32倍的单位压降的电压降。因此，使差动对DP1不平衡的DC偏移电压是(32-1)倍的单位压降，即K＝+31。类似地，也可导出其它差动对的DC偏移电压。装置UM分别以+31、+29、+27、…-27、-29、-31倍的单位压降的DC偏移电压使差动对DP1、DP2、DP3、…DP30、DP31、DP32不平衡。等距离偏移电压Δφ即两个相邻差动对DPi、DP(i+1)之间的DC偏移电压的差为单位电压Δφ＝2·ΔV。等距离偏移电压Δφ取决于加在该对增益控制端GC1、GC2的差动增益控制电压Vgcp-Vgcn。等距离偏移电压随着流过电阻梯形网络的DC电流而变化。差动对CSA和CSB起着分流器的作用，该分流器分别输出由电流源IXA和IXB提供的DC电流的一部分流过该梯形网络。这些分流器的设定由增益控制电压Vgcp-Vgcn确定。有两个极端设定。第一个极端设定是当Vgcp-Vgcn是这样时，晶体管TCA2和TCB2是导通的，而TCA1和TCB1是不导通的。例如，当在Vgcp-Vgcn为-200mV时。在这种情况，没有电流流过电阻梯形网络和等距离偏置电压为0。因此，差动对的特殊函数相同。每个差动对对于输出电压Vop-Von起同等的影响，而与输入电压Vip-Vin的值无关。这是放大器部分AMP的最大增益设定。第二个极端设定是当Vgcp-Vgcn是这样时，晶体管TCA1和TCB1是导通的而TCA2和TCB2不导通。例如，在Vgcp-Vgcn为+200mV时。在这种情况，从电流源IXA和IXB来的所有电流都流过相应的电阻梯形网络。因而，等距离偏移电压是最大(Δφmax)和差动对的转移函数彼此最大地偏移。当具有小幅度例如1mV的AC信号加在该对输入端INA、INB时，只有差动对DP15和DP16(未示出)对在该输出端对OA、OB的AC信号有影响。这是最小增益设定。图9a表示图8所示的增益可控制放大器部分AMP的转移函数曲线。差动增益控制电压Vgcp-Vgcn是运行参数(runningparameter)。增益控制电压值分别为-100mV、-50mV、-25mV、-10mV、0、+10mV、+25mV、+50mV和+100mV。该曲线涉及以下分量值。每个尾流源IT1、…IT32提供40μA。选择负载电阻RLA和RLB使得最大电压增益为25dB，即RLA和RLB为750欧姆电阻器。梯形网络中的电阻的阻值为10欧姆。两个电流源IXA、IXB各提供3mA电流。因此，最大等距离偏移电压Δφmax是2×30mV＝60mV。较低的Δφmax值将产生较小的增益控制范围；较高的值将在最小增益设定得到较不线性的转移函数。图9b表示具有上述标识的分量值的增益可控制放大器AMP的增益控制特性。小信号电压增益相对于差动增益控制电压Vgcp-Vgcn绘制在这个图中。小的信号电压增益是在Vip-Vin＝0的转移函数的一阶导数值。如从图9a可看到的，一阶导数随着增益控制电压而变化。图10表示根据本发明的电视接收机，它包括与图8中所示的相同的级联的三个增益可控制放大器部分AMPX、AMPY和AMPZ。该接收机还包括一个调谐器TUN，该调谐器TUN接收RF输入信号并且变换这个信号为中频。差动中频信号IF加在放大器部分AMPX的输入对。级联AMPX、AMPY和AMPZ放大这个中频信号。以IFA表示的放大的中频信号加在检测器电路DET。这个检测器电路DET恢复希望的视频和音频信息，该信息在信号处理器SP中进一步处理，提供图象显示设备PD和扬声器单元LS的输入信号。三个可控制放大器部分的级联形成自动增益控制电路AGC的一部分。AGC的目的是保持中频信号IFA的幅度在一个基准值。放大器部分AMPX、AMPY和AMPZ的增益设定是由该幅度与基准值比较得到的结果。检测器电路DET执行这个比较并且提供增益控制信号Vgcx、Vgcy和Vgcz。如果该幅度偏离基准值，增益控制电压被调节，因此，放大器部分AMPX、AMPY和AMPZ的增益使该幅度达到基准值。当放大器部分具有如图9b中所示的增益控制特性时，级联的增益大约在0和75dB之间变化。在这种情况，AGC在从调谐器TUN的中频信号IF中75dB幅度变化范围内展直了。图11表示根据本发明的增益可控制放大器的另一个实施例。它有用于接收输入电压Vs的一个输入端IN和一对差动输出端OUT1、OUT2，从输出端可得到输出电压Vod。从输入端IN到该对输出端OUT1、OUT2的增益由在增益控制端GC的增益控制信号GCS控制。在图11所示的增益可控制放大器中，互导纳级VIX和VIY分别变换输入电压Vs为两个差动电流Icdx和Icdy。这些电流部分分别经过分流器CS1、CS2和CS3、CS4传送到负载电阻RLA和RLB。这些负载电阻变换Icdx和Icdy的加权作用的和为差动输出电压Vdo。互导纳级VIX和VIY的增益以及它们输出电流的发送取决于增益控制信号GCSx。VIX和VIY的增益逐步变化，发送是连续地变化的。装置UM变换增益控制信号GCS为两组偏移电压Vofx和Vofy。这些偏移电压分别确定互导纳级VIX和VIY的增益。装置LCM变换增益控制信号为加权控制电压Vwd。这个控制电压Vcd确定分流器CS1、…CS4的设定，因此，确定传送到电阻RLA和RLB的差动电流Icdx和Icdy部分。互导纳级VIX和VIY的结构示于图12。有16个并联的差动对DP1、…DP16，各对分别有一个尾电流源IT1、…IT16。图11中的差动电流Icdx或Icdy可从公共耦合的集电极CCA和CCB的端子取出。在相应差动对中的晶体管QA1、…QA16的基极互联。AC输入电压Vs经过端子BB加在所述的基极和经过电阻Rb加上基准DC电压。其它差动对晶体管QB1、…QB16的基极分别经过端子CN1、…CN16单独地接入。分别使差动对DP1、…DP16不平衡的偏移电压Vu1、Vu16可加在这些基极的每个基极。偏移电压是图11所示的子集(set)Vofx或Vofy。如表1中所示的，偏移电压Vu1、…Vu16为离散值。有五个增益设定MIN、LOW、MED、HIGH和MAX(最小、低、中、高和最大)。在增益设定MAX，所有偏移电压Vu1、…Vu16都为零，即所有差动对DP1、…DP16是平衡的。在增益设定MIN，所有偏移电压相差60mV的等距离。在增益设定在MAX和最小MIN之间的LOW、MED和HIGH，差动对的组是同等地不平衡。例如，在增益设定MED，差动对DP1、…DP4；DP5、…DP8；DP9、…DP12和DP13、…DP16形成接收相同偏移电压的相应组。在这些组之间存在60mV偏移电压的等距离。<tablesid="table2"num="002"><tablewidth="783">Vu9+30+30+30+300Vu10+90+30+30+300Vu11+150+90+30+300Vu12+210+90+30+300Vu13+270+150+90+300Vu14+330+150+90+300Vu15+390+210+90+300Vu16+450+210+90+300</table></tables>根据表1的偏移电压，图12所示的互导纳级的转移函数在不是MAX的增益设定时是相对地线性的。在差动对的正切双曲转移函数中的非线性象这样的补偿。设定MIN(最小)、LOW(低)、MED(中)、HIGH(高)和MAX(最大)的互导纳增益之间的比率约为1…10。图11中所示的放大器的增益控制如下。互导纳级VIX和VIY的增益设定提供一个粗略的控制。由分流器CS1、…CS4发送的它们的输出电流提供细控制。这个细控制的范围有两个极端。一个极端由互导纳级VIX的增益限定，另一极端由VIY的增益限定。通过调节这些级的增益，这是粗控制，可改变细控制范围。例如，VIY的增益设定为HIGH、VIX的增益设定为MAX。在细控制范围的一个极端，只有互导纳级VIX作用于输出电压Vod。例如，如果加权电压Vwd为+200mV，则放大器增益为G(MAX)·R(负载)＝A(max)；G(MAX)是VIX的互导纳增益，它设定为MAX，R(负载)是RLA、RLB电阻值之和。在细控制的另一极端，只有互导纳级VIY作用于输出电压Vod。例如，如果加权电压Vod为-200mV，则放大器增益稍微低。为了精确起见，放大器增益为G(HIGH)·R(负载)＝A(高)。通过在-200和+200mV之间变化加权电压，放大器可设定在A(max)和A(高)之间的任何增益值。在这种情况下，级VIX的差动输出电流Icdx的一部分作用于输出电压和级VIY的差动输出电流Icdy的一部分。这是按照以下表达式Vod＝Iod·R(负载)＝{X·Icdx+(1-X)·Icdy}·R(负载)式中X是0和1包括边界之间的实数。X的值取决于加权电压Vwd；在Vwd＝+200mV时X→1，当Vwd＝0时X≈1/2，当Vwd＝-200mV时X→0。通过替代以下关系A＝Vod÷Vs，Icdx＝G(MAX)·Vs和Icdy＝G(HIGH)·Vs，在上述表达式中它可被重写，得到在细控制范围内放大器增益A的以下表达式A＝X·A(MAX)+(1-X)·A(高)；x＝f(Vwd)例如，如果提供了放大器增益A，它低于A(高)，则上述细控制范围改变了。级VIX和/或VIY的互导纳增益被调节，得到覆盖所需的放大器增益的新的细控制范围。互导纳级VIX的增益可保持比互导纳级VIY的增益高一个步长。在这种情况，有四个细控制范围第一范围从A(min)到A(low)，第二范围从A(low)到A(med)，第三范围从A(med)到A(high)和第四范围从A(high)到A(max)。增益控制信号GCS可以为二进制增益控制字的形式。在这种情况，最高有效位确定互导纳级VIX和VIY的增益设定。装置UM根据表1变换这些最高有效位为要求的偏移电压Vofx和Vofy集。这些偏移电压集加在相应的级和使这些级中的差动对不平衡。因此，互导纳级VIX和VIY的增益设定为MIN、LOW、MED、HIGH或MAX。数字增益控制信号GCS的最低有效位确定互导纳级VIX和VIY对整个放大器增益的加权作用。装置LCM变换这些最低有效位为控制分流器CS1、…CS4的加权电压Vwd。这些分流器的设定确定流入电阻RLA、RLB的相应级的差动输出电流Icdx、Icdy的部分。因此，放大器的增益被设定为由互导纳级VIX和VIY的增益设定限定的细控制范围中的需要值。图11中的装置UM和LCM没有更详细地表示出。本领域的技术人员很容易能够设想各种实施例。例如，装置LCM可包括一个D/A变换器，提供需要的信号GCS到电压Vwd的变换。这个D/A变换器前面可放置某个解码电路，变换GCS的最低有效位为合适的D/A变换器输入字。装置UM可包括一个可控制DC源的阵列，分别提供集Vofx和Vofy的偏移电压Vu1、…Vu16。这些源的DC电压可在相应于表1中的那些值的离散值之间转换。解码电路可变换GCS的最高有效位为控制电压，单个地设定每个源的DC电压。现在更详细地叙述本发明的一些显著特性。在AGC电路中取得低噪声和低失真是可能的，特别是在根据本发明的接收机中。在许多接收机中，可控制放大器用于减小接收信号的幅度变化。当输入信号幅度相对小时，可控制放大器的增益设定到最大。当输入信号幅度增加时，可控制放大器的增益减少。可控制放大器的线性范围随着增益设定以希望的方式变化。这表示在图5b、6b和9a中，其中转移函数的斜率与增益有关。在最大增益设定，在输入端看的线性范围最小。这是根据该输入信号幅度，在这个设定它是相对小的。当其增益减小时线性范围增加。当增益设定到最小时线性范围最宽。在这种情况，输入信号幅度相对地大。因此，可控制放大器线性范围按照输入信号幅度变化。这有助于在增益控制范围内保持信号失真低。此外，增益和线性范围之间的关系依据噪声角度也是有利的。增益可控制放大器的每个差动对影响该噪声。当所有差动级被驱动到满功率时取得最佳信噪比。这意味着可控增益放大器的输入信号延伸到线性范围的极限。例如参见图5和6，在实际的低噪声操作中一些界限将引入本发明。低噪声工作可在增益控制范围或至少其主要部分内保持着。这是由于线性范围的极限按照输入信号幅度变化。实际上，差动对的不平衡以这样的方式在增益控制范围内变化几乎所有差动对基本上被驱动到全功率。关于噪声和失真，图8中所示的实施例优于图11所示的实施例。先述的实施例的线性范围使它本身适应连续方式。对增益设定的任何改变，线性范围有相应的变化。相反，图11所示实施例的线性范围以离散步长变化。线性范围由具有最高增益的互导纳级确定。例如，考虑一个输入信号落入级VIY的线性范围内但是越过级VIX的线性范围。则级VIX的差动输出电流Icdx将失真，而因此，输出信号对这两级起作用。相同的影响也出现在从EP-A-0102946的图5所知道的增益可控制放大器中。这个可控制放大器可认为是并联的两个互导纳级。第一互导纳级是具有发射极E1A、E2A的平衡差动对。其线性范围相对小。第二互导纳级由分别具有发射极E1B、E2B和E1C、E2C的两个不平衡差动对组成。这一级具有相对大的线性范围。在一部分增益控制范围内，第一互导纳级适当地影响输出信号Vout。因此，在这些增益设定可控制放大器的线性范围整体上讲相对小。超过这个范围的输入信号将失真。本发明的另一个显著特性是它提供具有相对恒定带宽的增益控制。差动对的高频(HF)特性除了别的之外还取决于其尾电流。在本发明中，影响增益控制的差动对的尾电流可被固定。因此，增益可控制放大器的截止频率在增益控制范围内基本上保持不变。这是与已知的增益可控制放大器相反的，为了增益控制在已知的增益可控制放大器中需要变化尾电流。总之，已经叙述了具有稳定HF和DC特性的增益可控制放大器以及具有低噪声和低失真的接收机。这种功能单元至少包括具有并联的差动晶体管对的一个互导纳级。增益控制是通过变化差动晶体管对中的不平衡实现的。虽然为了阐明本发明表示出和叙述了有限数量的实施例，在不脱离所要求的本发明的精神和范围情况下，本领域的技术人员可以设想很多其它替代的实施例。在本发明书中的术语偏移电压主要是指差动对中的不平衡状态。偏移电压以数量表示不平衡状态。在所示的例子中，偏移电压也与加在差动对的基极上的差动DC电压的数量有关。但是，本发明不限于增益控制信号的功能中的不平衡差动对的技术。本发明提供不平衡差动对的各种方式。如在图8和11中所示的，将差动DC电压加在差动对晶体管的基极是一种可能性。另一方案，差动DC电压可加在差动对晶体管的发射极。晶体管之间的发射极表面不一致是不平衡差动对的另一个技术。例如，差动对可包括具有相同发射极表面的三个晶体管，其中两个晶体管有效地并联。通过改变这两个晶体管之一的导纳，这个差动对中有效发射极表面不一致从1∶2变化到1∶1，反之亦然。在实际上，每个并联的晶体管可看成其发射极表面可变化的单个差动对晶体管。在极端增益设定的偏移电压当然可能与在通过举例提供的实施例中的偏移电压不同。可控制放大器的最大增益设定不必对应于处于平衡的所有差动对，即图2中φ1、…φn＝0。差动对有些不平衡的最大增益设定可提供较好的线性。参见图8，固定电流源可耦合到电阻梯形网络RA0、…RA32、RB0、…RB32。在这种情况下，当增益控制电压Vgcp-Vgcn设定可控制放大器为最大值时保持相对小的偏移电压。则互导纳级V的转移函数比所有偏移电压为零的最大增益设定的情况更线性。但是，最大增益值较低。当所有差动对是平衡时，级V的可能最大增益不能达到。实际上，增益控制范围对于线性可进行折衷。在最大增益设定的偏移电压可根据需要的线性和差动对中使用的器件的类型每个设计而不同。利用双极晶体管，40至60mV的偏移电压Δφmax的等距离将提供最大的线性转移函数。实际值除了别的之外还取决于这些晶体管的尺寸和结构。如果线性不是最重要的，对于最小增益设定可选择更大的等距离以扩展增益控制范围。偏移电压无需与信号零对称。例如，图3中的最大增益设定可以是这样的φ1＝φ2＝φ3＝φ4≠0。在这种情况下这些图中的转移函数水平地移位到左边或右边。图4中所示的转移函数因此通过调节φ1、…φ4可移位到左边或右边。在一些情况下，例如，如果输入信号的正和负电压漂移是不对称的，可能希望转移函数从信号零的移位偏移电压之间等距离是不要求的。虽然从线性观点是更可取的。在一些情况下，转移函数的非线性可能是更希望的，例如，为了通过增益控制范围保持单个差动对的软限制特性。在这样的情况下，利用非等距离偏移电压得到希望的非线性转移函数。通过变化这些非等距离偏移电压，可调节这种软限制互导纳级的增益。虽然本发明已对照双极晶体管进行说明，但是互导纳级同样可包括并联的MOS晶体管差动对。MOS晶体管差动对也呈现一种转移函数，其一阶导数从零值开始平滑地增加，达到最大值，然后减少，直到再到达零值。由于这个特性，通过使MOS晶体管差动对不平衡平滑地变化互导纳级的增益是可能的。当由于不平衡存在着互相偏移时，MOS晶体管差动对的转移函数之间存在着逐渐的转变。按照增益控制信号的函数使差动对不平衡的装置可以以各种方式实现。除了别的之外，实现的方法取决于增益控制信号的类型，它可以是数字的或模拟的或者二者的组合。在一些情况下，要求特别的增益控制特性，即增益相对于控制信号曲线，图9b表示出一个例子。所述的装置可包括在增益控制端提供所希望的增益控制特性的电路。例如，在图8中变换级可耦合在端子GC1、GC2和差动级CSA及CSB的基极之间。这是变换在所述基极看的增益控制特性为在端子GC1、GC2看的指数增益控制特性。显而易见，其它类型的负载电路可以代替图8和11中所示的电阻RLA、RLB。增益可控制互导纳级的输出电流变换为输出电压的方式对于本发明不是主要的。另外，在互导纳级之后的该电路可提供与电压不同的输出量，例如电流。参见图8中所示的实施例，梯形网络RA0、…RA32和RB0、…RB32最好为低阻值。电阻值越低，由梯形网络产生的噪声越小。此外，应该考虑差动对晶体管的基极电流。这些电流流过梯形网络并且扰乱偏移电压的等距离。电阻值越小，这个干扰越小。本发明在半导体基体上作为一个集成电路实现是很可能的。该集成电路例如包括图10中所示的包含可控制IF放大器和检测器电路的AGC电路。很明显，除了电视接收机外，集成电路还可有利地应用在很多接收机类型，如无线广播接收机，移动无线电接收机，无绳电话机等。在一种集成形式中，如图8中所示的电阻梯形网络可包括一条多晶硅带。多晶硅带以规则的距离与金属层接触。两个接点构成梯形网络的两端，主电流经过这两个接点可流过该带。电压可在这两接点分出和在两接点之间连接。在大多数多晶硅带中主电流并行流过半导体基体的表面。但是，在梯形网络的两端，电流方向是垂直于半导体基体的表面。因此，只有足够远离两端的接点上的电压是等距离的。因此在两端的多晶硅材料应该用于形成假负载电阻(dummyresistor)，其中电流的方向是变化的。为了给出例子，图8中所示的电阻梯形网络RA0、…RA32和RB0、…RB32分别包括假负载电阻RA0、…RA32和RB0、…RB32。以多晶硅带形成的这些电阻梯形网络在电阻RA1、…RA31和RB1、…RB31两端产生基本上等距离压降。在RA0、RA32、RB0和RB32两端的压降将偏离。权利要求1.一种包括至少一个可控制互导纳级的增益可控制放大器，该可控制互导纳级由多个并联的差动对构成，这些差动对具有可加上输入信号的互联的控制端和具有可取出输出信号的互联的主电流端，其特征在于所述增益可控制放大器包括按照增益控制信号的函数使所述差动对不平衡的装置。2.根据权利要求1的增益可控制放大器，其中所述装置包括一个连接控制电路，用于变换将所述增益控制信号变换为一个连续控制电压的阵列和以不同的连续控制电压使差动对不平衡。3.根据权利要求2的增益可控制放大器，其中该连续控制电路包括响应所述增益控制信号的一个可控制电流源和与所述可控制电流源串联的、用于提供所述连续控制电压的一个阻抗梯形网络。4.根据权利要求3的增益可控制放大器，还包括一个输入级，输入信号经过该输入级可加在所述互联的控制端，和其中所述可控制的电流源包括与一个分流器串联的一个固定电流源，该分流器具有第一输出端，第一输出端经过所述阻抗梯形网络耦合到所述输入级的一个输出端，和具有第二输出端，第二输出端直接地耦合到所述输入级的所述输出端。5.根据权利要求3或4的增益可控制放大器，形成为一个集成电路，具有多晶硅半导体材料构成在所述阻抗梯形网络的两端上具有多晶硅假负载电阻的所述阻抗梯形网络，在它们之间安排多晶硅假负载电阻(polysilicondummyresistor)而不是多晶硅电阻，所述连续控制电压可从所述阻抗梯形网络取出。6.根据权利要求1的增益可控制放大器，其中所述装置包括一个分离控制电路，用于形成相同地不平衡的差动对的子集和按照所述增益控制信号的函数调节子集数目。7.根据权利要求6的增益可控制放大器，包括第一和第二可控制互导纳级，耦合在所述第一和第二互导纳级之间的一个加权级，和所述放大器的一个输出端，用于控制分别从第一和第二互导纳级取出的输出信号对在所述输出端的信号的相对影响，其中所述装置还包括一个加权控制电路，用于按照增益控制信号的函数控制加权级。8.根据权利要求6或7的增益可控制放大器，其中所述分离控制电路被安排使所述组的差动对不平衡，使得每组的差动对以偏移40至60mV的等距离而不平衡。9.根据前面的任一个权利要求的增益可控制放大器，作为一个集成电路在半导体基体中形成。10.一种具有一个自动增益控制电路的接收机，包括前面任一个权利要求中要求的一个增益可控制放大器。11.一种控制信号幅度的方法，包括步骤将其幅度被控制的输入信号加在并联连接的多个差动对的互联控制端；从所述差动对的互联主电流端取出输出信号；和控制所述差动对中的不平衡。全文摘要本发明披露具有稳定的HF和DC特性的增益可控制放大器以及具有低噪声和低失真的接收机。这些功能单元至少包括具有并联的差动晶体管对的一个互导纳级。增益控制是通过改变差动晶体管对中的不平衡实现的。文档编号H03G3/20GK1171866SQ95191541公开日1998年1月28日申请日期1995年10月6日优先权日1994年10月28日发明者R·J·范迪普拉西,P·J·G·范里肖特申请人:菲利浦电子有限公司