专利名称：具有直流-直流变换器的调谐系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及调谐系统、多媒体设备、接收机和集成电路。
例如用调谐系统来控制电视接收机的调谐器。调谐器通过将所需输入信号变换成为固定中频来在频域实现信号选择。在许多的实现中，频率变换是电压控制的。这样的实现中，调谐系统根据所需输入信号的频率合成调谐控制电压。
调谐系统的大多数功能部分现在已被包括在一个或多个集成的电路内。例如，在市场上买得到包括了同步检波器、可编程分频器、环路放大器等的频率合成器IC。只需要有限个数的分立电子元件与一个或多个合成器IC组合起来构成调谐系统。
调谐系统的相对新的应用领域是多媒体设备。多媒体设备可被看作是可以存取各种信息源和各类信息的设备。例如，它可以存取位于远中央分配中心的光盘(CD)的视频信息，该多媒体设备通过传输网络与该远程中央分配中心连接。这种远程中央分配中心可以按照频分多路复用的方式分配各种信息。为了选择所需的信息类型，必需给多媒体设备设置调谐系统。
多媒体设备的另一个例子是具有与其局部总线连接的电视广播接收插入板的个人计算机。利用这种插入板，个人计算机设备就能够起电视接收机的作用。插入板必需包括选择要被显示的所需电视频道的调谐系统。
“公开”出版63-18712号描述了权利要求1前序部分所定义的那种调谐系统。出版的英文摘要所附带的图一该图表示已知的调谐系统一构成了本说明书的
图1。
在该已知的调谐系统中，低值调谐电压在频道选择电压产生电路13中被产生，该电路的前面是控制电路14。控制低值调谐电压的产生的信号之一是AFC信号。AFC信号表示调谐器5的调谐误差，即实际调谐状态与所需调谐状态的偏离。VIF部分6从调谐器5的输出信号中获取AFC信号。
频道选择电压产生电路13的电源电压是5伏。因此低值调谐电压被限制在0至5伏的范围内。直流放大器16将低值调谐电压增大到在0至30伏范围内的高值调谐电压。放大器16提供的高值调谐电压被提供给调谐器5。需要扩展调谐电压的范围以便在所需的接收频带内进行调谐。
直流放大器16从30伏的电源3接收自己的电源电压。该已知调谐系统的所有其它功能部分都由被稳压的5伏电源2供电。两电源2和3都从其特性没有被规定的电源1获得它们各自的电源电压。
可在适合被插入到接收机尤其是多媒体设备的主连接单元的电路板上实现该已知的调谐系统。许多接收机、尤其是多媒体设备具有符合标准化的接口的这种主连接单元，以便容易地插入或拔出专用功能板。这种组件式安装在扩展多媒体设备或接收机的功能方面提供了灵活性。
但是，在专用功能板中使用该已知的调谐系统存在不足。在接口中，需要在常用的5伏电源电压的附近构成供放大器16使用的30伏电源电压。大多数其它专用功能板将不需要30伏的电源电压。这就意味着需要为任选板上的一特定部分保留一部分接口容量。这是不合乎需要的不经济地使用了接口容量。此外，需要专门的装置来产生30伏的电源电压。
本发明的目的是提供更适合在组件或安装的接收机、尤其是多媒体设备中使用的上述规定的那种调谐系统。这种调谐系统在权利要求1中被限定。此外，本发明还提供了权利要求4所限定的多媒体设备、权利要求5所限定的接收机和权利要求6所限定的集成电路。
简单地说，在本发明中，可控直流一直流变换器提供依赖于调谐误差信号的输出电压。调谐元件根据可控直流-直流变换器的输出电压改变调谐器的调谐状态。
用于调谐的直流-直流变换器输出电压可以超过给直流-直流变换器的有源元件供电的电源电压。因此可以用相当低值的单个电源电平、例如5伏的电源电压给调谐系统的所有功能部分供电。与现有技术的调谐系统不同，不需要附加的30伏电源电压。
将直流-直流变换器设置在调谐系统内看起来是不明智的。大多数直流-直流变换器包括流过交流信号的电感元件。因此电感元件发出(电)磁场。这种(电)磁场会造成干扰。例如，存在直流-直流变换器产生的(电)磁场干扰要被接收的所需信号的严重危险。这是因为调谐器输入电路对(电)磁场非常敏感的缘故。
但是，在本发明中，直流-直流变换器不需要提供大的输出功率。这是因为将直流-直流变换器的输出电压施加给高阻抗的调谐元件，例如变容二极管或MOS晶体管的缘故。因此，从直流-直流变换器抽出的电流是相当小的，例如在几微安左右。这就意味着流过电感元件的信号功率是相当低的。因此直流-直流变换器发出的(电)磁场也是相当弱的。
其他的特点在从属权利要求中被限定。权利要求2所限定的特点促进了对元件扩散的不灵敏性。权利要求3所限定的特点支持高速调谐。
参看以下描述的实施例将对本发明的这些以及其它方面一清二楚。
在附图中图1表示现有技术的调谐系统。
图2表示本发明的调谐系统的第一实施例。
图3表示本发明的调谐系统的第二实施例。
图4表示本发明的调谐系统的第三实施例。
图5表示图2所示第一实施例的第一实现。
图6表示图2所示第一实施例的第二实现。
图7表示图2所示第二实施例的实现。
图8表示图4所示第三实施例的实现。
图9表示本发明的多媒体设备。
所有附图中相同的标号表示相同的元件。
首先讨论本发明的调谐系统的三个实施例。接着给出这些实施例的实现。然后参看这些实施例和实现强调优点。最后涉及所给出实施例和实现的替换物。
图2是表示本发明的技术特点的方框示意图采用调谐元件VAR的调谐器TUN、调谐误差检测器TED、直流-直流变换器DDC以及控制器DCU。直流-直流变换器包括交流电源CAC、电感元件IND和整流器电路REC。
图2还表示本发明的调谐系统的第一实施例。调谐误差检测器TED从调谐器TUN接收输出信号St。输出信号St携带关于调谐器TUN的调谐状态的信息。调谐误差检测器TED将信号St所包含的调谐状态与所需调谐状态作比较。作为这一比较的结果，调谐误差检测器TED产生调谐误差信号Se。
控制器DCU根据这一调谐误差信号Se对直流-直流变换器的交流电源CAC进行控制。为此目的，控制DCU将直流-直流变换器控制信号Sc提供给交流电源CAC。该控制信号Sc影响交流信号Vac1的至少一种特性，它是交流电源CAC提供给电感元件IND的信号，以使得取自该电感元件IND的交流信号Vac2的振幅按照控制信号Sc的函数发生变化。这样一来，整流器电路REC提供的直流电压Vt也按照该控制信号Sc的函数发生变化。直流-直流变换器产生的直流电压Vt提供给调谐元件VAR。调谐元件VAR根据该电Vt改变所述调谐器的调谐状态。于是直流-直流变换器DDC提供的直流输出电压Vt就确定了调谐器TUN的调谐状态。
直流-直流变换器是调谐控制环路的一部分，该调谐控制环路还包括调谐器TUN、调谐误差检测器TED和控制器DCU。如果调谐器TUN的调谐状态偏离所需状态，调谐控制环路将迫使直流-直流变换器改变其输出电压vt，以便得到所需调谐状态。因此，调谐控制环路有效地将直流-直流变换器DDC的直流输出电压Vt稳定在稳态值上。该稳态值一方面由所需调谐状态确定，另一方面由调谐器TUN的调谐特性确定。
图3表示在许多方面类似于图2实施例的第二实施例。但是，在图3中，控制器DCU包括反馈电路FBC。该反馈电路FBC从直流-直流变换器DDC的输出电压Vt获取反馈量Qf。差值检测器DD1将调谐误差信号Se与该反馈量作比较，以便为直流-直流变换器DDC内的交流电源CAC产生控制信号Sc。因此，除调谐误差信号Se外，还按照直流-直流变换器DDC的输出电压的函数对交流电源CAC进行控制。
在图3所示的第二实施例中，控制器DCU和直流-直流变换器DDC构成调谐控制环路内的反馈环路。事实上，调谐误差信号Se是该反馈环路的基准输入信号，控制信号Sc是作用信号，调谐电压Vt是受控变量。反馈环路根据调谐误差信号Se产生反馈量Qf。由于该反馈环路的缘故，调谐误差信号Se至调谐电压Vt的传送主要由反馈电路FBC来确定。
图4表示具有两个内部反馈环路的第三实施例。第一内部反馈环路包括以下主要部分反馈电路FBC、差值检测器DD1和输出部分OUS。第二内部反馈环路包括差值检测器DD2和直流-直流变换器DDC。在图4中，第二差值检测器DD2也是第一内部环路的一部分。但是，它不是必不可少的；可以从自输出部分OUS到反馈电路FBC的信号路径中省略第二差值检测器DD2。
图4所示第三实施例中的第一内部环路具有与图3所示第二实施例中的反馈环路相同的功能。即反馈电路FBC主要确定调谐误差信号Se至调谐电压Vt的传送。但是，在上述两个环路之间有明显的差别。在图3中，直流-直流变换器DDC是反馈环路的一部分，而在图4中，直流-直流变换器DDC本身不是第一内部环路的一部分。
第二内部环路稳定输出部分OUS的输出电流I。电流I从是第二内部环路的一部分的直流-直流变换器DDC中抽出。电流I或电流I的复制品流过差值检测器DD2，差值检测器DD2将电流I与目标值Tv作比较。差值检测器DD2根据这一比较对交流电源CAC进行控制。事实上，目标值Tv是第二内部控制环路的基准输入信号，控制信号Sc是作用信号，从直流-直流变换器DDC抽出的电流I是受控变量。
现在给出以上实施例的一些实现来进一步阐明本发明。
图5表示图2所示实施例的第一实现。在图5所示的调谐系统TYS中，调谐器TUN对给其提供的输入信号RF进行频率变换成为输出信号IF。调谐器TUN中的频率变换由调谐命令信号TC来确定。
调谐器TUN中的频率变换由混频器MIX和本振LOS的结合来完成。混频器MIX将其利用放大器AMP接收的输入信号RF乘以本振LOS的输出信号。因此RF输入信号的频率被改变了等于向混频器MIX提供的本振信号的频率的量。该频率被改变的RF信号是调谐器TUN的输出信号IF。
本振LOS的频率依赖于给其提供的调谐电压Vt。在这一实现中，本振LOS包括确定其频率的谐振电路(未示出)。该谐振电路包括按照调谐电压Vt的函数改变振荡频率的变容二极管VAR。调谐系统TYS控制调谐电压Vt以便调谐器TUN根据调谐命令信号TC进行频率变换。
在调谐误差检测器TED中，本振LOS的输出信号St被可编程分频器DVP进行分频。该分频器的分频比由调谐命令信号TC来确定。被分频的输出信号St是相频检测器PFD的第一输入信号。该相频检测器PFD的第二输入信号是基准频率振荡器RFO的被分频输出信号。该输出信号的分频由固定分频器DVF来完成。
相频检测器PFD根据向其提供的第一和第二输入信号提供调谐误差信号Se。该调谐误差信号Se分别包括两个二进制信号“Inc”和“Dec”。这两个二进制信号“Inc”和“Dec”有效地表示了三种可能的情况。一种情况是从本振LOS获得的第一输入信号与从基准频率振荡器获得的第二输入信号同步。在这种情况下，二进制信号“Inc”和“Dec”都是“0”。在其它两种情况下，相频检测器PFD的输入信号都是不同步的。在第一输入信号的相位和/或频率滞后于第二输入信号的情况下，二进制信号“Inc”和“Dec”分别是“1”和“0”。在相反的情况下，二进制信号“Inc”和“Dec”分别是“0”和“1”。
调谐误差信号Se实际上指出调谐器TUN是否处于所需调谐状态。如果不处于所需调谐状态，调谐误差信号“Se”还指出为了获得所需调谐状态，是必需增大还是必需减小本振LOS的频率。没有必要更详细地讨论图5所示调谐误差检测器TED的功能部分。本领域的普通技术人员能够容易地设想任一这些功能部分的实现。
可以利用数字信号处理元件以各种方式实现控制器DCU。控制器DCU的功能类似于现有技术调谐环路中的环路滤波器和/或环路放大器的功能。控制信号Sc基本上是调谐误差信号Se的低通滤波型式。控制信号Sc包括分量“Amp”，还可以包括分量“Frq”和“Wvf”。如果调谐误差较大，控制信号Sc中的分量“Amp”就有效。如果调谐误差较小，分量“Frq”和“Wvf”就有效。
直流-直流变换器DDC实现如下。可控交流电源包括提供数字式振荡信号的数字振荡器(未示出)。该数字式振荡信号的振幅还有频率及波形分别由控制信号Sc的分量“Amp”、“Frq”和“Wvf”来确定。该数字式振荡信号提供给数/模变换器，该数/模变换器响应该数字式振荡信号来提供交流输出电压Vac1。变压器电路IND将该电压变换成为更大振幅的交流电压Vac2。该交流电压Vac2被还包括电容器的整流器电路REC中的二极管整流。于是在该整流器电路REC的输出端产生了直流电压Vdd。该电压通过构成了低通滤波器的电阻R1和电容器C1提供给调谐本振LOS中的变容二极管VAR。
可以通过改变第一交流电压Vac1的特性来改变调谐电压Vt的值。显然，第一交流电压Vac1振幅的变化将改变调谐电压Vt。此外，波形和/或频率的变化同样可以改变调谐电压Vt。这是由于变压器电路IND的增益实际上是频率相关的缘故。第一交流电压Vac1的波形和频率的变化可用来微控调谐电压Vt，粗控通过调整第一交流电压Vac1的振幅来完成。
在调谐系统中设置了可控电流源I1以提高调谐速度。如果没有该电流源，电容器C1将产生令人烦恼的惯性。假定为了减小调谐电压Vt，降低了第二交流电压Vac2的振幅。如果没有电流源I1，电容器C1将需要相当长的时间来放电。这是因为整流电路中的二极管是不导电的并相对于信号呈现高阻抗的缘故。放电时间常数相当大。在需要显著地减小调谐电压时，启动电流源I1就可解决这一问题。例如，当调谐误差信号Se指出需要如此的时候。在这种情况下，电流源放电电容器C1直到达到所需调谐电压为止。然后禁止电流源I1，直流-直流变换器接管对调谐电压Vt的控制。
图5中的位于被标为ICT的虚线矩形内的功能部分可被包括在单个集成电路内。当前的合成器集成电路通常包括相应于图5所示调谐误差检测器TED的部分。本发明的集成电路也能够包括这种部分，此外，还能够包括控制器DCU和直流-直流变换器的交流电源CAC。直流-直流变换器的其它部分然后可由在该集成电路外部的元件来构成。
图5中的调谐器TUN和集成电路ICT都利用电源电压Vcc进行工作。例如，该电源电压可以是5伏，这是逻辑电路常用的电源电压值。在这种情况下，交流电压Vac1的最大峰-峰振幅是5伏，它被电感元件IND变换成为更高的值，然后被整流来产生直流电压Vdd。因此，直流电压Vdd可远远大于5伏的电源电压Vcc。例如，直流电压Vdd可以在0至30伏的范围内变化，以便在所需频带内对本振LOS进行调谐。
图6、7和8表示其它实现。为简明起见，只示出那些从调谐误差信号Se获取调谐电压Vt的元件。在图6、7和8中，调谐误差信号Se和图5那样包括二进制信号“Inc”和“Dec”。
图6表示图2所示第一实施例的第二实现。在图6中，直流-直流变换器DDC的交流电源CAC采用可控开关CSW的形式，交替通/断发生器AOG交替地使其导电和不导电。该可控开关CSW设置在线圈IND的节点和信号地之间。该线圈IND的另一节点与电源电压Vcc连接。可将线圈IND看作是电流存储介质。存储在线圈IND内的电流是当开关CSW导电，即闭合时从Vcc流至信号地的电流。当开关CSW打开时，存储在线圈IND内的电流继续流动，对整流器电路REC中的电容器充电。这种充电操作使该整流器REC所提供的直流电压Vdd能够超过电源电压Vcc的值。
直流电压Vdd的值以及随后的调谐电压Vt的值都依赖于开关CSW的相对于导电期间的非导电期间的持续时间。这被进一步称为占空因数。为了按照调谐误差信号Se的函数控制占空因数，控制器DCU按照被提供给交替通/断发生器AOG的占空因数控制信号Sc变换二进制信号“Inc”和“Dec”。占空因数控制可以是非常直接了当的可以根据“Inc”增大开关SWC的导通期时间，根据“Dec”减小开关SWC的导电时间，反之亦然。
电阻R1、R2以及电容器C1、C2的组合构成了环路滤波器。该环路滤波器的传递的特征在于两个极点和一个零点。除确定某些调谐控制特性外，该环路滤波器还消除了直流-直流变换器输出端处的可对本振造成寄生调制的残留交流信号。
图7表示图3所示第二实施例的实现。在图7中，调谐误差信号Se被提供给分别包括两个可控电流源Iu和Id的电荷泵电路CPC。根据二进制信号“Inc”和“Dec”启动电流源Iu或Id。在电流源Iu被启动的情况下，就向积分器电路INT提供了电流，由此增大了电压Vr。在Id被启动的情况下，就以积分器电路INT抽出了电流Id，由此减小了电压Vr。
积分电荷泵电路CPC的输出电流得到的电压Vr实际上是由比较器电路CMP、直流-直流变换器DDC和反馈电路FBC构成的环路的基准。该环路调整也是调谐电压Vt的直流-直流变换器输出电压Vdd的值，以使得电压Vf等于电压Vr。事实上，该环路按比例地将电压Vr增大至调谐电压Vt。比例因子由是分压器的反馈电路FBC来确定。该比例因子是分压比的倒数。
图8表示图4所示第三实施例的实现。与图7相同，图8所示的实现包括电荷泵电路CPC。该电荷泵电路CPC的输出电流被提供给由运算放大器OPA、输出晶体管OTR和反馈电路FBC构成的有源积分器。该有源积分器相应于图4所示实施例中的第一内部环路。该有源积分器将电荷泵电路CPC的输出电流变换成为调谐电压Vt。电流-电压变换特性由反馈电路FBC来确定。
图8所示的实现还包括稳流环路，该稳流环路包括直流-直流变换器DDC、输出晶体管OTR和比较器CMP。该稳流环路将流过输出晶体管OTR的偏置电流固定在由基准电流源Ir确定的目标值上。此外，该稳流环路还间接地控制直流-直流变换器的输出电压Vdd。输出晶体管OTR的偏置电流是利用电阻R1从直流-直流变换器DDC中抽出的电流的主要部分。因此，稳流环路努力将直流-直流变换器的输出电压Vdd保持在高于调谐电压Vt的预定电平上。该预定电平依赖于基准电流源Ir的电流和电阻R1的值。
稳流环路操作如下。输出晶体管OTR的偏置电流流过电阻Rsa并造成压降，该压降被提供给比较器电路CMP的反相(-)输入端。非反相(+)输入端接收电阻Rsb两端的基准压降。该基准压降由基准电流源Ir的基准电流产生。在稳态时，电阻Rsa两端的压降等于电阻Rsb两端的基准压降。
如果输出晶体管OTR的偏置电流发生变化，控制信号Sc将使直流-直流变换器DDC的输出电压Vdd发生变化。假定调谐电压Vt保持不变，则流过电阻R1的电流将因此发生变化。在这种情况下可以将电阻R1看作是电流源，其输出电流不同于输出晶体管OTR的偏置电流。差电流将流过第一环路的反馈电路FBC，使运算放大器OPA的非反相(-)输入端的电压发生变化。该电压变化被传送给输出晶体管OTR的控制端，以便沿所需方向调整该晶体管的偏置电流。
图9表示本发明的具有处理单元PRU、图象显示器PDD和用户接口UIF的多媒体设备的一实施例。处理单元包括插入到支座HOL的电视接收板TRP。电视接收板TRP实际上是电视接收机，包括本发明的调谐系统TSY，例如图5所示的调谐系统。调谐系统TSY中的调谐器TUN(未示出)利用例如是同轴电缆连接器的连接器RFC接收射频输入信号。电视接收板TRP上的电路由电源PWS供电，该电源PWS通过支座HOL向调谐系统Vcc提供电压Vcc。
以下强调的是本发明所具有的一些优点以及在从属权利要求中被限定的附加特征。参看各实施例和各实现举例来说明。
本发明的多媒体设备不需要用于其中所包括的调谐系统的附加的电源电压供给。图9所示的电视接收板TRP能够在单一电源电压Vcc下进行工作。该电源电压可以为5伏，与操作处理单元PRU内的逻辑电路的电源电压相同。调谐系统TSY能够在系统内产生大于电源电压Vcc的调谐电压Vt，例如在0至30伏范围内的调谐电压Vt。
在许多应用中，本发明的调谐系统不产生显著的干扰。由于是直流-直流变换器的一部分的电感元件向调谐元件传送的功率相当小，所以该电感元件发射的干扰场相当弱。调谐元件从该直流-直流变换器抽取相当少的电流。例如，在图5中，变容二极管VAR构成调谐元件。该变容二极管将只抽取几微安左右的电流。
图3所示的第二实施例的结构相当简单。控制器DCU和部分的交流电源CAC可采用逻辑电路的形式，与调谐误差检测器TED一起被包括在数字MOS集成电路内。
此外，图3所示的第二实施例基本上对直流-直流变换器内的元件特性扩散不敏感。由于包括反馈电路FBC的反馈环路的缘故，例如电感元件IND特性的任何扩散几乎不影响调谐控制特性。
图4所示的第三实施例可以具有相当快的调谐速度。在这一实施例中，直流-直流变换器DDC基本上不影响调谐电压Vt对调谐误差信号Se作出响应的速度。通过直流-直流变换器DDC将控制信号Sc传送至输出电压Vdd的带宽可以相当窄。在图4和图8中，直流-直流变换器DDC实际上在信号路径之外，该信号路径从调谐误差信号Se出现的位置至调谐电压Vt出现的位置。
虽然举例示出并描述了一些实施例，但本领域的普通技术人员可以在不违背请求保护的发明的精神和不超出其范围的条件下设想许多其它可供选择的实施例。
例如，调谐误差检测器TED可以是类似于图1所示现有技术的调谐系统中的那种调谐误差检测器。这种调谐误差检测器从调谐器提供的IF输出信号而不是从图5的本振信号获取调谐误差信号。
调谐元件可以包括其栅极与直流-直流变换器连接的MOS晶体管。该MOS晶体管构成该直流-直流变换器的高阻抗负载。还有，在RC型的振荡器中，MOS晶体管本身可以构成根据调谐信号改变振荡频率的调谐元件。
显然可以采用各种可控直流-直流变换器。在图2、3和4所示的实施例中，直流-直流变换器中的电感元件IND可以是简单线圈、变压器电路或呈现感抗的任何其它结构。交流电源CAC可以是提供某种波形的周期信号的数字、模拟或任何其它类型的振荡器。最好用正弦波来使直流-直流变换器发射的场中的谐波最小。
为了支持高速调谐，可以将高通电路与直流-直流变换器并联。
总之，在本说明书中已进行了如下的描述。在调谐系统中，直流-直流变换器为调谐器提供调谐控制电压。该直流-直流变换器采取交流电源、电感元件和整流器电路串行排列的形式。交流电源提供的交流信号被调谐误差检测器的调谐误差信号进行控制。电感元件将该交流信号变换成为更高振幅的交流信号。后一交流信号被整流，以便提供调谐控制电压。事实上，直流-直流变换器是调谐控制环路的一部分。该调谐控制环路确定直流-直流变换器的输出电压。
权利要求
1.包括调谐器(TUN)和用于提供依赖于所述调谐器(TUN)的调谐状态的调谐误差信号(Se)的调谐检测器(TED)的调谐系统，其特征在于还包括其输出电压(Vt，Vdd)依赖于调谐误差信号(Se)的可控直流-直流变换器(DDC)；以及根据该可控直流-直流变换器(DDC)的输出电压(Vt，Vdd)改变所述调谐器(TUN)的调谐状态的调谐装置(VAR)。
2.权利要求1的调谐系统，还包括从可控直流-直流变换器(DDC)的输出电压(Vt，Vdd)获取反馈信号(Qf)的反馈电路(FBC)；以及根据所述反馈信号(Qf)和所述调谐误差信号(Se)之间的差值控制可控直流-直流变换器(DDC)的差值检测器(DD1)。
3.权利要求1的调谐系统，还包括根据调谐误差信号(Se)从可控直流-直流变换器(DDC)抽取电流(I)的输出部分(OUS)；以及根据所述电流(I)和目标值(Tv)之间的差值控制可控直流-直流变换器的差值检测器(DD2)。
4.包括以上任一权利要求的调谐系统(TSY)的多媒体设备。
5.包括以上任一权利要求的调谐系统(TSY)的接收机(TRP)。
6.包括调谐误差检测器(TED)、提供交流信号(Vac1)的交流电源以及根据调谐误差检测器(TED)的调谐误差信号(Se)改变所述交流信号(Vac1)的至少一种特性的控制装置(DCU)的集成电路(ICT)。
全文摘要
在调谐系统中，直流-直流变换器(DDC)为调谐器(TUN)提供调谐控制电压(Vt)。该直流-直流变换器(DDC)采取交流电源(CAC)、电感元件(IND)和整流器电路(REC)串行排列的形式。交流电源(CAC)提供的交流信号(Vac1)被调谐误差检测器(TED)的调谐误差信号(Se)进行控制。电感元件(IND)将该交流信号(Vac1)变换成为更高振幅的交流信号(Vac2)。后一交流信号(Vac2)被整流，以便提供调谐控制电压(Vt)。事实上，直流-直流变换器(DDC)是调谐控制环路的一部分。该调谐控制环路(TUN，TED，DDC)确定直流-直流变换器的输出电压(Vt)。
文档编号H03J7/04GK1143431SQ95191950
公开日1997年2月19日 申请日期1995年10月25日 优先权日1994年11月15日
发明者J·H·A·布里凯曼斯 申请人:菲利浦电子有限公司