专利名称：用于功率测量装置的Sigma－Delta乘法电路的制作方法
技术领域：
本发明的技术领域是功率测量装置，借助它可计算实际上从电网获取功率的瞬时值，其中电网的电流及电压均为可变量，电压小但能察觉到，电流明显，因为实质上用电流的有效值来确定功率，不管是以一定的强度吸取电流(存在吸收功率)还是电流几乎为零(不吸收功率)。
在EP90313050.8中描述了Sigma-Delta转换器，在该文献中它也被与功率测量装置有关地进行描述，不过在所述现有技术中还使用了(那里用5表示)模/数转换器(ADU)，在以多组件数目制造出的这种装置中其成本方面是不利的。
本发明的任务是，减少这种装置的成本并同时保持其精度或甚至改善其精度。这将用权利要求1或权利要求10来实现。在此情况下，一个Sigma-Delta转换器(或调制器)的输出端将输出其位流，以便使第二模拟信号的符号在其极性上正比于第一调制器(SDM)输出信号的位流密度地变换。该符号变换由“乘法装置”来执行，但它不是通常电路技术定义的模拟乘法器，而是根据权利要求6可构成替换形式(a)或(b)。
在此情况下，当功率以其瞬时值确定时，本发明可以作到没有用于电流及电压模拟测量信号的模拟乘法器也行，没有具有并行输出的模/数转换器也行，及作为放弃这些的后果没有数字乘法器也行。
根据权利要求10的方法用较高频率的第一位流工作，该位流是数字位流。该位流调制了一个(第二)模拟信号并由此产生了一个基波信号Uy，它不但被第一模拟信号，而且也被第二信号影响，由此可满足前提，用它确定出一个积信号Uz。如果确定Sigma-Delta调制器位流密度的该第一模拟信号与电压成正比地被选择及该第二模拟信号与电流成正比地被选择，由此得到作为积信号的功率，它在以高频转换极性的基波信号的低频分量求值时出现。
上述包含在传统功率测量装置中作为模拟乘法器的“乘法”运算按照上述原理仅限制在符号的改变或与±1的相乘上，这就能以简单的电路技术成本合理地来实现。同样也可放弃使用复杂的数字乘法器，它虽然可能会没有模拟乘法器偏移量的问题得以实施，但是它的电路成本很高并且在达到足够的精度时需要许多二进制位数。
第二Sigma-Delta变换器的输入值由此相应于瞬时功率，它被通过调制器的作用转换到数字量并能通过向上/向下计数器被转换成吸取的能量(KWh，所谓“功”)。积分器可以是模拟的或数字的结构(权利要求4)，最好它是所述的向上/向下计数器。
重要的是指出，根据本发明建议的方案不仅可用于交变电压的模拟信号(电网电压，电网电流)，而且也可用于具有很小频率、甚至频率为零的“交变电压”。因而该电路也适于使直流电压信号彼此相乘，而不需要在转换器的结构中使用模拟乘法器或模/数转换器，该转换器根据一个采样/保持组件提供在采样/保持组件中存储模拟量的数字采样表示值。正是这后一组件在电路技术上是昂贵的，故根据本发明应避免使用它。
一种符号的乘法能通过四个模拟开关的桥电路简单地实现(权利要求6，第一方案)，这些模拟开关被交叉地控制导通及关闭，以使得输入的模拟信号通过非常低的第一对模拟开关导通电阻未改变地传送，或者交换两根输入导线并使该信号反相地通过另一对低导通电阻的模拟开关作为这样的信号传送，该信号已被与-1相乘。
模拟开关的偏移量及非线性在电路技术上已被很好地掌握并且对本发明的电路不会带来任何影响。
利用根据本发明的电路能够以合理的成本获得功率测量装置的高等级精度。
也可以附加一种斩波器一放大器类型的偏移量抑制电路，这时两个数字量的反相级被设置在符号反相装置的前面及第二Sigma-Delta调制器的后面并同步反相地或非反相地连接(权利要求5,9)。
以下，将借助多个实施例对本发明进行说明和补充。
图1是用作交变电压乘法器的电压/电流乘法器的电路框图。输入信号a’(t)及b’(t)也可能是直流信号(频率为零的交变电压)。
图2是图1的详细电路图，下边是以开关20a为例的模拟开关(左面)及用于模拟开关的非重叠脉冲(右面)。
图2a是在图1中测量的调制信号波形图。
图3是具有使用两个异或门50a、50b及6Hz频率fc的一个数字偏移量校正器的电路。用于SC逻辑电路的脉冲f1、f2及校正频率fc表示在下面。
图4是“乘法器”20的一个变型结构，它通过第一Sigma-Delta转换器10的位流密度信号Ux来控制符号反相，其中该变型实施形式用两个复用器21a、21b来实现，它们由两个频率f1、f2(MHZ范围内)控制，它们也控制图1中作为SC技术的电路。并可使用一种统一的电路方案。
根据图1的功率测量电路由两个Sigma/Delta调制器10、30，一个模拟调制器AM，一个时钟脉冲发生器及一个脉冲累加器组成，它们根据图1进行连接。正比于测量电压的模拟输入信号U(t)通过第一调制器10转换成一个数字位流Ux(t)。设有一个模拟输入端的调制器(AM)由两个信号控制。在模拟侧是正比于电流i(t)的信号及在数字控制侧是位流信号Ux(t)。该调制器将符号Ux(t)与模拟输入信号相乘。由此，该调制器的输出信号在其平均值上正比于i(t)与U(t)的积，因为Ux(t)在其平均值上相应于U(t)。该调制器的输出信号接着输入到第二Sigma/Delta调制器30。由此该输出脉冲电流在其权重上也正比于i(t)及U(t)的积。在第二Sigma/Delta调制器输出端上产生的脉冲电流Uz(t)将输入到加法单元40(例如作为数字向上/向下计数器)的累加输入端。该累加器的输出信号为一低频位流，它相当于平均功率。通过积分使调制器的高频量化噪音得到很大程度的抑制。
这两个相同的电路单元由一阶同步Sigma/Delta调制器组成。此外对这两个Sigma/Delta调制器几乎不需要任何附加电路元件。这正是它的一个优点。
一个传统一阶Sigma/Delta调制器包括一个积分器，一个1位量化器(比较器)，一个输出端、它被用采样频率FS采样，及一个1位数模拟转换器、它使+/-URef电压相应于比较器被采样信号的符号。在每个采样点上积分器对输入端信号X(t)与转换器输出端信号的差(误差信号)进行积分。对于一个采样周期，差值的符号被存储在量化器中。当比较器输出y(t)为逻辑1时，将正电压+URef反馈到积分器的输入端。该反馈信号其脉冲电流正比于输入信号，因为积分器的误差被调节到零。作为Z变换的信号，调制器的函数可通过下列等式来描述y(Z)=X(Z)+(1-Z-1)×Q(Z)式中Q(Z)为调制器的量化噪音。该等式第二项的频谱位于基带稍下面的高频区域中，因此能容易通过数字滤波及例如通过积分器被抑制。
Sigma/Delta调制器的大的优点是它在传统IC技术中的可积分性。典型的Sigma/Delta调制器利用具有开关一电容积分器的传统IC方案。这是一种最有效的微电子学方法，因为开关一电容(SC)电路如CMOS那样易高质量大批量地被制造。
SC电路的原理是利用电容器之间电荷的转移及通过模拟开关换向。在此情况下，换向频率这样选择，即它比输入信号的频率高得多。在电表的例子中，采样频率相对50Hz或60Hz的输入信号典型的在MHz范围中。开关一电容电路中的模拟开关通过两个互不重叠相位相反的矩形波信号进行控制(例如图2，下方)。该电路的时钟脉冲发生器被这样设计，即各信号的脉冲边沿具有足够间隔而不重叠。这就避免了继续导通时的电荷损耗。在时钟脉冲信号的一个相位期间，一部分电容器被连接到电压源上并被充电到该电压。在时钟脉冲信号的第二相位期间，借助模拟开关及运算放大器电荷被转充到另外的电容器上。作为结果，输出信号可通过各输入信号之间的数学运算、如加、减及固定系数的乘法、延迟及积分来描述，为此仅需要不同比例的电容器、模拟开关及运算放大器。例如，一个高阻值电阻可通过一个小电容CS来近似地代替，该小电容用开关频率FS进行开关。等效电阻相当于1/(Cs·Fs)。当我们将它的信号与一个非开关控制的电容Cint或与一个运算放大器及一个非开关控制的电容的求和节点反馈地连接时，就可以通过该“电阻”来调节时间常数R*C=[Ciht/Fs*Cs]，它仅由电容的比例及采样频率来确定。这是开关一电容电路的一大优点，因为在传统的IC技术中线性的电容比例可以非常精确地被制作获得，相反地，一个电容器或电阻的绝对值在常规IC技术中不能精确地被确定。这就是为什么开关一电容技术在许多高分辨率转换器原理中应用的原因。
图2中示出本发明电路的一种可能的实施形式。典型地，这类电路在模拟数据路径上完全作成差分方式。为了简化说明，这里仅描述一个单端SC电路。该模拟调制器用四个交叉连接的模拟开关20a至20d表示，它们能使输入信号i(t)的极性反相。第一Sigma/Delta调制器SDM1的输入信号转换成输出信号Ux(t)。如果该逻辑信号为零，则该调制器的输出Uy(t)=-i(t)。如果Ux(t)=1，则调制器的输出信号相应于输入信号Uy(t)=i(t)。各个Sigma/Delta调制器的电路被表示在虚线框内。SDM1及SDM2调制器利用公知的具有两个差分输入端的自动调零点SC技术，它们由运算放大器OA2及OA1，输入采样电容器C1，参考值采样电容器C2，积分电容器C3及各种由两个不重叠的时钟脉冲信号f1及f2控制的开关组成。调制器输入端及DAC输出端之间被积分的差分信号的符号在一个开关周期上由比较器K1或K2确定，并在一个时钟周期上存储在D一触发器中。由两个与门组成的比较器输出级通过DAC控制在下个采样周期中被积分的参考电压源(为+Vref或-Vref)。此外通过SDM2调制器30的与门这样地分离输出脉冲电流，即一个输出代表瞬时正的测量功率Uz(t)，而第二个输出代表负的测量功率。这两个脉冲电流将在一个n位向上/向下计数器中累加。该计数器的输出端输出具有一脉冲密度的脉冲电流W(t)，它相应于有功功率的平均值Fw(t)~u(t)×i(t)URef2×Fs.]]>一个Sigma/Delta调制器的输入(例如U(t)或Uy(t))与积分器的差分输入信号相连接。积分器的参考值输入端与DAC输出端(+Vref或-Vref)通过一个公用开关转换，该开关连接到积分器及DAC。SC积分器包括一个自动零补偿(自动调零)部分，它可减少运算放大器的偏移电压及低频噪音。这将通过相关的双重采样(CDS)来实现。在CDS中每个采样周期分成两个子周期。在第一子周期中采样偏移量，及在第二子周期中从输入信号中扣除偏移量。由此能有效地实现对技术上不可避免的偏移电压的抑制。
对偏移量的采样在相位F1期间通过闭合运算放大器的反相输入端及输出端之间的反馈开关来实现。由此电容器C1及C2将充电到运算放大器输入端的偏移电压(VOS)。电容器的第二极一方面充电到调制器正输入电压Vin+(k)(k是递增的采样周期序号)及在另一电容中第二极充电到零电压。在相位F1期间，电容器C3与运算放大器输入端分开，积分器保持在先传输到C3中的电荷。
在相位F2期间C1放电到负的输入电压Vn-(k)，而C1的右侧大约保持在偏移电压电位上，因为运算放大器输入端通过C3的反馈保持不变。这意味着，在F2期间，存储在电容器C1中的电荷(Vin(k)*C1)转充电到C3上，它与运算放大器偏移量无关。同时，电荷+-Uref*C2与偏移量无关地从C2转充电到C3上，其中有关的是上一采样周期积分器输出端的符号。因此偏移电压不影响从积分器输入端到输出端的信号传输。
考虑到刚才的解释，在相位F2期间的每个采样周期中一部份信号及参考值输入端的电荷被传送和积分到电容器C3中并接着产生出积分器的输出电压。在第K周期后积分相位F2结束时积分器输出电压Vint(K)将变化值ΔK，并可写为下列等式Δ(k) = Vint(k)-Vint(k-1) = [Vin(k)×(C1/C3)+SD(k-1)×URef×(C2/C3)]，Vint(k)=Σn=1k[Δ(n)]+Vos,]]>式中SD(K-1)=sign[VCOM3(K-1)]=±1，相应于在相位F2的第K-1采样周期中F2的负边沿期间的积分器输出符号。
比较器K1及K2同时地检测比较器输出符号，其中每个积分相位F2结束时的值仅作为反馈信号用于下个周期。因此对F2负边沿上的比较器输出电压采样并将此时刻上的符号存储在D触发器中，由此来产生SD(K)。在实施上D触发器、比较器、及采样逻辑部分可结合在一个电路中。
存储触发器先前状态的D触发器输出端确定采样周期中相位F2期间DAC输出源的符号。在图2a中表示出一个正输入电压的调制器信号的典型波形。D触发器输出SD(t)相当于调制器的输出信号。由量化噪音产生的实质性误差出现在较高频率的区域中，它可通过数字滤波器被有效地抑制。借助相应的滤波器，在Sigma/Delta调制器上目前可达到20Bit以上的分辨率Fout(t)～(C1/C2)×(Fs/URef)×Vin(t).
在实际应用中，Sigma/Delta调制器的精度受到非理想组件的限制。它例如为运算放大器的非无穷大放大系数，模拟开关的电荷注射，热噪音，闪烁噪音，通过衬底效应的数字电路部分的串扰等。由于这些误差源，典型地，一个实际调制器的分辨率限制在15Bit上。具有一系列的附加电路，它们可改善非理想组件。通过全差分模拟电路，放大系数补偿的积分器，高成本的相位发生器等可以实现实质性的改善。为了能制作1级以上的脉冲电流计数器，要求分辨率高于17Bit，这就是说，为此输入噪音及输入偏移电压必须在μV的范围内。通常为此对于较高级的Sigma/Delta调制器使用较高级的高成本滤波器。这通常会导致，在高精度的Sigma/Delta调制器上明显地抬高了硬件要求。在根据本发明的实施方式中可以放弃使用这些措施。
图3中表示一种功率测量装置的补充形式。它使用了通过斩波器稳压的精确度提高措施，其中第二Sigma/Delta调制器SDM2的输入端符号及输出信号同时地经过一个低频矩形波函数被调制。该调制通过一个异或门用两个调制器的输入频率fc及输出信号SD1,SD2来进行。通过该措施，在信号fc的一个周期中调制器SDM2的偏移电压Vos2在数字积分器中被正向地向上计数，而在第二周期部分中以负的符号积分。在通过数字分配器可方便地实现的采样周期fc精确对称的情况下，偏移量被非常有效地抑制。通过该措施使用几个附加门就能在偏移量及噪音方面改善电路的精确度。
如果考虑到使模拟电路尽可能简单，由此减小串扰及衬底噪音的影响是有意义的，则推荐一种变型方案。图4中的功率测量装置的区别在于变换了模拟调制器20。在SDM2输入开关中的控制输入端的替换使用两个数字复用器22a、22b取代交叉连接的模拟开关20a至20d，这减少了在开关转换时可能出现的模拟误差。在此情况下通过在SC积分器中输入开关22a、22b的控制相位F1及F2的转换可使输入信号的极性反相。由此无需复杂的硬件得到开关精确度的进一步改善。
本发明的结果是，得到了一种非常简单的解决方案，它仅需要一种传统的Sigma/Delta调制器的两个基本单元及非常简单的数字滤波器(向上/向下计数器)。
权利要求
1.用于功率或能量测量装置(P,W,30,40)的乘法电路，其中(a)第一被测量(9)的模拟信号(U(t))被输入到第一Sigma-Delta转换器(SDM1；10)，它的输出控制一个乘法装置(20；20a,20b,20c,20d；21a,21b,22a,22b)；(b)第二被测量(19)的模拟信号i(t)被输入到乘法装置(20)；(c)乘法装置(20)的输出被输入到第二Sigma-Delta转换器(SDM2；30)，在该转换器输出端上提供一个输出信号(P(t))，它代表第一及第二模拟信号(u,i)积的瞬时值。
2.根据权利要求1的电路，其中(a)第一信号是在其有效值上波动很小的交变信号，尤其是代表电网电压(UNetz(t))的信号；(b)第二信号是在其有效值上波动明显强烈的交变信号，尤其是代表电网电流(iNetz(t))的信号。
3.根据权利要求2的电路，其中在110V,220V或380V的标准上对电网电压和电网电流进行测量(9,19)。
4.根据上述权利要求之一的电路，其中输出信号(P(t))被输入到一个模拟或数字的积分器(40)中，尤其是一个向上/向下计数器中，它的计数级能够在至少一个、尤其是两个及多个交变模拟信号(u,i)周期中对第二Sigma-Delta转换器(30)的二进制输出信号无溢出地计数，以使得积分器(40)的输出连续地代表这两个模拟信号作出的功(W(t))。
5.根据上述权利要求之一的电路，其中第一及第二数字反相级(50a,50b)，尤其各为一个异或门，被安置在乘法装置(20)前面，及在第二Sigma-Delta转换器(30)后面，这些反相器被一个低频率(fc)同步地控制，以便使该乘法装置中的偏移量长时期地被补偿。
6.根据上述权利要求之一的电路，其中乘法装置(20)被构成为(a)在一个桥式电路中的四个模拟开关(20a,20b,20c,20d)，其中桥支路是输出端并且上或下桥端点是乘法装置(20)的第一输入端，及其中乘法装置(20)的第二输入端是一个数字输入端，它总是使两个模拟开关(20a,20d；20b,20c)同时地导通及同时地关断；其中同时导通及同时关断的模拟开关各为一个半桥的上模拟开关及另一半桥的下模拟开关，以便根据第一Sigma-Delta转换器(10)的输出信号(Ux)操作模’拟开关，及根据模拟开关的开关状态直接地或反相地传输第二模拟信号(ⅰ)(b)两个复用器(21a,21b)，它们的复用器输入端相互连接并构成乘法装置(20)的第二输入端，对它输入第一Sigma-Delta转换器(10)的输出信号，其中乘法装置(20)的第一输入端各具有一个模拟开关(22a,22b)，它们根据复用器(21a,21b)的输出信号或者使第二模拟信号(i)或者使模拟反相的第二模拟信号(-i)作为乘法装置(20)的输出信号通过，并且其中分别在两个复用器的被复用器信号选择的两个输入端上固定地配置反向的频率信号(f1,f2；f2,f1)，它们是用于构造在SC电路(开关电容电路)内的Sigma-Delta转换器(10,30)的模拟开关控制的非重叠时钟脉冲信号。
7.根据上述权利要求之一的电路，其中Sigma-Delta转换器(30,10)在其输出端上输出一个与模拟输入信号(u,±i)成比例的位流密度信号，该信号中逻辑1电平与逻辑零电平的比例与输入信号瞬时值成比例(一阶SD调制器)。
8.根据上述权利要求之一的电路，其中驱动Sigma-Delta调制器(10,30)的第一频率(f1,f2)比交变模拟信号(u,i)的频率高得多；并且/或根据权利要求5的低频(fc)开关频率明显地低于交变模拟信号(u,i)的频率(fu,fi)，只要交变信号作为输入信号被使用的话。
9.根据权利要求8的电路，其中Sigma-Delta调制器(10,30)的驱动效率在MHZ范围中，交变模拟信号的频率(fu,fi)在20至1000Hz范围中，及数字反相器级(50a,50b)的开关频率低于10Hz，以便为测量瞬时功率(P(t))以比被测量的模拟信号的频率高得多的频率及比被测量的模拟信号的频率明显低的频率来驱动两个Sigma-Delta变换器及补偿它们的偏移量。
10.用于在一种测量装置、尤其是用于电网电压及电网电流的测量装置中测量功率瞬时值(P(t))的方法，在该方法中(a)控制一个高频数字位流(Ux)，使其两个逻辑电平的密度与第一模拟信号(U(t))成比例，该模拟信号(U(t))的频率(fu)比位流的频率小得多；(b)第一数字位流(Ux)转换第二模拟信号(i(t))的符号或极性(10)，该第二模拟信号的频率(fi)为第一模拟信号的数量级，以便得到一个高频极性转换的基波信号(Uy)，它适用于积信号的确定(ZU)。
11.根据权利要求10的方法，其中基波信号(Uy)不需用具有并行输出端的AD转换或(模拟/数字)求积装置以其低频分量来求值，尤其是通过第二Sigma-Delta调制器(30)求值，该调制器输出端输出积信号(Uz=P(t))。
12.根据权利要求10或11的方法，其中第一模拟信号是待测量的电压(u)，尤其是家用电网的电网电压，及第二模拟信号是上述供电电网的被测量的电流(i)，以便确定作为积信号(Uz)的从电网获取功率(P(t))的瞬时值。
13.根据上述方法权利要求之一的方法，其中Sigma-Delta调制器(10,30)的驱动频率(f1,f2)比交变模拟信号的频率(fu,fi)大105至106倍，然而当使用模拟直流信号时，驱动频率高于1MHZ。
14.根据上述权利要求之一的装置或方法，其中模拟信号是模拟交变信号。
15.根据上述权利要求之一的装置或方法，其中乘法装置(20)是一个符号反相装置。
全文摘要
功率测量装置被用于计算从网络中取得的实际功率的瞬时值,在该网络中电流及电压均为可变的,电压变化很小但到可察觉,电流以明显方式变化,因为它的有效值实质上确定功率,即如果从电网取得的电流有一定的强度,则获得了功率,而当电源实际为零时,从电网未取得功率。公开了一种用于功率或能量测量装置(P、W,30,40)的乘法电路。第一被测量(9)的模拟信号(u)被输入到第一Sigma－delta转换器(SDM1;10),它的输出控制一个乘法器(20;20a,20b,20c,20d;21a,21b,22a,22b)。第二被测量(19)的模拟信号(i)被输入到乘法器 (20)。乘法器(20)的输出提供给第二 Sigma－Delta转换器(SDM2;30),其输出端产生一个输出信号(p(t)),它代表第一及第二摸拟信号(u,i)的积的瞬时值,由此测量出功率。
文档编号H03M3/02GK1226968SQ97196868
公开日1999年8月25日 申请日期1997年7月29日 优先权日1996年7月29日
发明者米哈伊尔·尼古拉维奇·克罗斯诺夫, 阿列克谢·米哈伊洛维奇·库佐金 申请人:D-泰克驱动和微电子技术有限公司