现不合时的扰动，从而提高电路的稳定性，并通过确保PWM切换仅发生在次级绕组电流为零时，最大限度地提高效率。逆向控制器16感测次级侧输出电压和变压器的复位时间，以控制输出电流并提供故障保护，例如过电压保护。控制器16对辅助变压器绕组上的电压进行感测，而不是使用光耦合器来提供反馈，其中电压也向控制器16提供电力。
[0075]图4所示是根据一项实施例的切换波形。Vg表示初级侧电力FET 46栅极电压。Ip是变压器22(图1)中的初级绕组电流，且13是变压器22中的次级绕组电流。￥3是变压器22中的次级绕组电压。Vsyn。是通过单个二极管(例如二极管42)和电阻分压器(例如电阻38和40)产生的信号。
[0076]初级侧辅助绕组电压可表示为
[0077]Vaux= V s.Naux/Ns, (I)
[0078]其中Naux和Ns是分别是辅助和次级绕组中的圈数。乂3可表示为
[0079]Vs= V0Ut+Vf+Is.Rs, (2)
[0080]其中Vrat是输出电压，Is是次级绕组电流，V {是次级侧整流器二极管41 (Dl)的正向电压降，且Rs表示次级绕组电路中的寄生电阻。将等式I和2相结合可得
[0081]Vaux= (V 0Ut+Vf+Is.Rs).N赢/Ns (3)
[0082]因此，为了精确地感测次级侧输出电压，初级侧控制器(例如逆向控制器16)以最小化涉及到等式3中视电流而定的条件(即Vf+Is.Rs)的误差的方式，对辅助绕组电压进行取样。这可以通过在13接近零时，在“拐点”(图5)对辅助绕组电压进行取样来实现。
[0083]图5中更加详细地说明了辅助绕组波形的特性。PSR控制IC的运行原则是，在曲线中的“拐点”上对辅助绕组电压进行感测，所述拐点在次级绕组电流Is接近零时出现，此时所反映出的从次级绕组穿过变压器耦接到辅助绕组的电压不包括视输出电流而定的误差(即、和I s.Rs)。此外，“拐点”表示变压器的复位时间I；结束，T 是CV/CC调节控制算法中需要的条件。
[0084]例如，某些PSR IC可通过维持Τ/ΓρΗ的恒定比率来调节输出电流，其中Tph是逆向切换周期。因此，需要经由所反映的从次级绕组穿过变压器到辅助绕组的电压信号，准确地感测逆向复位时间?；，且该感测不得被从一个LED串到其他LED串的切换电流歪曲，尤其是在两个LED串的正向电压降实质不同时。
[0085]为了避免“拐点”上的辅助绕组电压中出现扰动，可通过(例如)迫使PWM切换(例如启动LED串24和26中的一个，以及停用其他LED串24和26)发生在次级侧电流为零时，使LED切换与逆向切换同步(即，与初级侧开关46的切换同步)。在典型的多串LED照明应用中，典型的逆向控制器切换频率可为50?200kHz，而LED PWM切换频率可为约IkHz。数字PWM工作周期发生电路可用SYNC信号形成，其中所述信号可用图1所示的单个二极管42以及电阻38和40产生。
[0086]通过让控制器28感测变压器22上的次级绕组电压(Vs)摆动，开关30和32的切换可与逆向切换同步。对开关30和32的切换进行同步，以使所述开关在检测到次级电压突然降低时根据命令切换(即发生在次级绕组电流衰减到零，或者当主逆向FET 46接通时)，可防止歪曲作用经由变压器22反映到逆向控制器16。该可以最大限度地减少可能由输出电压阶段(例如当切换LED串时)形成的潜在问题，这些问题可能经由变压器反映回逆向控制器，并对控制器造成干扰。此外，同步可通过增强零电流PWM切换来最大限度地提高效率，从而最大限度地减少PWM切换损耗。
[0087]此外，基于该反馈，控制器28可确定输送到LED串24和26的相对电流，而无需电流感测电阻。该信息可包括在确定D和1-D的算法中，实现对LED照明系统的颜色或颜色温度控制。例如，这可以实现在LED串24和26变暗时降低颜色温度，使得系统能够与在白炽灯变暗时其中发生的向红色的改变相匹配。
[0088]图6说明了与开关30和32的工作周期相比，SYNC信号的示例性时态图。在所示实例中，工作周期控制信号D和1-D与SYNC信号的下降边同步，所述下降边对应于变压器复位时间的结束，在以下情况下发生:当逆向转换器以不连续状态或关键传导模式运行时，次级绕组电流变为零，或当所述转换器以连续传导模式运行时，初级侧逆向开关接通。或者，PWM切换可与SYNC信号的上升边同步，发生于初级逆向开关断开时，但在这种情况下，必须注意确保初级侧控制器不会对后续的瞬时PWM切换瞬变假信号做出反应，所述假信号可在逆向开关断开后立即出现。
[0089]图6所示的时态图可由图1所示的控制器28产生。例如，控制器28可包括通过SYNC信号计时的基于数字计数器的PWM发生器。如果逆向转换器以标称100千赫(kHz)运行，则SYNC周期为10微秒(ys)o
[0090]在所需的恒定蓝色/红色LED串电流比率为3:2的一项实施例中，可将LED PWM频率设置为标称1kHz，远远高于人眼闪变检测阈值。逆向切换与PWM切换频率的比率是100:1ο PWM控制器可通过在SYNC的100.3/5 = 60计数内接通蓝色LED串24来开始每个PWM周期，并随后停用蓝色LED串24，同时在每个PWM周期的剩余40计数内启动红色LED串26。在该实例中，D为0.6且D’为0.4。所属领域的一般技术人员应了解，可使用其他简单电路配置来形成PWM工作周期。此外，可添加额外的LED串(例如图9中所述的三个红色、蓝色和绿色LED串)，但前提是一次只激发一串。对于该实例，时间(SPT1、T2*T3)的总和是PWM周期。
[0091]所属领域的一般技术人员应了解，也可使用诸如脉冲频率调制(PFM)、脉冲密度调制(PDM)和/或脉冲跨周期调制(PSM)等替代性调制方法来生成D和D’信号。这些替代性控制算法可对给定的条件集使用时间(Ton)常数，或实质常数，并调节断开时间或脉冲密度，以在LED串中获得所需的电流比率。
[0092]例如，PFM控制算法可实施于串联的LED串应用中，例如图3所示的应用，其中对于某些运行条件集(例如输入电压、LED数、输出电压、总LED电流、照明器环境温度等)，开关33的1^设置为指定数量的SYNC脉冲，且在运行条件改变时，通过调节开关的断开时间(Toff)来控制颜色温度，其中！'。^表示获得所需的颜色温度分布所需的SYNC脉冲数。在此类实例中，Irff增加会增加切换时间(T)，从而降低切换频率，并有效地增加从照明器发射的红光的相对量，因为图3中的红色LED串26仅在开关33断开时启动。！'。^减小具有相反的效果(即切换频率增加且颜色向蓝色改变)。
[0093]或者，PDM算法可实施于图3的控制器28中，其中颜色温度通过以下方式控制:在“爆发”时间段内以固定的工作周期(例如50%)使脉冲“爆发”，随后是没有任何切换发生的“安静”时间段，且仅当D在“安静”时间段中较高时，电流流过蓝色串，当D在“安静”时间段内较低时，电流同时流过蓝色和红色串。控制算法确定“爆发”和“安静”时间段所需的SYNC脉冲数，以实现所需的颜色温度分布。
[0094]PSM与PDM相同，且可通过对某些条件集将Ton设置为固定数量的SYNC脉冲来实施，随后选择性地跳过脉冲，以在运行条件改变时实现所需的LED电流比率。此外，多串LED照明系统可采用PWM、PFM、PDM和PSM运行模式的各种组合，具体取决于运行条件。例如，LED照明器可在光线输出处于高密度时以PWM模式运行，在照明器变暗到某一阈值以下时过渡到PFM模式。
[0095]图7所示是LED照明系统10的另一项实施例。由于LED的光线输出随温度改变，且不同类型的LED具有不同的温度系数，因此可向控制器28加入温度补偿，以在系统的环境温度和LED结区温度改变时控制颜色温度。在图7所示的实施例中，包括远程温度传感器(例如热敏电阻)48，并向控制器28提供表示温度的信号。温度传感器48可置于靠近LED的位置，以测量LED温度。可在其他实施例中使用其他远程温度传感器，例如二极管和晶体管，或可将温度传感器并入控制器28中，以提供LED照明装置的温度补偿。控制器28可包括温度到数字转换器，以量化所感测到的温度，并在工作周期控制算法中使用温度信息。可用包括基于(例如)温度测量进行检索的检查表的算法来产生和/或调整工作周期。所属领域的一般技术人员应认识到，许多技术可用于对温度进行感测，并用所感测到的温度信息来调整工作周期，从而维持所需的颜色温度分布。
[0096]图8所示是LED照明系统10的又一项实施例。在图8所示的实例中，添加了调光器支架，以在系统变暗时控制光线密度和颜色温度。如图所示，逆向控制器16包括调光器检测电路50，其对由基于三端双向可控硅开关的调光器产生的相切进行感测，并在变暗水平改变时自动调整逆向转换器输出电流。次级侧14上的控制器28对总平均输出电流进行感测，并相应地调整工作周期，以维持恒定的颜色温度，或改变颜色温度(例如，以模拟在变暗时向红色改变的白炽灯泡)。对电流的感测可由图8中的选择性电阻(R3)52提供。控制器28可包括模拟到数字转换器(ADC)，用于测量总平均电流，并在工作周期控制算法中使用电流信息，从而在光线密度改变时提供所需的颜色温度分