电感性负载驱动器转换速率控制器的制造方法
【专利说明】电感性负载驱动器转换速率控制器
[0001]相关串请案的交叉参考
[0002]本申请案主张2013年3月9日申请的第61/775，523号美国临时申请案的权益，所述案的全文并入本文中。
技术领域
[0003]本发明涉及一种用于负载驱动器电路的转换速率控制器；特定来说，本发明涉及一种用于将电力提供到电感性负载的驱动器电路，例如电机或切换式电力供应器(SMPS)。
【背景技术】
[0004]各种现代电子器件利用负载开关来控制电力到负载(其从可用电力供应器(例如电机或SMPS)汲取电流)的输送。负载驱动器电路用于对负载开关施加控制。除确定负载开关何时将电力提供到负载之外，负载驱动器电路还可控制负载的性质的变化率。通常将这些性质的变化率称为转换速率。通常使用MOSFET来实施负载开关，MOSFET提供对电力到负载的输送及对转换速率的精确控制，例如电机的相位节点上的电压的变化或SMPS的电感上的电压降。
[0005]一旦已确定将电力接通到负载，则负载驱动器电路通常经配置以尽可能快速地供电给所述负载。这通过最小化供电给所述负载的延时而最大化效率，使得被供电的组件可执行其期望功能。然而，存在负载驱动器电路可多快地供电给负载的限制。
[0006]许多类型的电流负载(例如，电动机)为阻抗源。这些负载的阻抗引起由供电给这些负载所致的成问题的副作用。例如，就为电机的负载来说，在由高侧驱动器驱动与由低侧驱动器驱动之间切换负载电流路径，这导致电流路径在供应路径与接地路径之间切换。此切换引起负载上的电压快速改变，这导致反冲电荷反向流动到负载开关。此反冲电压可横过负载开关，且可导致相对负载开关的非所期望切换。这又具有从良性效率降低到对负载驱动器电路及/或负载开关的损坏的一系列后果。
[0007]除反冲之外，供电给电流负载还可导致产生电磁干扰(EMI)。EMI的一个尤其相关来源为由供电给电感性负载(例如电机)快速所致或由电源线及接地线中的快速变化电流所致的电磁力。供电给负载的电压的变化率越大，所诱发的磁场的量值越大且所得EMI的水平越大。EMI的均匀适度量可导致系统中的虚假电流，所述虚假电流可引起相邻电路中的故障且甚至潜在地损坏相邻电路。
[0008]归因于电流路径上的寄生电感，通过开关的快速电流变化将产生大电压尖波。这些大尖波可超过开关及驱动器电路的安全操作限制且损坏部件。
[0009]—般来说，可通过减缓负载上的电压的变化率而改善由对负载施加电力引起的这些问题。缓和负载上的电压的变化率导致反冲及EMI的产生减少。
[0010]更缓慢地改变负载上的电压可至少部分减轻这些问题的部分，但其将非所要低效率引入到系统中。通过延迟到达供应电压(或接地电压，这取决于负载是否被接通还是被切断)所需的时间，这引入负载的响应时间的延时。任何此类延迟随时间积累且引起波及整个系统的不可接受低效率。因此，可期望按使负载(例如，电机)的响应时间的延时最小化且不产生反冲电流及EMI的非所要水平的速率将电压施加到所述负载。
【发明内容】
[0011]常规驱动器电路归因于其对环境性质的依赖性而无法提供适当转换速率控制，且其为未考虑受控值的观测量的开环解决方案。因此，需要提供转换速率的更准确且更可靠控制的闭环解决方案。现有技术中的这些及其它缺点大部分由根据本发明的实施例的系统及方法克服。
[0012]根据实施例，提供一种用于驱动第一负载开关的集成电路，其中所述第一负载开关供电给电感性负载，所述集成电路包括:第一数字转换速率控制单元，其用于产生控制信号，其中所述第一数字转换速率控制单元基于指示所述负载上的电压变化率的反馈信号而产生所述控制信号；及第一负载驱动器电路，其由所述控制信号操作，其中所述第一负载驱动器电路产生操作所述第一负载开关的转换速率控制输出电压。
[0013]根据进一步实施例，所述第一负载开关为MOSFET。根据进一步实施例，所述集成电路为转换速率控制驱动器；且所述集成电路进一步包括产生恒定输出的非控制驱动器，其中由所述非控制驱动器及所述转换速率控制驱动器操作所述负载开关，且其中所述转换速率控制驱动器在所述负载开关的稳态期间产生恒定输出，且其中所述转换速率控制驱动器经调制以在所述负载开关的状态转变期间产生转换速率控制输出。根据进一步实施例，所述转换速率控制驱动器为大低阻抗驱动器，且所述非控制驱动器为小电流限制驱动器。根据进一步实施例，所述集成电路为低侧驱动器且所述第一负载开关为低侧负载开关，且所述集成电路进一步包括:第二数字转换速率控制单元，其用于产生高侧控制信号，其中所述第二数字转换速率控制单元基于指示所述负载上的电压变化率的所述反馈信号而产生所述控制信号；及第二负载驱动器电路，其由所述高侧控制信号操作，其中所述第二负载驱动器电路产生操作所述第二负载开关的转换速率控制输出电压，其中所述第二负载驱动器电路及所述第二数字转换速率控制单元包括高侧驱动器。根据进一步实施例，所述第一数字转换速率控制单元包括:电容器，其接收所述反馈信号；及电阻器，其与界定转换速率的所述电容器耦合。根据进一步实施例，所述第一数字转换速率控制单元进一步包括:与非门，其具有接收所述反馈信号的第一输入端及接收输入电压信号的第二输入端，其中所述与非门的输出控制所述第一负载驱动器电路的P-沟道场效晶体管；及或非门，其具有接收所述反馈信号的第一输入端及接收所述输入电压信号的第二输入端，其中所述或非门的输出控制所述第一负载驱动器电路的η-沟道场效晶体管。
【附图说明】
[0014]所属领域的技术人员可通过参考附图而更好地理解本发明且明白本发明的许多目的、特征及优点。不同图式中所使用的相同参考符号指示类似或相同项。
[0015]图1展示实施常规转换速率控制的负载驱动电路。
[0016]图2展示接通MOSFET时的常规转换速率控制的时序。
[0017]图3展示切断MOSFET时的常规转换速率控制的时序。
[0018]图4展示实施转换速率控制的另一常规负载驱动电路。
[0019]图5展示根据实施例的实施转换速率控制的负载驱动电路的高电平绘图。
[0020]图6展示根据实施例的实施转换速率控制的负载驱动电路。
[0021]图7展示使用实施例所产生的时序图。
[0022]图8描绘其中双MOSFET负载开关控制来自高侧驱动器及低侧驱动器的电力的实施例。
【具体实施方式】
[0023]图1说明使用串联于负载驱动器电路与负载开关之间的电阻器Rmte的所述负载驱动器电路的常规转换速率控制。以此方式使用串联电阻器用以缓和负载上的电压Vds的变化率，这减少EMI的量且减轻由用于驱动电流负载的输出电压的快速变化产生的反冲。将串联电阻器用于缓和负载开关的转换速率无法提供对负载上的电压的变化率的充分控制，这是因为所述电阻器的行为根据系统的操作温度而变动且因为所述电阻器无法解释负载开关中的容限变动(其可在使用晶体管负载开关(例如M0SFET)时较显著)或由负载汲取的实际电流。此外，基于电阻器的常规转换速率控制为必须基于电路行为的预测而设计且无法解释电路的实际操作特性的开环解决方案。
[0024]用于限制转换速率的串联电阻器使开关更易受反冲的影响且导致需要常规反冲防止电路，例如图1中所描绘的电路。所述开关利用切换到接通状态以提供用于使反冲电压放电的低阻抗路径的双极晶体管Q,。由双极晶体管Q-提供的所述低阻抗路径允许反冲电流被汲取，同时阻止反冲电荷到达负载开关的栅极端子。需要额外二极管来接通所述双极晶体管且产生到负载开关栅极的充电路径。用于防止反冲的此常规电路为非所要的，这是因为其增加制造成本及空间要求。可由负载驱动器避免这些缺点，所述负载驱动器能够以减少反冲的方式输送电力且具有足够低的输出阻抗以汲取剩余反冲电流。
[0025]图2及3提供利用串联电阻器来缓和MOSFET负载开关的转换速率的常规负载驱动器电路的更详细视图。图2及3摘录自描述常规负载驱动器电路的“用于高速MOSFET栅极驱动电路的设计及应用指南(Design and Applicat1n Guide for High Speed MOSFETGate Drive Circuits) ”(拉斯洛?洛格(Laszlo Balogh)，尤尼特德电力供应研讨会(Unitrode Power Supply Seminar) (2001)) 0图2的顶部处描绘使用串联电阻器Rgate的常规转换速率控制的电路图。图2的底部处的时序图展示将MOSFET切换到接通状态时的各种MOSFET参数的变化。
[0026]图2的时序图的时段I被称为接通延迟且表示使栅极电压Vtis从切断状态驱动电压升高到阈值电压Vth所需的时间，在阈值电压V TH处，MOSFET开始切换到接通状态。时段I的持续时间依据MOSFET的内部电容而变化。在时段I期间栅极电压的初始增大起因于对MOSFET的内部电容器充电。由于每一 MOSFET将具有某一内部电容，所以时段I中所表示的此接通延迟无法被完全消除。然而，利用串联电阻器ReATE的常规负载驱动电路在加负载于MOSFET的内部负载开关栅极电容器且使栅极电压升高到阈值电压所需的时间中引入额外时段I延迟。所述延迟归因于与由此电阻器引起的MOSFET的内部电容器充电电流成比例的输入电压的降低。在时段I的延迟期间，漏极电流ID保持于切断电平处且漏极电压Vds保持于高态中，这是因为