Led驱动电路的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种LED驱动电路，其包括至少一个串联的LED串以及电源，所述电源用于将干线电压(mains voltage)转换为将被施加至所述至少一个LED串上的输出电压。
[0002]更具体地，本发明涉及高功率照明应用，如工业用灯、运动场用灯、路灯等等，其中多个LED的阵列由公共电源供电。
【背景技术】
[0003]由于单个LED的正向电压(通常在I到5V的数量级)远小于例如400VAC、230VAC或I1Vac的干线电压，因此有必要将干线电压转换为适于LED的输出电压。当多个LED串联时，输出电压应当对应于所述串中的LED的正向电压的总和。
[0004]多数传统LED驱动电路包括多个串，所述多个串中的每一个仅具有相对较少数目的LED，从而输出电压将低于干线电压。然而，当多个串与公共电源并联时，输出电流必须相对较高，这导致系统损失增加，并且必须采取额外措施以确保并联LED串之间的正确的电流平衡。通常，对于每一个LED串来说，采用工作于电流模式的单个转换器来调节LED电流。另外，这些系统需要许多连接和互连线，从而使电子部件的成本及其安装成本相对较高。
[0005]EP 2 315 497 Al和EP 2 458 940 Al描述了具有两级电源的LED驱动电路。第一级是具有功率因子校正功能的转换器，其将AC干线电压转换为DC电压并确保与AC电网规范相符。第二级是对一个或多个LED串中的电流进行调节的驱动器。
【发明内容】
[0006]本发明的一个目标是提供一种具有增加的系统效率和减少的系统成本的LED驱动电路。
[0007]为了实现这一目标，根据本发明，电源包括适用于将干线电压直接转换为输出电压的单级升压转换器。
[0008]由于使干线电压升压到较高的电压电平，因此提高了效率并且减少了系统损失。此外，输出电流相对较低，从而只需将电源输出侧上的电子部件设计为用于低电流。优选地，输出电压甚至将超过所施加的干线电压的峰值。这意味着需要整个系统足够绝缘。然而，可以因此省去LED驱动器(或变压器)的传统电绝缘。
[0009]在从属权利要求中对本发明的更具体的可选特征进行了说明。
[0010]在一个优选实施例中，升压转换器是多电平转换器，例如在以下文章中大体描述的类型:J.Rodrigues, J.S.Lai, F.Zheng 的 “Multilevel Inverters:A Survey ofTopologies, Controls and Applicat1ns” (多电平反相器:拓扑、控制及应用纵览),IEEETrans.1ndustrial Electronics, vol.49, 2002, pages 724-738 以及Μ.T.Zhang, J.Yiming，F.C.Lee, M.M.Jovanovic 的“Single-Phase Three-Level Boost Power Factor Correct1nConverter”(单相三电平升压功率因子校正转换器)，IEEE APEC 10th annual, 1995, pages434-439。这种拓扑允许在不使用昂贵的高额定电压的半导体器件的情况下提高输出电压电平。例如，可将输出电压提高至干线电压峰值的至少1.5倍。优选地，在LED串的串联连接上均匀划分输出电压。
[0011]为了增加效率，优选的是使转换器工作在临界不连续模式中，如已经在J.Zhang, J.Shao, P.Xu, F.C.Lee 的 “Evaluat1n of Input Current in the CriticalMode Boost PFC Converter for Distributed Power Systems”(对分布式电源系统的临界模式升压PFC转换器中的输入电流的评估)，IEEE APEC 16th annual, 2001, pages130-136 中以及 L.Huber, Β.T.1rving, Μ.M.Jovanovic 的 “Effect of valley switchingand switching-frequency limitat1ns on a line-current distort1ns of DCM/CCMboundary boost PFC converters”(波谷切换与切换频率极限对DCM/CCM边界升压PFC转换器的线性电流失真的影响),IEEE Trans.Power Electronics, vol.24, 2009, pages339-347中所描述的那样。另外，可以通过在干线电压的正弦波周期上施加电子开关的恒定导通时间来简化循环控制。
[0012]此外，多电平拓扑具有能够实现LED电流平衡控制的优点，由此可以更进一步地提高效率。(J.R.Pinhiero, D.L.R.Vidor, H.A.GrUndling 的 “Dual Output Three-LevelBoost Power Factor Correct1n Converter with Unbalanced Loads，，(具有不平衡负载的双输出三电平升压功率因子校正转换器)，IEEE PESC 27th annual, 1996, pages733-739)。
[0013]在一个优选实施例中，对转换器进行保护使其不受过量的涌入电流和瞬变电压的损害。
【附图说明】
[0014]现在将结合附图来描述本发明的实施例示例，其中:
[0015]图1是根据本发明的LED驱动电路的简单示例的电路图；
[0016]图2是具有两电平转换器的驱动电路的电路图；
[0017]图3(A)至图3(E)是示出了图2所示的转换器的不同操作模式的时序图；
[0018]图4是四电平转换器的电路图；
[0019]图5是适用于三相干线电压的两电平转换器的示例；
[0020]图6是具有两个并联LED串的LED驱动电路的示例；以及
[0021]图7是与图1类似但示出了用于涌入电流限制和瞬变保护的措施的电路图。
【具体实施方式】
[0022]如图1所示，LED驱动电路包括串联的LED 12的串10以及单级升压转换器14，所述单级升压转换器14适用于将干线电压AC转换为直接施加至串10的输出电压Uciutt3干线电压可以例如是230V的单相AC电压。
[0023]虽然为简明起见，图1的串10中仅示出了两个LED 12，但是实际中所述串将包括明显更大数目的串联的LED。例如，LED的数目可以为100或更多，从而使得输出电压Uciut可以是400V到1000V的数量级。
[0024]转换器14包括由二极管01至D 4形成的二极管桥以及连接在二极管桥的输出端之间的电感器L、二极管％和电容器C的串联。受电子控制器Q控制的电子开关S (例如MOSFET)与二极管05和电容器C并联。LED的串10与电容器C并联。
[0025]二极管桥01至D 4将干线电压AC整流为脉冲DC电压U ιη。当开关S导通(闭合)时，电压Uin跨电感器L而下降，使得通过电感器L的电流增加(正斜率)。二极管D 5防止电容器C经由开关S放电。只要开关S导通，存储于电感器L中的能量就增加，同时电容器C经由LED串10放电。
[0026]当开关S被切断(断开)时，电感器L强制电流流过二极管D5并流过LED串10，同时电容器C进行再充电。由于输出电压Uciut始终大于电压U ιη(或更精确地，与时间有关的电压Uin的瞬时值)，因此流过电感器L的电流减小(负斜率)，直到开关S再次闭合。
[0027]提供电流分流器来测量流过LED串10的电流1_。控制器Q接收电流、输入电压Uin和流过电感器L的电流(以及可选地，出于保护目的而接收的输出电压Uciut)的测量值，并且可被配置为在相比于干线正弦波周期的较大的时间尺度上对开关S的导通时间进行反馈控制，而控制断开时间以使流过电感器L的电流具有刚好足以衰减至零的时间。换言之，转换器工作在处于连续传导模式(CCM)(其中电流将连续地流过电感器L)与不连续传导模式(DCM)(其中将存在没有电流流过电感器的时段)之间的边界上的所谓的临界模式中。
[0028]因此，1]_与Uιη的瞬时值之间的差值将结合开关导通时间的持续时间来决定开关S的断开时段的持续时间以及转换器的切换频率。通常，将对开关S的导通时间(恒定或不恒定)进行选择以使切换频率处于若干kHz的数量级，从而可以用具有相对较低的电感(inductivity)的电感器实现高效的电源转换。
[0029]作为一个更实际的示例，图2示出了向串联的两个LED串10供电的两电平转换器16的构思。如果两个串10具有相等数目的LED 12并且所有LED具有相同的正向电压，则转换器16的输出电压Uciut将在两个串10上均匀分配，从而每个串由端子电压U _( = Uout/2)供电。
[0030]图2所示的转换器16与图1所示的转换器14之间的主要差异为:在转换器16中，开关S由两个开关S。S2的串联替代，并且电容器C由电容器CJP电容器(:2的串联替代。位于开关与电容器之间的中点形成连接至位于两个LED串10之间的中点的端子。因此，每个串10的端子电压由跨对应的电容器C n电容器(:2的电压降决定。另一个二极管D6防止电容器C2在开关S 2闭合时经由开关S2放电。单独测量流过每个LED串10的电流 Iledo
[0031]在所示的示例中，电感器L也已经由两个电感器M5P L2替代。此外，模式选择开关Sni连接在二极管D 2和D 4的中点与位于开关S S 2之间的中点之间。
[0032]当模式选择开关Sni断开并且对开关S S 2同步操作(由图2中未示出的控制器Q操作)时，转换器16的操作等价于转换器14的操作。例如，通过控制开关SjP S2的导通时间，可以将输出电压Uciut控制在400V到500V范围内，从而向每个单独的串10供应具有200V与250V之间的值的端子电压Uledo
[0033]模式选择开关Sni可用于将转换器切换为倍压模式，在倍压模式中，可以用例如只有I1Vac的较低的干线电压来实现具有几乎相同的转换效率的相同输出电压U-。在