模数转换器和校准其的方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种模数转换器(ADC)和校准其的方法。
【背景技术】
[0002]低功率射频(RF)收发器对于包括无线计量、家庭自动化、无线报警和传感器网络的各种无线通信网络正变得日益重要。
[0003]这种系统的一个特征是对于在网络上的各种无线传感器和传感器节点的低带宽要求。例如，在这些系统进行操作的射频接收通道期望从任何地方开始的窄带操作，例如5kHz至50kHz，同时保持高性能的灵敏度、相邻通道的抑制和低活性功率规格。
[0004]在这些系统中使用的常见的接收器类型包括中频(IF)接收器和这些典型地包括在接收路径中的模数转换器(ADC)。
[0005]术语“噪声传递函数”(noise transfer funct1n，简称NTF)可用于量化ADC噪声的传递函数。如果在传递函数中NTF具有陷波，那么ADC噪声的量化在陷波频率周围区域中的ADC输出将经历衰减，并且最大衰减处出现在陷波频率本身。
[0006]已知的是将NTF陷波放置在中频增加了信号与量化噪声比(SQNR)而不需要增加例如ADC过采样率、采样时钟频率或调制顺序。准确在中频定位NTF陷波，特别是在连续时间Σ-Δ (CT-Δ X)ADC中，受制于制造和温度变化，因此自主地校准的方法是被期望的。
【发明内容】
[0007]本发明的实施方案提供了一种模数转换器(ADC)，它包括具有选择性地连接至中频(IF)信号输入的输入和连接至加法器的输出的积分器。加法器具有连接到量化器输入的输出，量化器输出可操作地连接到信号强度指示器。该积分器包括可编程增益反馈组件。加法器具有合成校准信号输入，当中频合成校准信号被应用到加法器该可编程增益反馈组件的值被配置以发生改变。当信号强度最小化时信号强度指示器被配置以检测可编程增益反馈组件的值并相应地校准ADC。
[0008]在ADC NTF中的陷波可用于过滤带内量化噪声来提高ADC的SQNR并且在IF接收器通道中最大化ADC的性能。在fIF放置NTF陷波可在f IF周围的窄频带中显著改善ADC性會泛。
[0009]在一些实施方案中，ADC包括连续时间Σ-Δ (CT-Δ Σ)Α?0ο
[0010]通过校准，ADC可以容纳由于电路的非理想性、错配和其他可能显著降低ADC性能的PVT变化导致的陷波频率变化。
[0011]校准可以定位NTF陷波尽可能接近fIF。使用被注入到量化器输入的校准信号，搜索算法可以定位陷波在ADC启动的fIF上，同时分辨率提供在NTF系数调整范围内。
[0012]另一个方面，根据本发明的实施方案提供了校准模数转换器的方法。
[0013]又一个方面，根据本发明的实施方案提供了包括模数转换器的中频(IF)接收器。
[0014]优选地，该接收器是窄带(5kHz至50kHz)、低中频(80kHz至200kHz)的接收器。
[0015]更进一步的方面，根据本发明的实施方案提供了装有中频接收器的收发器。
【附图说明】
[0016]本发明的实施方案现参考附图通过举例的方式将被描述，其中:
[0017]图1示出了对于增加距离理想状态的陷波位置误差的输出SQNR对应IF频率；
[0018]图2示出了根据本发明实施方案的中频Ι/Q接收器；
[0019]图3详细示出了使用在图2的接收器中的具有陷波滤波器的CT-Δ XADC ;
[0020]图4和5示出了允许图6的反馈路径参数进行调整的电路；
[0021]图6示出了改变图2的接收器中反馈路径参数的量化器NTF的效果；和
[0022]图7示出了用于在图2中所示类型的接收器中使用的基于校准方法的互相关。
【具体实施方式】
[0023]在ADC的NTF中陷波频率距离理想状态的任何偏差可引起在ADC输出SQNR的显著损失并因此整体降低接收器性能。图1示出了在5kHz带宽的对于从±5%到±20%的NTF陷波位置相对于丨~的理想陷波位置误差的ADC的SQNR影响。很显然即使在陷波频率相对小的±5%的偏差ADC的SQNR的3dB降低正经历fIF= 200kHz。对于所有的f IF> 170kHz陷波频率±10%的偏差大约有4dB的输出SQNR损失被测量。
[0024]有许多因素会影响陷波在NTF中的最终位置并且这些中的许多在最终电路实现中不一定很好地被控制。将要理解的是保证陷波内的位置，例如被给出的5%这样电路的非理想性、错配和工艺、电压和温度(PVT)的变化是极其困难的。
[0025]尽管有非理想性、错配和变化本发明的目的是提供陷波可以定位在中间频率的给定范围内的ADC以改善ADC的性能。
[0026]现在参考图2，示出了根据本发明实施方案的带有同相位(I)和正交相位(Q)信号路径的中频(IF)接收器10的框图。
[0027]接收器10包括低噪声放大器(LNA)后面跟随Ι/Q混频器12、14、16，其使用本地振荡器18下变频输入的RF信号进入I和Q信号路径。实时带通模拟滤波器(FILT)被用于选择IF频带，随后是可编程增益放大器(PGA)和连续时间Δ-Σ (CT-Δ Σ)模数转换器(ADC)，其在进一步数字滤波之前数字化IF信号，下采样和转换至方框20内的基带而后在控制器22中解调。
[0028]图3更详细地示出了图2的中频接收器10的示例二阶低通CT- Δ Σ ADC。二阶结构包括两个积分器24、26、有源加法器28，ADC量化器30和提供反馈路径的电流数模转换器(IDAC)32。术语“噪声传递函数”(NTF)可以参考从量化器输入(q_in)到ADC输出(out_i)的ADC量化器30的传递函数。如果NTF在传递函数中具有陷波，那么在q_in的注入信号可以因此在ADC输出端围绕陷波频率周围区域经历衰减同时最大衰减量处出现在陷波频率本身。在图3所示的二阶结构中NTF零点通过插入带有可编程增益反馈组件(增益)’ _g’的从第二积分器26的输出到第一积分器24的输入的额外反馈路径34从其直流缺省位置被转移。第一积分器24、第二积分器26和反馈路径34 —起可以被称为积分器。
[0029]在图示的实施方案中，每个ADC量化器30的NTF中陷波的位置是使用设置增益_g以移位NTF中的零从0Hz (直流)到期望的陷波频率的反馈参数的可编程值进行调节。
[0030]I通道ADC和Q通道ADC的每个具有许多附加输入连接相应的ADC到接收器控制器22:
[0031 ] Sel_i从接收器IF前端断开ADC输入in_i_0和in_i_l，所以校准期间解耦从任何射频信号输入的ADC。同样Sel_q(未示出)被提供用于Q通道ADC。这种方法特别的优点是它允许接收器前端PLL部分的校准与ADC陷波校准平行执行。在本实施方案中，I通道ADC和Q通道ADC的每个分别被校准和依次被校准，但当然如果校准速度是优先于处理资源校准可以并行执行。
[0032]在该实施方案中，Tune_wav<2:0>是通过输入的有源加法器28注入到ADC量化器30的8级(3位)合成准正弦校准信号。通过在输入注入该校准信号到ADC量化器30，它可以同ADC的量化噪声即NTF经历大约相同的传递函数。选择的频率是接收器的IF频率并且它容易由控制器22产生作为ADC的fs采样率的一部分。在该实施方案的变型中，其他形式的准正弦校准信号都可以使用。
[0033]在图示的实施方案中，tune〈3:0>是4位总线允许陷波的位置通过改变增益_g的值进行调整。在其他实施方案中，调谐数据可以包括任何适当的数目的位。图4示出了用于实现增益_g的无源实施方案，以及它如何在第二积分器26的输出和第一积分器24的输入之间通过调整反馈路径34的电阻值被调整的，在这种情况下使用tone〈3:0>的总线值通电改变电阻Rl、R2和R3的值。图5示出的数字解决方案其中tone〈3:0>用于在连接积分器24和26的电阻网络中控制4个开关。电阻值或电阻器R1和/或R1、R2和R3可以被选择使得覆盖整个tone〈3:0>的范围，当校准tune_wav施加到加法器28时ADC将提供最小输出。其他实施方案中存在用于实现增益项_g，包括数字控制的有源电路。
[0034]在图不的实施方案中，增益_g位于第一积分器24的输出和第二积分器26的输入之间的反馈路径34上。在其他实施方案中，可编程增益反馈组件可在积分器24或26的仅仅一个输入和输出之间延伸；或单独的可编程增益反馈组件可以在相应的积分器24和26的输入和输出之间延伸。在所示实施方案中，notch_en被提供以允许陷波定位在IF以启用或禁用从而允许多个ADC的SQNR被优化，当notch_en启用时在接收操作过程中数字化IF处的下变频信号，或者对于优化的SQNR允许零被放置在0Hz，而当notch_en禁用时在其它使用模式的收发器内数字化直流(DC)信号。
[0035]图6示出了当校准调谐Tune_wav被注入时ADC的输出功率。由NTF绘形的量化噪声功率也表明了跟随ADC的固有电子电路噪声。NTF陷波的位置根据tone〈3:0>的值的变化被调整。该图显示的区域中，围绕频率fNTF，其中所注入校正调谐的功率由于陷波位置接近校准调谐频率fIF而显著衰减。
[0036]查找产生最小值的tone〈3:0>从0...15的特定值可使用一些算法的任何一种如详尽的、线性、二进制或逐次逼近的搜索算法来执行。线性、二进制或成功的近似搜索算法可以减少校准时间。控制器22可被配置以执行这些搜索算法的一个或更多。搜索可以放置陷波在fIF期望的范围内这取决于陷波调整电路的粒度，如图4和5所示。例如，在图2和3中示出的对于典型的中频类型的接收器，使用4位调寄存器，陷波可以置于fIF的约2%内而不管电路非理想、错配和上面所述的PVT变化。
[0037]当增益_g进行调整时存在许多技术用于评估ADC的输出。
[0038]在一个实现中，控制器22为