振荡器频率牵引的补偿的制作方法
【专利说明】振荡器频率牵引的补偿
【背景技术】
[0001] 收发机架构的功率效率已成为便携式手持设备的重要问题。下一代无线通信系统 中，蓝牙、WLAN、GSM-EDGEW及类似模式，采用非恒定包络调制方案从而实现高数据速率。RF 调制器的传统设计概念采用本质上作为使用两个数字-模拟转换器值AC)、两个混频器、和 线性功率放大器（PA)的单边带上转换器（SSB)进行操作的矢量调制器架构。然而因为它 们需要完整的线性信号路径，运些架构是功率低效的。此外，矢量调制器概念有时要求移动 印刷电路板（PCB)上的收发机和功率放大器的分离，从而避免将输出信号寄生禪合到VCO 中。因此，矢量调制器发送器的方法在一些架构中已被极性调制概念所取代。
[0002] 极性调制器概念将调制信号分离为幅度调制（AM)信号和相位调制（PM)信号。在 极性调制中使用的符号或点对应于矢量调制概念中采用的笛卡尔坐标，或者从其中转换而 来。极性调制概念提供了电源效率W及其它的优点。
【发明内容】
[0003] 根据本公开的一个方面，提供了一种发送器包括：一种发送器，发送器包括：幅度 调制路径；频率调制路径，频率调制路径包括包含可控振荡器和相位检测器的锁相环化L; W及幅度到频率失真补偿单元，幅度到频率失真补偿单元被配置为基于来自幅度调制路径 的幅度数据W及基于相位检测器的输出的误差数据来生成补偿信号，并且其中幅度数据由 对从可控振荡器到相位检测器的输出的传递函数建模的传递函数过滤，并且还被配置为向 P化的前馈路径中的节点提供补偿信号。
[0004] 根据本公开的又另一方面，提供了一种发送器，发送器包括：同相I路径和正交Q 路径，同相I路径和正交Q路径分别包含同相I-数据和正交Q-数据；转换电路，转换电路 被配置为将I-数据和Q-数据转换为幅度数据和相位数据；包括锁相环化L的频率调制路 径，P化包括可控振荡器和相位检测器；W及幅度到频率失真补偿单元，幅度到频率失真补 偿单元被配置为基于来自幅度调制路径的幅度数据和相位数据W及基于相位检测器的输 出的误差数据来生成补偿信号，并且其中幅度数据和相位数据由对从可控振荡器到相位检 测器的输出的传递函数建模的传递函数过滤，并且还被配置为向化L的前馈路径中的节点 提供补偿信号。
[0005] 根据本公开的又另一方面，提供了一种最小化频率调制路径中的失真的方法，该 失真由来自极性发送器中的幅度调制路径的寄生禪合导致的相位调制失真产生，方法包 括：沿幅度路径传输包括幅度包络的幅度数据；沿包括锁相环化L的频率调制路径传输频 率数据，P化具有相位检测器和可控振荡器W及反馈路径；将预失真信号注入到可控振荡 器的调谐输入中，其中预失真信号基于从相位检测器的输出的误差信号中由于幅度调制路 径中的幅度数据导致的诱发失真，其中误差信号反映从可控振荡器到相位检测器的输出的 传递函数对频率失真的影响。
【附图说明】
[0006] 图IA是示出采用了极性调制器架构的发送器的框图。
[0007] 图IB是示出与功率放大器的二次谐波相关的、到DCO的寄生禪合（其导致失真） 的框图。
[0008] 图2A是示出采用了具有与数字锁相环值化L)协作的失真补偿单元的极性调制器 架构的发送器的框图。
[0009] 图2B是示出由寄生禪合导致的、被注入DCO中的频率失真的框图。
[0010] 图3A是示出采用了极性调制器架构的发送器的框图，其中失真补偿单元采用自 适应滤波器来生成补偿信号。
[0011] 图3B-图3C是示出根据本公开内容的各种示例来提供失真补偿中考虑的、与DCO 相关联的传递函数的框图。
[0012] 图4是示出用于根据本公开的一个方面生成补偿信号的自适应滤波器更多细节 的框图。
[0013] 图5是示出采用了具有自适应滤波器作为补偿单元的一部分的极性调制器架构 的发送器的框图，其在生成补偿信号之前利用平滑滤波器来减小来自相位或频率数据的高 频噪声。
[0014] 图6是示出采用了具有自适应滤波器作为补偿单元的一部分的极性调制器架构 的发送器的框图，其操作来生成针对一阶和二阶多项式的多个补偿系数。
[001引图7A-图7C是示出根据替代示例的采用了矢量调制器的发送器的框图，其将笛卡 尔数据输入转换成极坐标格式用于生成补偿信号。
[0016] 图8是示出邸R分组结构W及发送器如何采用分组的斜坡部分来执行用于生成补 偿信号的估计的时序图。
[0017] 图9是示出了邸R分组结构的时序图，该邸R分组结构将正弦训练序列附加在分 组的前面W供用于执行估计来生成补偿信号。
[0018] 图10是示出可作为查找表（LUT)被采用W提供补偿系数用于补偿信号生成的自 适应滤波器的框图
[001引图IlA-图IlB是示出采用了具有与模拟锁相环（APLL)协作的失真补偿单元的极 性调制器架构的发送器的框图。
[0020] 图12是示出根据另一示例的采用了具有失真补偿单元的极性调制器架构的发送 器的框图。
[002。 图13A-图13B是示出根据另一示例的采用了具有失真补偿单元的极性调制器架 构的发送器的框图。
[0022] 图14是示出了用于最小化极性发送器的频率路径中的失真的方法的流程图，该 失真是由来自其幅度调制路径的寄生禪合导致的。
【具体实施方式】
[0023] 本公开包括估计到相位调制信号的失真并且基于该估计来提供校正信号W校正 或减轻相位调制信号的失真的系统和方法。失真包括那些源自幅度调制到频率调制效应的 失真。在一个示例中，所估计的失真至少部分地在通信序列的初始部分期间计算。随后所 估计的失真被与一个或多个其它输入一起用于生成校正信号。
[0024] 在便携设备中，提升单一忍片上功能的被集成在一起的程度、W减少运些功能的 功率消耗和尺寸通常是有利的。例如，期望能够将射频（RF)电路集成到与数字基带处理器 相同的忍片上。图IA示出了采用极性类型架构的调制器类型结构10,其中，笛卡尔坐标系 中具有同相（I)和正交分量（曲的基带数据（未示出）被分别转换为具有幅度（r)和相位 ((p)分量的等价极坐标形式。
[00巧]极性调制器10具有幅度调制路径12和相位调制路径14。数字、离散的幅度数据r比]被经由内插器16进行内插、并且经由数字到模拟转换器值AC) 18被转换为模拟形式W 形成内插的模拟幅度数据20。相位调制路径14包括具有前馈路径的数字锁相环值化L) 22， 该前馈路径包括时间到数字转换器（TDC) 24、环路滤波器26和数控振荡器值CO) 28。DP化 22还包括具有由（例如由频率控制字（FCW)提供馈送的）E-A调制器32驱动的可编程 分频器30的反馈环路。调制器10的载波频率由频率控制字（FCW)指定从而选定期望的信 道。响应于频率控制字（FCW)中的变化，从DCO28输出的载波频率34被改变。相位调制数 据在节点36处（其中数字、离散的频率或相位数据"k]被在该点处注入）被调制到前馈路 径中的载波信号34上，并且调制数据fc比]在反馈路径上被添加到频率控制字FCW。由于 调制数据在两个位置处被插入调制器，运种类型的架构有时被称为两点式调制器架构。因 此，载波信号34实际上是频率调制的载波信号。随后将频率调制的载波信号34在混频器 38处与内插的模拟幅度数据20混频，在组件40、42处放大，并且经由天线44传输。
[0026] 本公开的发明人认识到，在诸如由图IA示出的（不被断言为由公众所知的）架构 中，DCO28W信道频率的两倍频率操作，功率放大器输出信号的二次谐波返回至DCO中的 寄生禪合导致DP化22中不想要的频率调制。运样的寄生禪合示出在例如图IB中。本公开 通过提供被用作DP化22的前馈路径中的预失真（predistortion)的数字补偿信号来考虑 由于不想要的寄生禪合引起的幅度到频率的失真，从而解决运个迄今未被意识到的问题。
[0027] 图2A针对根据本公开的一个示例的发送器50。在一个示例中，发送器50具有与 图1中描述的那些相似的组件，并且是W与图IA中的组件相似的方式操作的程度，出于简 明的目的将不再描述运样的组件。发送器50还包括幅度到频率（AM/FM)失真补偿单元52， 其操作W补偿上述对于图IA和IB描述的、由寄生禪合导致的不期望的频率失真效应。在 一个示例中，AM/FM失真补偿单元52生成并输出被添加到频率调制数据"k]的补偿信号 54W有效地预失真频率调制数据，从而预失真频率调制数据56被注入DP化22的前馈路径 中。实践中，补偿信号消除（或基本消除）DC0fdut比]所经历的频率失真。在DC0(可控振 荡器）处被注入到发送器的频率的失真被例如在图2B中示出或建模。据此，从DCO28输 出的结果频率调制的载波信号58 (在本公开中对其做出补偿）被预失真，W考虑并因此减 轻了由于功率放大器输出信号而仍旧发生的寄生禪合的影响。
[0028] 在一个示例中，AM/FM失真补偿单元52基于下述项来生成补偿信号：来自幅度调 制路径12的幅度数据r比]和从TDC24 (相位检测器）输出的误差数据59、W及反映从DCO 28到TDC24和从TDC的输出到补偿单元52的输入的传递函数的数据。在一个示例中运样 的数据被与自适应滤波器（adaptivefilter)结合使用，W生成用于操作来消除所诱发的 频率失真的补偿多项式信号的一个或多个补偿系数。
[0029] 图3A是根据本公开的一个示例示出了AM/FM失真补偿单元52的示意图。补偿单 元52包括接收幅度数据r比](或者在此特定示例中，接收经处理的幅度数据r2比])的自适 应滤波器60,幅度数据r比](或经处理的幅度数据r2比])已由补偿滤波器62过滤，该补偿 滤波器62对幅度数据的过滤表征了DP化22的反馈路径中从补偿信号的注入点（即，DCO 28)到TDC24、W及从TDC的输出到自适应滤波器60的输入的级联传递函数灯巧。补偿 滤波器62的输出因此是经过滤的幅度数据66。自适应滤波器60还接收表示参考信号fuw 和DP化22的反馈路径中的反馈信号fDiv之间的相位误差或者与其有关的误差数据68。自 适应滤波器60因此采用由与在TDC输出处测量到的失真信号所经历的同一传递函数调整 的幅度信号W及误差信号来生成（一个或多个）系数W形成补偿信号54。在一个示例中， 如果DCO28W传输频率或载波频率的2X操作，则补偿系数是二阶系数W2r2。或者如果DCO 28W传输频率的4X操作，则补偿系数是四阶系数W4r4。
[0030] 可W理解在上述信息的启示下，可W在数字域中采用大量的算法和技术W使用上 述信息生成补偿信号，并且所有运样的示例都被理解为落入本公开的范围之内。在一个示 例中，自适应滤波器60被配置为生成通过最小化失真和补偿信号之间的误差来基本消除 频率失真的一个或多个补偿系数。在一个非限制性的二阶校正示例中，一种类型的代价函 数kostfunction)J可W是：
[0031]J= 〇2 比]=(f"St比]-fcorr比])2 等式 1
[00础其中fc。。=G1 ?W2 ?r2是频率校正信号，其也WfCemp来标记。因子G1是振荡器归 一化因子，即Gi=化ef//KDC。，Kdc。是假定已知的实际DCO增益。因此将要根据其确定多项 式系数W= {wzl的多项等式为：
[0033]e2[k]= (fdist_GiW2r[k]2)2 等式I
[0034] 更一般的，我们可W把将要根据其确定多项式系数W={wi，W2, ...，％}的N阶多 项式确定为，
[003引 e2 比]=(fdist-Gi(Wi：r比]+Wzr比]2...切评比]N)2. 等式化
[003引注意fdut比]在不采用其它方法的情况下不是可直接观察的，并且因此差e比]=fdi"比]寸。。"比]也不是可检测的。换言么人们只能观察经历DP化过滤的相位/频率量。 可观察量是TDC24(通常也称为相位检测器）的输出，它是0jk]或被转换成频率fe[t] =d0e(t)/dt(相位对于时间的导数）。在离散时间实现方式中，我们可W通过差分算子来 近似微分算子，因此
[0037]fe比]=A白E[k]/AT比]=(白E[k]-白E比-1]) ?fs 等式 3
[0038] 其中k是时间戳kTs的指数，并且AT比]是连续时间戳之间的差，fS为采样频 率。在缺少校正信号的情况下，从TDC输出0Jk]获得的频率误差对应于at]= fdut[t]*hjk]，其中hjk]是从失真的注入点到TDC输出频率的响应，其将在下文进一步描 述。换旨之，fdist[t] *hy比]是在DCO28处诱发的频率失真的局通或带通过滤版本。DP化的 反馈动作将把检测到的频率失真感知为误差，并且因此控制环路将缓慢地补偿运种失真。 因此如图3B所示，将运种由传递函数Hv(S)描