Δσ 调制器的制造方法
【专利摘要】提供ΔΣ调制器，其是高阶的ΔΣ调制器，且是通过实现电路规模小的放大积分电路而以小尺寸实现低消耗电力的高精度的ΔΣ调制器。在串联连接有多级的放大积分电路的ΔΣ调制器中，设为在相邻的放大积分电路中一个为延迟积分电路且另一个为无延迟积分电路的ΔΣ调制器结构，在实际的电路中，通过使一个放大电路进行分时动作，来实现相邻的放大积分电路的共用，从而实现电路规模的减小。
【专利说明】
Δ Σ调制器
技术领域
[0001] 本发明涉及过采样型模拟/数字转换器，尤其涉及高阶的△ Σ调制器。
【背景技术】
[0002] 对于模拟/数字转换器，存在奈奎斯特型模拟/数字转换器和过采样型模拟/数字 转换器。在信号频带比较窄的测量用途中，使用容易实现高精度并且电路规模小的过采样 型模拟/数字转换器。特别是，作为过采样型模拟/数字转换器之一的模拟/数字转换器被广 泛使用。
[0003] 模拟/数字转换器由Δ Σ调制器和数字滤波器构成，其中，该Δ Σ调制器由以下部 分构成：多级的放大积分电路，其对输入模拟信号与期望的反馈模拟信号的差分信号进行 放大积分;量化器，其将放大积分电路的输出数字值化；以及数字/模拟转换器，其根据数字 值生成反馈模拟信号，该数字滤波器由根据从Α Σ调制器输出的数字值的数值列来计算最 终的模拟/数字转换值的抽取滤波器等构成。
[0004] 在本方式的模拟/数字转换器中，由于精度取决于△ Σ调制器的结构，因此，为了 实现高精度而将放大积分电路多级串联连接来使用。如果放大积分电路的级数增加，则精 度提高，但是，电路规模、消耗电力增大。
[0005] 从电路规模、消耗电力的观点考虑，需要抑制级数的增加，但是，为了实现高精度 化，必须使差分放大积分电路的级数增加，因此，要求电路规模小的Α Σ调制器。
[0006] 在图8中，示出了以往的Δ Σ调制器中的Δ Σ调制器的一例。
[0007] 以往的δ Σ调制器是由差分放大积分电路200、放大积分电路201、202以及量化器 203构成的三阶的Δ Σ调制器。
[0008] 初级的差分放大积分电路200由以下部分构成:将输入信号Vin放大(b倍）的放大 器、将量化器203的输出Dout模拟信号化的数字/模拟转换器104、将模拟信号放大(_b倍)的 放大器、将两个放大器的输出信号相加的加法电路以及对加法电路的输出进行积分的积分 电路100。
[0009]第二级的放大积分电路201由以下部分构成:将差分放大积分电路200的输出放大 (c 1倍)的放大器以及对放大器的输出进行积分的积分电路101。
[0010]第三级的放大积分电路202由以下部分构成:将第二级的放大积分电路201的输出 放大(c2倍)的放大器以及对放大器的输出进行积分的积分电路102。
[0011] 量化器203由以下部分构成:加法器，其将输入信号Vin、初级的差分放大积分电路 200的输出的放大(al倍)信号、第二级的放大积分电路201的输出的放大(a2倍)信号和第三 级的放大积分电路202的输出的放大(a3倍)信号相加；以及比较器103，其将加法信号与期 望的基准电压进行比较。
[0012] 以往的三阶Δ Σ调制器的信号传递函数STF(z) (Signal Transfer Function)和 噪声传递函数NTF(z)(Noise Transfer Function)分别通过下式来表示。
[0013] STF(z) = l
[0014] NTF(z) = (z_l)3/{(z_l)3+b · al · (z_l)2+b · a2 · cl · (z_l)+b · a3 · c2 · cl}
[0015] 信号成分直接通过，但是，由于设置有三级的延迟积分电路，因此，量化噪声由于z 的三阶特性而向高频移动。另外，信号传递延迟三个时钟。
[0016] 图9是示出以往的三阶Δ Σ调制器的一例的电路图。在图9的例子中，设输入信号 为差动?目号(Vin+、Vin_)。
[0017]以往的三阶Δ Σ调制器由开关电容放大器300、301、302以及量化器303构成。开关 电容放大器300、301、302能够一体地实现放大功能和积分功能。量化器303由电容器以及比 较器305构成，其中，该电容器对信号或者基准信号进行采样，该比较器305将经由电容器输 入的信号与期望的基准电压进行比较。开关电容放大器300、301、302分别在相同定时进行 a)信号采样/前信号保持动作和b)放大/积分动作。
[0018] 图10是具有两级的放大积分电路的以往的二阶Δ Σ调制器的功能图。二阶Δ Σ调 制器的信号传递函数STF(z)和噪声传递函数NTF(z)分别通过下式来表示。
[0019] STF(z) = l
[0020] NTF(z) = (z_l)2/{(z_l)2+b · al · (z_l)+b · a2 · cl}
[0021] 信号传递函数STF(z)与三阶△ Σ调制器同样地，在信号成分方面，表示出相同特 性。由于放大积分电路少一级，因此，量化噪声由于z的二阶特性而向高频移动。
[0022] 非专利文献l:Janos Markus，Jose Silva，and Gabor C.Temes/'Theory and Applications of Incremental Δ ΣConverters"，IEEE Trans . on Circuits and Systems-I:REGULAR PAPERS,Vol.51,No.4,Apr.2004
[0023] 非专利文南犬2: Vincent Quiquempoix,Philippe Deval, Alexandre Barreto , Gabriele Bellini , Janos Markus , Jose Silva,and Gabor C·Temes，"A低-Power 22-bitlncremental ADC'', IEEE J. S. S.C. Vol.41 ,No. 7 Jul. 2006
[0024] 但是，以往的△ Σ调制器需要开关电容放大器的级数的、进行信号保持以及放大 积分所需的差动放大器。即，三阶Α Σ调制器需要三个差动放大器，二阶Δ Σ调制器需要两 个差动放大器。
[0025] 以往的△ Σ调制器由于需要放大积分电路的级数的差动放大器，因此，不容易减 小电路规模和消耗电力。
【发明内容】
[0026] 本发明是为了解决以上课题而设计出来的，提供能够减小电路规模和消耗电力的 Α Σ调制器。
[0027] 为了解决以往的课题，本发明的Δ Σ调制器采用如下结构。
[0028] 本发明的△ Σ调制器具备:第一放大积分电路，其对模拟输入信号和反馈模拟信 号的差分进行积分并输出积分信号;放大积分电路，其对所输入的积分信号进行积分并输 出积分信号，在第一放大积分电路上串联连接有N个放大积分电路(N是1以上的整数）；以及 量化器，其将模拟输入信号、与分别以期望的增益放大第一放大积分电路及放大积分电路 的积分信号而得到的信号相加，对相加而得到的信号与期望的基准信号之间的大小进行比 较并输出数字值，由延迟积分电路和无延迟积分电路构成相邻的放大积分电路。
[0029] 根据本发明的Δ Σ调制器，在由多级的放大积分电路构成的Δ Σ调制器中，通过 将相邻的积分电路设为延迟积分电路和无延迟积分电路的结构，而通过一个放大电路实现 了两级的放大积分电路，由此能够实现电路规模和消耗电力的减小。即，能够提供较小且低 消耗电力的模拟/数字转换器。
[0030] 进而，由于能够减少信号的时钟延迟，因此，能够提高Δ Σ调制器的稳定性。
【附图说明】
[0031] 图1是示出本实施方式的三阶Δ Σ调制器的结构的功能图。
[0032]图2是示出本实施方式的三阶Δ Σ调制器的电路结构的一例的电路图。
[0033]图3是示出本实施方式的三阶Δ Σ调制器的电路结构的一例的电路图。
[0034]图4是示出本实施方式的三阶Δ Σ调制器的电路结构的一例的电路图。
[0035] 图5是示出本实施方式的二阶Δ Σ调制器的结构的功能图。
[0036] 图6是示出本实施方式的二阶Δ Σ调制器的电路结构的一例的电路图。
[0037] 图7是示出本实施方式的二阶△ Σ调制器的电路结构的另一例的电路图。
[0038]图8是示出以往的三阶Δ Σ调制器的结构的功能图。
[0039]图9是示出以往的三阶Δ Σ调制器的一例的电路图。
[0040]图10是示出以往的二阶Δ Σ调制器的结构的功能图。
[0041 ] 标号说明
[0042] 1、2:延迟积分电路;3:无延迟积分电路;4:比较器;5:数字/模拟转换器；10:差分 放大积分电路;11:放大积分电路;12:量化器。
【具体实施方式】
[0043]图1是示出本实施方式的三阶Δ Σ调制器的结构的功能图。
[0044] 本实施方式的三阶Δ Σ调制器由以下部分构成:初级的差分放大积分电路1〇、第 二-第三级的放大积分电路11以及量化器12。
[0045] 初级的差分放大积分电路10由以下部分构成：将输入信号Vin放大（b倍）的放大 器、将量化器12的输出Dout模拟信号化的数字/模拟转换器5、将模拟信号放大(_b倍）的放 大器、将两个放大器的输出信号相加的加法电路以及对加法电路的输出进行积分的积分电 路1。
[0046] 第二-第三级的放大积分电路11由以下部分构成:将差分放大积分电路10的输出 放大(c 1倍)的放大器、对放大器的输出进行积分的积分电路2、将积分电路2的输出放大(c2 倍)的放大器以及对放大器的输出进行积分的积分电路3。
[0047] 量化器12由加法器和比较器4构成，其中，该加法器将输入信号Vin、初级的差分放 大积分电路10的输出的放大(al倍)信号、第二-第三级的积分电路2的输出的放大(a2倍)信 号以及积分电路3的输出的放大(a3倍)信号相加，该比较器4将加法信号与期望的基准电压 进行比较。
[0048] 本实施方式的三阶Δ Σ调制器的信号传递函数STF(z)和噪声传递函数NTF(z)通 过下式来表示。
[0049] STF(z) = l
[0050] NTF(z) = (z_l )3/{ (z_l )3+b · al · (z_l )2+b · a2 · cl · (z_l )+b · a3 · c2 · cl · z}
[0051] 信号传递函数STF(z)与以往的三阶Δ Σ调制器相同。噪声传递函数NTF(z)与以往 的三阶Δ Σ调制器在分母的第4项上不同。本实施方式的三阶Δ Σ调制器的噪声传递函数 NTF(z)由于延迟少了1个时钟，在分母的第4项上乘以变量z。但是，在本实施方式的三阶△ Σ调制器的噪声传递函数NTF(z)中，分母也是变量z的三阶多项式，通过分别调整作为增益 参数的b、c 1、c2、al、a2、a3，能够实现相同的噪声传递特性。
[0052] 图2是示出本实施方式的三阶△ Σ调制器的电路结构的一例的电路图。在图2的电 路例中，设输入信号为差动信号(Vin+、Vin-)。电压VR+和电压VR-是数字/模拟转换器5的基 准电压。各开关的控制信号Φ 1、Φ 2是例如图中所示的波形。
[0053]这里，第二-第三级的放大积分电路通过采用图2所示的结构而分别成为1/2个时 钟延迟的开关电容放大器。图2的三阶△ Σ调制器将第二-第三级的放大积分电路合并而成 为1个时钟延迟，由此，比以往的三阶Δ Σ调制器少了 1个时钟的延迟。
[0054]在图3中，示出了图2的电路的变形例。图3的三阶Δ Σ调制器改变了第二-第三级 的开关电容放大器的开关连接方法。图2的第二-第三级的开关电容放大器的反馈电容器 〇?4、&14、0?6、&16与全差动放大器的输入输出连接。在图3的第二-第三级中，反馈电容器 Cp4、Cn4经由被控制信号〇 2控制的开关而与全差动放大器的输入输出连接，反馈电容器 Cp6，Cn6经由被控制信号Φ1控制的开关而与全差动放大器的输入输出连接。
[0055]如果关注图3的第二-第三级的开关电容放大器，则在第二级的开关电容放大器 中，时钟φ2为"高"时，开关闭合，反馈电容器Cp4、Cn4与全差动放大器的输入输出端连接。另 一方面，在此时的第三级的开关电容放大器中，由于时钟φ?为"低"，因此，开关打开，将反馈 电容器Cp6、Cn6h从全差动放大器的输入输出端断开。在时钟(?_2为"低"并且时钟φ?为"高"的 情况下，第二级的开关电容放大器中的反馈电容器从全差动放大器断开，另一方面，第三级 的开关电容放大器中的反馈电容器与全差动放大器的输入输出端连接。即，在第二级的全 差动放大器正进行动作时，第三级的全差动放大器没有被使用，相反地，在第二级的全差动 放大器没有被使用时，意味着第三级的全差动放大器正被使用。这意味着，由于全差动放大 器在第二级和第三级中没有被同时使用，因此，能够在第二级和第三级中共用。
[0056] 在图4中，示出了在第二级和第三级中共用全差动放大器的三阶Δ Σ调制器的电 路例。通过这样构成三阶Α Σ调制器，由于全差动放大器为两个，因此，能够减小电路规模 及消耗电力。
[0057]此外，本实施方式的三阶Δ Σ调制器由于比以往的三阶Δ Σ调制器少了 1个时钟 的延迟，因此，具有动作稳定的效果。
[0058]另外，在本实施方式的三阶△ Σ调制器中，示出了在第二级和第三级中共用全差 动放大器的电路例，但是，也可以在第一级和第二级中共用全差动放大器。
[0059] 图5是示出本实施方式的二阶Δ Σ调制器的结构的功能图。
[0060] 本实施方式的二阶△ Σ调制器由初级的差分放大积分电路及第二级的放大积分 电路10、以及量化器12构成。
[0061] 本实施方式的二阶Δ Σ调制器与本实施方式的三阶Δ Σ调制器同样地，设第二级 的积分电路为无延迟的积分电路。本实施方式的二阶Α Σ调制器的信号传递函数STF(z)和 噪声传递函数NTF(z)通过下式来表示。
[0062] STF(z) = l
[0063] NTF(z) = (z_l)2/{(z_l)2+b · al · (z_l)+b · a2 · cl · z}
[0064] 信号传递函数STF(z)与以往的二阶Δ Σ调制器相同。本实施方式的二阶Δ Σ调制 器的噪声传递函数NTF(z)由于延迟少了 1个时钟，在分母的第3项上乘以变量z。但是，哪一 个分母都是变量z的二阶的多项式这一点是相同的，通过调整作为增益参数的b、cl、al、a2， 能够成为与以往例相同的特性函数。
[0065] 图6示出了在初级和第二级中共用全差动放大器的二阶Δ Σ调制器的电路例。
[0066] 通过这样构成二阶Δ Σ调制器，由于全差动放大器为一个，因此，能够减小电路规 模及消耗电力。
[0067] 此外，本实施方式的二阶Δ Σ调制器由于比以往的二阶Δ Σ调制器少了 1个时钟 的延迟，因此，具有动作稳定的效果。
[0068] 图7是示出本实施方式的二阶Δ Σ调制器的电路结构的另一例的电路图。作为二 阶Δ Σ调制器的传递特性与图6的电路相同。在图7的电路中，假设输入信号(Vin+、Vin_)的 同相电压与全差动放大器的同相电压不同。因此，在数字/模拟转换器5上附加电容器Cdac。 进而，在输入?目号(Vin+、Vin_)的彳目号范围和全差动放大器的差动范围存在偏移的情况下， 附加电容器Cvsft，作为使输入信号(Vin+、Vin_)进行电平转换的电路。
[0069] 这样，即使在输入信号(Vin+、Vin_)的同相电压与全差动放大器的同相电压不同 的情况下或者在输入信号(Vin+、Vin_)的信号范围和全差动放大器的差动范围存在偏移的 情况下，也能够适应本发明的技术思想。
[0070] 如以上说明的那样，本发明的Δ Σ调制器由于能够共用相邻的放大积分电路的全 差动放大器，因此，能够减小电路规模和消耗电力。而且，由于信号延迟变少，因此动作稳 定。
[0071] 另外，对于本发明的△ Σ调制器，对二阶和三阶电路进行了说明，但是，即使级数 进一步增加，也能够同样地应对。
【主权项】
1. 一种Δ Σ调制器，其具备： 第一放大积分电路，其具备加法电路和积分电路，该加法电路将以期望的增益放大模 拟输入信号而得到的信号、与以期望的增益放大反馈模拟信号而得到的信号相加并输出加 法信号，该积分电路对所述加法信号进行积分并输出积分信号； 放大积分电路，其对以期望的增益放大所输入的所述积分信号而得到的信号进行积分 并输出积分信号，在所述第一放大积分电路上串联连接有Ν个放大积分电路，Ν是1以上的整 数；以及 量化器，其将所述模拟输入信号、与分别以期望的增益放大所述第一放大积分电路及 所述放大积分电路的积分信号而得到的信号相加，对相加而得到的信号与期望的基准信号 之间的大小进行比较并输出数字值， 其中，该Δ Σ调制器的特征在于， 由延迟积分电路和无延迟积分电路构成所述第一放大积分电路和所述Ν个放大积分电 路中的相邻的放大积分电路。2. 根据权利要求1所述的△ Σ调制器，其特征在于， 由延迟积分电路构成所述第一放大积分电路的积分电路， 由无延迟积分电路构成与所述第一放大积分电路串联连接的第二放大积分电路的积 分电路。3. 根据权利要求1所述的△ Σ调制器，其特征在于， 由延迟积分电路构成所述第一放大积分电路的积分电路， 由延迟积分电路构成与所述第一放大积分电路串联连接的第二放大积分电路的积分 电路， 与所述第二放大积分电路串联连接的第三放大积分电路的积分电路为无延迟积分电 路。4. 根据权利要求2或3所述的△ Σ调制器，其特征在于， 所述放大积分电路具备开关电容放大器， 具备所述延迟积分电路的放大积分电路和具备所述无延迟积分电路的放大积分电路 使各个所述开关电容放大器进行分时动作。5. 根据权利要求4所述的△ Σ调制器，其特征在于， 进行所述分时动作的开关电容放大器由一个开关电容放大器构成。
【文档编号】H03M3/00GK106027059SQ201610171911
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年3月24日
【发明人】今泉荣龟
【申请人】精工半导体有限公司