滤波电路以及无线通信装置的制造方法
【专利摘要】本发明的滤波电路(10)具有：连接在端口P1?P2)之间的串联臂(11)；包括串联连接在端口(P1?P3)之间的谐振器(Re_p1)的并联臂(12)；以及包括串联连接在端口(P2?P3)之间的谐振器(Re_p2)的并联臂(13)。串联臂(11)包括切换电路(14)，切换电路(14)经由开关(SW)将电感(Ls1)或者电容(Cs1串联连接至串联臂(11)。
【专利说明】
滤波电路以及无线通信装置
技术领域
[0001]本发明涉及具有通频带和阻频带的滤波电路、以及具有该滤波电路的无线通信装置。
【背景技术】
[0002]目前，为了利用无线通信装置来切换发送信号、接收信号所对应的通信频带，要利用可变滤波电路。相对于SAW谐振器、BAW谐振器等的谐振器，可变滤波电路通过并联和串联可变电容来构成基本电路，从而形成为组合了多级该基本电路的梯形电路(参照专利文献I)。在该可变滤波电路中，通过对与谐振器并联连接的可变电容的控制来分别调整各个基本电路的反谐振频率，利用对与各个谐振器并联连接的可变电路和与谐振器串联连接的可变电容这两者的控制来分别调整各个基本电路的谐振频率，由此将所希望的频带作为通频带或阻频带。
现有技术文献专利文献
[0003]专利文献I:日本专利第4053504号
【发明内容】
发明所要解决的技术问题
[0004]在以各个无线通信标准所规定的通信频带中，存在接收频带与发送频带的频率关系相反的组合。例如LTE的通信频带中的Band20(发送频带:832 — 862MHz、接收频带:791 —821MHz)的发送频带相比接收频带更靠近高频侧，Band5(发送频带:824 — 849MHz、接收频带:869 — 894MHz)的发送频带比接收频带更靠近低频侧。因此，在Band20和Band5的组合中，接收频带与发送频带的频率关系相反，通过对上述这样的通信频带的组合进行可变滤波电路的通频带的频率调整，较难切换通频带。
[0005]具体而言，例如在将可变滤波电路用作为发送滤波器的情况下，为了使可变滤波电路对应于Band20的发送频带，必须在在位于高频侧的通频带和位于低频侧的阻频带之间实现衰减量急剧地变化的通过特性。另一方面，为了使可变滤波电路对应于Band5的发送频带，必须在位于低频侧的通频带和位于高频侧的阻频带之间实现衰减量急剧地变化的通过特性。然而，这样的通过特性的切换较难利用现有的可变滤波电路来实现。
[0006]只要是专利文献I的图1所示的可变滤波的结构，为了实现通频带的高频侧附近的衰减特性急剧的通过特性、或者通频带的低频侧附近的衰减特性急剧的通过特性，必须对可变滤波电路的并联臂与串联臂分别设置谐振器、以及至少4个可变电容，从而控制各个可变电容。然而，若设置多个可变电容，还存在会招致电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
[0007]此处，本发明的目的在于提供滤波电路和无线通信装置，较易适当地控制通频带附近的衰减量变化的急剧性，能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。 解决技术问题所采用的技术手段
[0008]本发明的滤波电路具有:连接在第一输入输出端与第二输入输出端之间的串联臂;包括串联连接在所述第一输入输出端与接地连接端之间的谐振器的第一并联臂；以及包括串联连接在所述第二输入输出端与所述接地连接端之间的谐振器的第二并联臂。
[0009]另外，所述串联臂包括串联连接在所述第一输入输出端与所述第二输入输出端之间的切换电路。切换电路包括多个电抗部，切换多个所述电抗部并进行连接。通过在第一并联臂与第二并联臂之间设置上述的切换电路，利用对电抗部的切换，在滤波电路的通频带的高频侧附近或者通频带的低频侧附近，能够控制衰减量变化的急剧性。
[0010]本发明所涉及的滤波电路优选在所述第一并联臂和所述第二并联臂具有与所述谐振器串联连接的可变电抗。如上所述，若设置可变电抗，通过控制可变电抗，在保持了对通频带的低频侧附近或高频侧附近的急剧程度进行提高的状态下，能够调整通频带的低频侧的截止频率或通频带的高频侧的截止频率。
[0011]本发明所涉及的滤波电路优选在所述第一并联臂和所述第二并联臂中至少一个还具有与所述谐振器串联连接的串联电感。如上所述，若将将串联电感与谐振器进行连接，能够利用对可变电抗的控制来扩大通频带的频率的可变范围。另外，能够设置低频侧的第一通频带和高频侧的第二通频带。
[0012]另外，优选本发明所涉及的滤波电路在所述第一并联臂和所述第二并联臂中至少一个还具有与所述谐振器并联连接的并联电感。如上所述，若将并联电感与谐振器进行连接，能够利用对可变电抗的控制来扩大通频带的频率的可变范围。
[0013]本发明所涉及的滤波电路也可以构成为包括:与所述谐振器并联连接的并联电感；以及与并联连接所述谐振器和所述并联电感的电路串联连接的串联电感。或者，也可以构成为包括:与所述谐振器串联连接的串联电感；以及与串联连接所述谐振器和所述串联电感的电路并联连接的并联电感。如上所述，若改变串联电感和并联电感的连接结构，能够扩大通频带的低频侧或高频侧的截止频率的可变范围，能够调整成使通频带的低频侧附近或高频侧附近的衰减特性更为急剧。
[0014]本发明所涉及的滤波电路可构成为，所述第一并联臂和所述第二并联臂还分别包括与所述谐振器并联连接的并联电感，所述第一并联臂包括与所述谐振器串联连接的串联电感，所述第二并联臂中省略了与所述谐振器串联连接的串联电感。如上所述，相比于在第一并联臂和第二并联臂中分别设置串联电感和并联电感的情况，通过从第二并联臂省略了串联电感，能使电路尺寸小型化。而且，在上述情况下，优选相比于所述第二并联臂中所包含的谐振器的谐振点和反谐振点，所述第一并联臂中所包含的谐振器的谐振点和反谐振点位于高频侧。另外，优选所述第二并联臂所包含的并联电感的电感值小于所述第一并联臂所包括的并联电感的电感值。如上所述，即使从第二并联臂中省去了串联电感，也能够抑制可变滤波电路中的滤波特性的大幅度的劣化，能够抑制截止频率的可变范围大幅度地变窄等。
[0015]本发明所涉及的滤波电路可构成为包括:多个所述谐振器；以及从多个所述谐振器中选择任意一个并将其与所述可变电抗进行串联连接的谐振器选择部。另外，可以构成为包括多个串联电感或多个并联电感，利用谐振器选择部选择谐振器及串联电感或并联电感，并与可变电抗进行串联连接。在上述情况下，通过使各个谐振器所对应的通信频带不同，从而能够使可变滤波电路与多个通信频带相对应，能够利用对谐振器选择部的控制来选择通信频带。通常情况下，为了使可变滤波电路能够对应于多个通信频带，必须设置与通信频带几乎相同数量的并联臂，但是若如上所述那样设置谐振器选择部，并对连接至可变电抗的谐振器进行选择，则无需对每个通信频带单独地设置并联臂，能够在若干个通信频带中共用可变电抗。因此，能够抑制可变电抗的总数，能够抑制电路尺寸的大型化和可变电抗的控制的复杂化。
[0016]本发明所涉及的无线通信装置优选具有:具有上述滤波电路的前置电路;天线;经由所述前置电路连接至所述天线的发送电路及接收电路。尤其是，所述无线通信装置中，优选所述通信电路对应于多个通信频带，在至少一个并联臂中没有可变电抗的情况下的反谐振点的频率高于多个所述通信频带中最高频侧的通信频带的通频带的高频侧的上限频率。另外，优选在至少一个并联臂中没有所述可变电抗的情况下的谐振点的频率要低于多个所述通信频带中最低频侧的通信频带的通频带的低频侧的下限频率。
[0017]通信电路所对应的多个通信频带分别需要设置阻频带和通频带。如上所述，通过设定多个通信频带与各个并联臂的谐振点、反谐振点之间的关系，能够将滤波器电路的通频带中的低频侧的截止频率或高频侧的截止频率调整至通信电路所对应的多个通信频带各自的通频带的低频侧或高频侧。另外，在通信频带的阻频带位于通频带的低频侧或高频侧的附近的情况下，能够利用滤波电路对该阻频带获得较大的衰减。
[0018]或者，所述无线通信装置中，优选所述滤波电路包括分别与所述并联臂的谐振器串联连接的串联电感，所述通信电路与多个通信频带相对应，在至少一个并联臂中没有所述可变电抗的情况下的副谐振点的频率要低于多个所述通信频带中最低频侧的通信频带的通频带的低频侧的下限频率。
[0019]若将串联电感连接至谐振器，则在比谐振器的反谐振点更靠近高频侧的位置也出现了谐振点(下面称为副谐振点)。于是，在通过特性中，除了低频侧的第一通频带，还在高频侧还产生了第二通频带。而且，高频侧的第二通频带中，通过控制可变电感的电容，能够调整低频侧的截止频率或高频侧的截止频率。而且，如上所述，通过设定多个通信频带与各个并联臂的副谐振点之间的关系，能够进行调整以使得滤波电路的高频侧的第二通频带与通信电路所对应的多个通信频带的通频带相对应。
[0020]优选本发明所涉及的多个所述电抗部包括具有感应性电抗的第一电抗部。另外，优选本发明所涉及的多个所述电抗部包括具有电容性电抗的第二电抗部。而且，优选在无线通信装置中，在切换电路中选择第一电抗部时，利用在比阻频带更靠近低频侧具有通频带的第一通信频带来进行信号的发送和接收。另外，优选在无线通信装置中，在切换电路中选择第二电抗部时，利用在比阻频带更靠近高频侧具有通频带的第二通信频带来进行信号的发送和接收。由此，在在切换电路中选择第一电抗部时，能够使通频带的高频侧附近的衰减量急剧地变化。另外，在切换电路中选择第二电抗部时，能够使通频带的低频侧附近的衰减量急剧地变化。
[0021]本发明所涉及的所述第一电抗部可以是电感。本发明所涉及的所述第二电抗部可以是电容。
[0022]本发明所涉及的所述第一电抗部可以是谐振器。本发明所涉及的所述第二电抗部可以是谐振器。由此，相比于利用电感或电容来构成第一电抗部或第二电抗部的情况，能够提高滤波特性的急剧性。另外，能够将第一电抗部或第二电抗部构成为小型化。
[0023]另外，在利用谐振器来构成第一电抗部的情况下，优选各个谐振器所对应的通信频带中的通频带和阻频带之间的隙带、与该谐振器的谐振点和反谐振点之间的感应性频带至少部分重叠。更为优选的是，隙带和通频带与谐振器的感应性区域至少部分重叠。尤其是，优选所述谐振点与所述隙带重叠。由此，能够利用谐振器的特性急剧变化的部分，能够使滤波特性更加急剧地变化。
[0024]另外，在利用谐振器来构成第二电抗部的情况下，优选各个谐振器所对应的通信频带中的通频带和阻频带之间的隙带、与比该谐振器的谐振点更靠近低频侧的电容性频带或者比该反谐振点更靠近高频侧的电容性频带重叠。更为优选的是，隙带及通频带与谐振器的电容性区域重叠。尤其是，优选与比谐振器的反谐振点更靠近高频侧的电容性频带重叠。若利用比反谐振点更靠近高频侧的电容性频带，则通过使谐振器的通过特性与HPF的衰减极的高频侧的特性相重叠，从而提高特性变化的急剧性。另外，若利用比谐振点更靠近低频侧的电容性频带，则作为电容性电抗的Q值变高，且滤波特性中的衰减性提高。
发明效果
[0025]根据本发明，利用切换电路，能够将滤波电路的第一输入输出端和第二输入输出端之间的通过特性切换成例如以下通过特性:即，在通频带的低频侧附近具有急剧的衰减量的变化的通过特性;及在通频带的高频侧附近具有急剧的衰减量的变化的通过特性。由此，能够抑制谐振器或可变电抗的数量，相比于现有结构能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
【附图说明】
[0026]图1是实施方式I所涉及的滤波电路和无线通信装置的电路图。
图2是说明构成实施方式I所涉及的滤波电路的电感和电容的功能的阻抗特性图。
图3是实施方式I所涉及的滤波电路的通过特性图。
图4是实施方式2所涉及的滤波电路的电路图。
图5是说明构成实施方式2所涉及的滤波电路的串联电感的功能的阻抗特性图。
图6是实施方式2所涉及的滤波电路的通过特性图。
图7是实施方式3所涉及的滤波电路的电路图。
图8是说明构成实施方式3所涉及的滤波电路的并联电感的功能的阻抗特性图。
图9是变形例I所涉及的滤波电路的电路图。
图10是实施方式4所涉及的无线通信装置和滤波电路的电路图。
图11是说明构成实施方式4所涉及的滤波电路的可变电容的功能的阻抗特性图。
图12是实施方式4所涉及的滤波电路的通过特性图。
图13是实施方式5所涉及的滤波电路的电路图。
图14是实施方式5所涉及的滤波电路的特性图。
图15是变形例2所涉及的滤波电路的电路图。
图16是说明变形例3所涉及的可变滤波电路的图。
图17是示出了变形例3所涉及的可变滤波电路的特性实验结果的图。
图18是变形例4所涉及的滤波电路的电路图。 图19是实施方式6所涉及的滤波电路的电路图。
图20是实施方式6所涉及的滤波电路的特性图。
图21是实施方式6所涉及的滤波电路的特性图。
图22是变形例5所涉及的滤波电路的电路图。
图23是实施方式7所涉及的可变滤波电路的电路图。
图24是实施方式8所涉及的可变滤波电路的电路图。
图25是模式地说明实施方式8所涉及的可变滤波电路的功能的特性图。
【具体实施方式】
[0027]以下，参照附图举出几个具体的示例，示出了用于实施本发明的几个实施方式。各图中对相同部分附加相同标号。各实施方式是示例，毫无疑问地，可以将不同实施方式所涉及的结构进行局部置换或组合。
[0028](实施方式I)
图1是示出了本发明的实施方式I所涉及的可变滤波电路10的电路图。
[0029 ] 滤波电路1具有端口 P1、P2、P3，串联臂11，并联臂12、13。端口 PI是滤波电路1的第一输入输出端。端口 P2是滤波电路1的第二输入输出端。端口 P3是滤波电路1的接地连接端。串联臂11串联连接于端口 Pl与端口 P2之间。并联臂12串联连接于端口 Pl与端口 P3之间。并联臂13串联连接于端口 P2与端口 P3之间。
[0030]串联臂11具有切换电路14。切换电路14串联连接于端口Pl与端口 P2之间。切换电路14具有开关SW、电感Lsl、电容Csl。开关SW选择电感Lsl或电容Csl中的任一个，并使其串联连接在端口 Pl与端口 P2之间。电感Lsl相当于第一电抗部。电容Csl相当于第二电抗部。
[0031]并联臂12具有谐振器Re_pl。谐振器Re_pl的一端连接至端口 P1，另一端连接至端口 P3 ο并联臂13具有谐振器Re_p2。谐振器Re_p2的一端连接至端口 P2，另一端连接至端口P3。能够对电感Lsl、电容Csl、以及谐振器Re_pl、Re_p2的元件、特性进行适当的设定。作为谐振器Re_pl、Re_p2，能够利用被称为SAW谐振器或BAW谐振器的压电谐振器、电介质同轴谐振器、LC谐振电路等。
[0032]此处，对构成滤波电路10的各个元件的功能进行说明。
[0033]图2是说明用切换电路14连接的电感LsI和电容Cs I的功能的阻抗特性图。图2中的虚线模式地示出了连接有电容Csl的状态下的谐振器Re_pl的阻抗特性Iml。另外，图2中的实线模式地示出了连接有电感Lsl的状态下的谐振器Re_pl的阻抗特性Im2。
[0034]若比较连接电容Csl的谐振器的阻抗特性Iml和连接电感LsI的谐振器的阻抗特性Im2，则谐振点Mfr的频率是相同的，但是反谐振点Mfa从谐振点Mfr的高频侧附近的频率起移动，重新出现在谐振点Mfr的低频侧附近的频率。下面，将上述那样出现在谐振点Mfr的低频侧附近的频率的反谐振点称为副反谐振点Sfa。
[0035]因此，切换电路14具有将并联臂12的谐振器Re_pl中的反谐振点切换至谐振点Mfr的低频侧或高频侧的功能。切换电路14对并联臂13的谐振器Re_p2也具有相同的功能。
[0036]图3(A)是在将电感Lsl连接至切换电路14的状态下的滤波电路10的通过特性图。图3(B)是在将电容Csl连接至切换电路14的状态下的滤波电路10的通过特性图。
[0037]此处，谐振器Re_pl、谐振器Re_P2均是表面弹性波谐振器。另外，图3(A)和图3(B)中的2个衰减极分别对应于谐振器Re_pl、Re_p2的谐振点Mfr。
[0038]如图3 (B)所示，若将电容Cs I连接至切换电路14，则能够在比与谐振器Re_p 1、谐振器Re_p2的谐振点Mfr相对应的2个衰减极更靠近高频侧的附近的频率设置所希望的通频带，能够使该通频带的低频侧附近的衰减特性急剧地变化。
[0039]另一方面，如图3(A)所示，若将电感Lsl连接至切换电路14，则能够在比与谐振器Re_pl或谐振器Re_p2的谐振点Mf相对应的2个衰减极更靠近低频侧附近的频率设置所希望的通频带，能够使该通频带的高频侧附近的衰减特性急剧地变化。
[0040]如上所述，根据切换电路14中是与电感Lsl进行连接、还是与电容Csl进行连接，滤波电路10的通过特性会受到较大的影响，其原因在于，在连接有电容Csl的情况下的阻抗特性Iml中，在谐振点Mfr的高频侧附近的频率出现了反谐振点Mfa，在连接有电感LsI的情况下的阻抗特性Im2中，在谐振点Mfr的低频侧附近的频率出现了副反谐振点Sfa。副反谐振点Sfa出现的频率主要能够通过调整阻抗Lsl的阻抗来决定。
[0041]因此，根据本实施方式所涉及的滤波电路10，通过在切换电路14中使开关SW选择性地与电感Lsl进行连接、或者选择性地与连接电容Csl进行连接，从而能使滤波电路10的通过特性在以下两者间进行切换:即，导致通频带的高频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性、和通频带的低频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性。
[0042]另外，在上述的滤波特性中，为了进一步增大衰减特性的急剧性，可以增加构成滤波器的串联臂、并联臂的级数，例如可以逐个追加新的串联臂14和并联臂15，将所追加的串联臂14的一端连接至端口 Pl或者端口 P2，并且将所追加的串联臂14的另一端连接至并联臂
15。此时，可以将所追加的并联臂15的可变电容Cs_p3替换成电容值不变化的固定电容。因此，即使在利用η级的串联臂来构成可变滤波电路10的情况下，由于并联臂和可变电容的总数最多为η+1个即可，所以相比于现有结构能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。本实施方式的可变滤波电路10也能够构成为设置η+1个并联臂和η个串联臂。
[0043](实施方式2)
图4是示出了本发明的实施方式2所涉及的滤波电路1A的电路图。
[0044]滤波电路1A具有端口 P1、Ρ2、Ρ3，串联臂11，并联臂12Α、13Α。并联臂12Α具有谐振器Re_pl、串联电感Ls_pl。串联电感Ls_pl的一端连接至端口 Pl，另一端连接至谐振器Re_Pl。并联臂13A具有谐振器Re_p2、串联电感Ls_p2。串联电感Ls_p2的一端连接至端口P2，另一端连接至谐振器Re_p2。
[0045]此处，对构成滤波电路1A的串联电感Ls_p1、Ls_p2的功能进行说明。
[0046]图5是说明并联臂12A中的串联电感器Ls_pl的功能的阻抗特性图。图5中的虚线是谐振器Re_p2的单体的阻抗特性ImlA。另外，图5中的实线是连接有串联电感Ls_pl的状态下的谐振器Re_p I的阻抗特性Im2A。
[0047 ]若比较设置串联电感Ls_p I的阻抗特性Im2A和省略了串联电感Ls_p I的阻抗特性ImlA，则反谐振点Mfa的频率相同，但是比起阻抗特性ImlA，在阻抗特性Im2A中谐振点Mfr的频率更向着低频侧的频率移动。而且，在阻抗特性Im2A中，比起反谐振点Mfa，在高频侧附近的频率出现了副谐振点Sfr。出现了副谐振点Sfr的频率主要能够通过调整阻抗Lsl或Ls_p2的阻抗来决定。
[0048]如上所述，在并联臂12A中，串联电感Ls_pl具有使谐振点Mfr向着低频侧移动的功能、以及在比反谐振点Mfa更靠近高频侧产生副谐振点Sfr的功能。另外，在并联臂13A中串联电感Ls_p2也具有同样的功能。
[0049]图6(A)是在切换电路14中选择了电感Lsl的状态下的滤波电路1A的通过特性图。图6(B)是在切换电路14中选择了电容Csl的状态下的滤波电路1A的通过特性图。图6(C)是比较在切换电路14中选择电感Ls I的状态、和选择电容Cs I的状态而示出的滤波电路1A的通过特性图。图6(A)和图6(B)中的2个衰减极分别对应于谐振器Re_pl、Re_p2的谐振点Mfr。
[0050]若在切换电路14中对电感器Lsl进行连接，则如图6(A)所示，能够在比谐振点Mfr更靠近低频侧附近的频率设置第一通频带，能够使该第一通频带的高频侧附近的衰减特性急剧地变化。另一方面，若在切换电路14中与电容Csl进行连接，则如图6(B)所示，能够在比谐振点Mfr更靠近高频侧附近的频率设置第一通频带，能够使该第一通频带的低频侧附近的衰减特性急剧地变化。
[0051]另外，如图6(C)所示，在连接了电感Lsl的状态下的通过特性IL4A中，除了位于谐振点Mfr的低频侧的上述第一通频带，还能够设置位于谐振点Mfr的高频侧的第二通频带。另一方面，在连接了电感Csl的状态下的通过特性IL5A中，除了位于谐振点Mfr的高频侧且位于反谐振点Mfa的低频侧的上述第一通频带，还能够设置位于反谐振点Mfa的高频侧的第二通频带。
[0052]即使是上述的滤波电路10A，根据在切换电路14中使开关SW选择性地与电感Lsl进行连接、或者选择性地与电容Csl进行连接，从而能使滤波电路1A的通过特性在以下两者间进行切换:即，导致第一通频带的低频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性;和第一通频带的高频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性。
[0053]另外，根据本实施方式所涉及的滤波电路10A，即使在切换电路14中连接有电感Lsl的情况下或在切换电路14中连接有电感Csl的情况下，都能够在通过特性中比第一通频带更靠近高频侧的位置设置第二通频带。
[0054](实施方式3)
图7是示出了本发明的实施方式3所涉及的滤波电路1B的电路图。
[0055]滤波电路1B具有端口 P1、P2、P3，串联臂11，并联臂12B、13B。并联臂12B具有谐振器Re_p 1、并联电感Lp_p I。并联电感Lp_p I的一端连接至谐振器Re_p I与端口 PI的连接点，另一端连接至端口 P3。并联臂13B具有谐振器Re_p2、并联电感Lp_p2。并联电感Lp_p2的一端连接至谐振器Re_p2与端口P2的连接点，另一端连接至端口P3。
[0056]此处，对构成滤波电路1B的并联电感Ls_pl、Ls_p2的功能进行说明。
[0057]图8是说明并联臂12B中的并联电感器Lp_pl的功能的阻抗特性图。图8中的虚线是谐振器Re_pl的单体的阻抗特性ImlB。另外，图8中的实线是连接有并联电感Lp_pl的状态下的谐振器Re_p I的阻抗特性Im2B。
[0058]若比较设置并联电感Lp_pl的阻抗特性Im2B、和省略了并联电感Lp_pl的阻抗特性ImlB，则谐振点Mfr的频率相同，但是比起阻抗特性ImlB，在阻抗特性Im2B中反谐振点Mfa的频率更向着高频侧的频率移动。而且，在阻抗特性Im2B中，比起谐振点Mfr，在低频侧附近的频率出现了副反谐振点Sfa。出现了副反谐振点Sfa的频率主要能够通过调整电感Lsl、电感Lp_p I或电感Lp_p2的阻抗来决定。
[OO59 ]如上所述，在并联臂12B中，并联电感Lp_p I具有使反谐振点Mf a向着高频侧移动的功能、以及在比谐振点Mfr更靠近低频侧产生副反谐振点Sfa的功能。另外，在并联臂13B中并联电感Lp_p2也具有同样的功能。
[0060]即使是在上述的滤波电路1B中，通过在切换电路14中使开关SW选择性地与电感Lsl相连接、或者选择性地与电容Csl相连接，从而能切换以下通过特性:即，第一通频带的低频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性;和第一通频带的高频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性。另外，并联电感Lp_p 1、Lp_p 2(变形例I)
图9是示出了本发明的变形例I所涉及的滤波电路1C的电路图。
[0061 ] 滤波电路1C具有端口 P1、P2、P3，串联臂11，并联臂12C、13C。并联臂12C具有谐振器Re_pl、串联电感Ls_pl、并联电感Lp_pl。并联臂13C具有谐振器Re_pl、串联电感Ls_pl、并联电感Lp_p2。本发明如该变形例所涉及的滤波电路1C那样，也可以同时设置串联电感和并联电感。
[0062 ]另外，在本变形例中，虽然将并联电感Lp_p 1、Lp_p 2的一端连接至谐振器Re_p 1、Re_p2与串联电感Ls_pl、Ls_p2的连接点，但是并联电感Lp_pl、Lp_p2的一端也可以连接至串联电感Ls_p 1、Ls_p 2与端口 P1、P2的连接点。
[0063](实施方式4)
图10(A)是实施方式4所涉及的无线通信装置9的框图。
[0064]无线通信装置9具有天线1、前置电路2、发送电路3、以及接收电路4。发送电路3构成为能够应对LTE等的通信系统中的多个通信频带，切换所对应的通信频带来输出发送信号。接收电路4构成为能够应对LTE等的通信系统中的多个通信频带，切换所对应的通信频带来接收接收信号的输入。前置电路2连接至天线I与发送电路3及接收电路4之间，且具有连接至发送电路3的滤波电路10D、连接至接收电路4的滤波电路10D’、以及循环器5。循环器5在信号传输方向上具有方向性，从而使发送信号从发送电路3传输至天线I，并使接收信号从天线I传输至接收电路4。
[0065]图10(B)是滤波电路1D的电路图。另外，滤波电路10D’与滤波电路1D具有相同的结构。
[0066]滤波电路1D具有端口 P1、P2、P3，串联臂11，并联臂12D、13D。并联臂12D具有谐振器Re_p 1、并联电感Lp_p 1、可变电容Cs_p I。可变电容Cs_p I的一端连接至端DPI。谐振器Re_PI连接至可变电容Cs_p I的另一端与端口 P3之间。并联电感Lp_pl的一端连接至可变电容Cs_pl与谐振器Re_p I的连接点，另一端连接至端口 P3。并联臂13D具有谐振器Re_p2、并联电感Lp_p2、可变电容Cs_p2 ο可变电容Cs_p2的一端连接至端口 P2。谐振器Re_p2连接至可变电容Cs_p2的另一端与端口 P3之间。并联电感Lp_p2的一端连接至可变电容Cs_p2与谐振器Re_p2的连接点，另一端连接至端口 P3。
[0067]图11是说明并联臂12D中的可变电容Cs_pl的功能的阻抗特性图。图11中的虚线是谐振器Re_pl的单体的阻抗特性ImlD。另外，图11中的虚线是连接有并联电感Lp_pl的状态下的谐振器Re_pl的阻抗特性Im2D。图11中的实线是连接有并联电感Lp_pl和可变电容Cs_PI的状态下的谐振器Re_pl的阻抗特性Im3D、Im4D、Im5D。设定阻抗特性Im3D、Im4D、Im5D，从而使得可变电容Cs_pl的电容值在1.0pF?10.0pF的范围内按照记载顺序变小。
[0068]若比较省略了并联电感Lp_pl和可变电容Cs_pl的阻抗特性ImlD、与设置有并联电感Lp_p I而省略了可变电容Cs_p I的阻抗特性Im2D，则谐振点Mf r的频率相同，但是比起阻抗特性ImlD，在阻抗特性Im2D中，反谐振点Mfa的频率更向着高频侧的频率移动，且谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带变宽。而且，在阻抗特性Im2D中，比起谐振点Mfr，在低频侧附近的频率出现了副反谐振点Sf a。
[0069]另外，若比较省略了并联电感Lp_pI和可变电容Cs_p I的阻抗特性Im2D、与设置有并联电感Lp_p I和可变电容Cs_p I的阻抗特性Im3D、Im4D、Im5D，则反谐振点Mf a的频率及副反谐振点Sfa的频率在阻抗特性Im2D、Im3D、Im4D、Im5D中均相同，但是比起阻抗特性Im2D，在阻抗特性111120、111130、111140、111150中，谐振点1?^的频率更靠近高频侧。而且，可变电容(^_pl的电容值越小，则谐振点Mfr的频率越接近反谐振点Mfa，且更位于高频侧。
[0070]由此，在并联臂12D中，可变电容Cs_pI具有根据电容值使谐振器Re_p I的谐振点Mfr向着高频侧移动的功能。另外，在并联臂13D中，可变电容Cs_p2也具有根据电容值使谐振器Re_p2的谐振点Mfr向着高频侧移动的功能。
[0071]图12(A)是在利用切换电路14来选择电感Lsl的状态下的滤波电路1D的通过特性图。图12(A)中的实线对应于通过特性IL1D、IL2D、IL3D。通过特性ILlD是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约10.0??的情况下的通过特性。通过特性11^20是将可变电容08_?1、08_?2控制成大约5.0pF的情况下的通过特性。通过特性IL3D是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约
2.0pF的情况下的通过特性。
[0072]对于在切换电路14中对电感1^1进行连接的状态下的通过特性11^10、11^0、11^30，通过控制可变电容Cs_pl、Cs_p2的电容值，能够在150MHz左右(800?950MHz)的频带内对通频带的高频侧的截止频率进行调整。随着可变电容Cs_p 1、Cs_p2的电容值变小，通频带的高频侧的截止频率向着高频侧移动，通频带的频带宽度变宽。而且，即使控制可变电容Cs_pl、Cs_p2，也能够维持通频带的高频侧附近的衰减量变化的急剧性。
[0073]图12(B)是在切换电路14中选择电容Csl的状态下的滤波电路1D的通过特性图。图12(B)中的实线对应于通过特性IL1D’、IL2D’、IL3D’。通过特性IL1D’是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约10.0??的情况下的通过特性。通过特性11^0’是将可变电容08_?1、〇8_P2控制成大约5.0pF的情况下的通过特性。通过特性IL3D’是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约2.0pF的情况下的通过特性。
[0074]对于在切换电路14中电容Csl进行连接的状态下的通过特性IL1D’、IL2D’、IL3D’，通过控制可变电容Cs_pl、Cs_p2的电容值，能够在150MHz左右(800?950MHz)的频带内对通频带的低频侧的截止频率进行调整。随着可变电容Cs_p 1、Cs_p2的电容值变小，通频带的低频侧的截止频率向着高频侧移动。而且，即使控制可变电容Cs_p 1、Cs_p2，也能够维持通频带的低频侧附近的衰减量变化的急剧性。
[0075]但是，即使将可变电容Cs_p1、Cs_p2的电容值控制得极小，也无法将通频带的高频侧或低频侧的截止频率调整为超过规定的频率而位于高频侧。这是因为无法将谐振点Mfr的频率调整为超过反谐振点Mfa的频率而位于高频侧，通频带的高频侧或低频侧的截止频率的可变范围被限制于没有可变电容Cs_pl、Cs_p2的情况下的谐振点Mfr与反谐振点Mf a之间的频带。然而，如上所述，若设置串联电感Ls_p 1、Ls_p2、并联电感Lp_p I，Lp_p2、则相比于没有设置串联电感Ls_pl、Ls_p2、并联电感Lp_pl，Lp_p2的情况，由于能够扩大谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带，所以在该滤波电路1D中，能够扩大通频带的高频侧或低频侧的截止频率的可变范围。
[0076]在具有上述的滤波电路10D、10D’的无线通信装置9中，在利用发送频带位于低频侧、且接收频带位于高频侧的通信频带(例如LTE的Band20)时，控制滤波电路1D的开关SW来连接电感Lsl，并且控制滤波电路1D’的开关SW来连接电容Csl，在此基础上来控制滤波电路10D、10D’各自的可变电容Cs_pl、Cs_p2。由此，能够将频率电路1D的通过特性设为:将低频侧的发送频带作为通频带而将高频侧的接收频带作为阻频带，另外，能够将频率电路1D ’的通过特性设为:将高频侧的接收频带作为通频带而将低频侧的接发送频带作为阻频带。
[0077]相反地，在无线通信装置9中，在利用发送频带位于高频侧、且接收频带位于低频侦_通信频带(例如LTE的Band5)时，控制滤波电路1D的开关SW来连接电容Csl，并且控制滤波电路10D’的开关SW来连接电感Lsl，在此基础上来控制滤波电路10D、10D’各自的可变电容Cs_pl、Cs_p2。由此，能够将频率电路1D的通过特性设为:将高频侧的发送频带为作通频带而将低频侧的接收频带作为阻频带，另外，能够将频率电路10D’的通过特性设为:将低频侧的接收频带作为通频带而将高频侧的接发送频带作为阻频带。
[0078]如上所说明的那样，即使在滤波电路1D中，也能够在切换电路14中利用开关SW来选择性地与电感Ls I进行连接、或者选择地与电容Cs I进行连接，从而切换以下通过特性:即，在通频带的高频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性;及在通频带的低频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性。另外，根据本实施方式所涉及的滤波电路10D，通过设置可变电容Cs_pl、Cs_p2，能够调整通频带的高频侧或低频侧的截止频率。
[0079]因此，在滤波电路1D中，通过控制切换电路14和可变电容Cs_pl、Cs_p2，能够获得包含有发送频带和接收频带的频率关系与其它的通信频带相反的通信频带的、与多个通信频带相对应的通过特性。另外，由于设置了并联电感Lp_pl、Lp_p2，所以可利用对可变电容Cs_pl、Cs_p2的控制来调整的通频带的高频侧或低频侧的截止频率的可变范围会变得更宽。
[0080]另外，在本实施方式中示出了利用可变电容来作为可变电抗的示例，但是作为可变电抗，也可以利用可变电容的其它元件。例如可以利用作为可变电抗起作用的元件或电路，或者包含开关等的切换单元的可变电抗电路等。
[0081 ](实施方式5)
图13是实施方式5所涉及的滤波电路1E的电路图。
[0082 ] 滤波电路1E具有端口 P1、P2、P3，串联臂11，并联臂12E、13E。并联臂12E具有谐振器Re_p 1、串联电感Ls_p 1、可变电容Cs_p I。可变电容Cs_p I的一端连接至端DPI。谐振器Re_pl的一端连接至端口 P3。串联电感Ls_pl连接至可变电容Cs_pl与谐振器Re_pl之间。可变电容Cs_pl的另一端和谐振器Re_pl的另一端相互连接。并联臂13E具有谐振器Re_p2、串联电感Ls_p 1、可变电容Cs_p2 ο可变电容Cs_p2的一端连接至端口 P2。谐振器Re_p2的一端连接至端口 P3。串联电感Ls_p2连接至可变电容Cs_p2与谐振器Re_p2之间。
[0083]图14(A)是在切换电路14中选择了电感Lsl的状态下的滤波电路1E的通过特性图。图14(A)中的实线对应于通过特性IL1E、IL2E、IL3E。通过特性ILlE是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约10.0pF的情况下的通过特性。通过特性IL2E是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约3.0pF的情况下的通过特性。通过特性IL3E是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约2.0pF的情况下的通过特性。
[0084]在设置了串联电感Ls_pl、Ls_p2的滤波电路1E中，通过特性IL1E、IL2E、IL3E分别具有比谐振点Mfr更靠近低频侧的第一通频带，以及比谐振点Mfr更靠近高频侧的第二通频带。而且，通过控制可变电容Cs_pl、Cs_p2的电容值，能够分别调整第一通频带和第二通频带的高频侧的截止频率。第一通频带的高频侧的截止频率能够在大约10MHz左右(680?780MHz)的频带内进行调整。另外，第二通频带的高频侧的截止频率能够在大约150MHz左右(920?1070MHz)的频带内进行调整。而且，即使控制可变电容Cs_pl、Cs_p2，也能够维持第一通频带的高频侧附近的衰减量变化的急剧程度。同样地，即使控制可变电容Cs_pl、Cs_p2，也能够维持第二通频带的高频侧附近的衰减量变化的急剧程度。
[0085]图14(B)是在切换电路14中选择电容Csl的状态下的滤波电路1E的通过特性图。图14(B)中的实线对应于通过特性IL1E’、IL2E’、IL3E’。通过特性IL1E’是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约10.0pF的情况下的通过特性。通过特性IL2E’是将可变电容Cs_pl、Cs_P2控制成大约3.5pF的情况下的通过特性。通过特性IL3E’是将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成大约2.0pF的情况下的通过特性。
[0086]此处，通过设置串联电感Ls_pl、Ls_p2，通过特性ILlE’、IL2E’、IL3E’中分别出现比谐振点Mfr更靠近高频侧且比副谐振点Sfr更靠近低频侧的第一通频带、以及比副谐振点Sfr更靠近高频侧的第二通频带。而且，通过控制可变电容Cs_pl、Cs_p2的电容值，能够分别调整第一通频带和第二通频带的低频侧的截止频率。第一通频带的低频侧的截止频率能够在大约I OOMHz左右(680?780MHz)的频带内进行调整。另外，第二通频带的低频侧的截止频率能够在大约150MHz左右(920?1070MHz)的频带内进行调整。而且，即使控制可变电容Cs_pl、Cs_p2，也能够维持第一通频带的低频侧附近的衰减量变化的急剧程度。同样地，即使控制可变电容Cs_pl、Cs_p2，也能够维持第二通频带的低频侧附近的衰减量变化的急剧程度。
[0087]如上所述，即使在滤波电路1E中，也能够在切换电路14中由开关SW选择性地对电感Lsl进行连接、或者选择性地对电容Csl进行连接，从而能切换以下通过特性:S卩，第一通频带和第二通频带的高频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性;及第一通频带和第二通频带的低频侧附近的衰减量变化急剧的通过特性。另外，根据本实施方式所涉及的滤波电路10E，通过设置可变电容Cs_pl、Cs_p2，能够调整第一通频带和第二通频带的高频侧或低频侧的截止频率。另外，由于设置了串联电感Ls_p 1、Ls_p2，所以可利用对可变电容Cs_p 1、Cs_p2的控制来调整的通频带的高频侧或低频侧的截止频率的可变范围会变得更宽。
[0088]另外，如滤波电路1E那样，在设置了可变电容Cs_pl、Cs_p2且将通频带的高频侧或低频侧的截止频率设置为可变的可变滤波电路中，在以下情况下滤波电路1E必须满足下面的第一条件和第二条件，上述情况是指:对于无线通信装置所对应的多个通信频带，对应于低频侧的第一通频带，使发送信号和接收信号中的一个通过而阻止另一个的情况。
[0089]第一条件是指，在至少一个并联臂中，在没有可变电容的情况下的反谐振点(Mfa)的频率为高于多个通信频带中最高频侧的通信频带的通频带的高频侧的上限频率的频率。第二条件是指，在至少一个并联臂中，在没有可变电容的情况下的谐振点(Mfr)的频率为低于多个通信频带中最低频侧的通信频带的通频带的低频侧的下限频率的频率。只要满足第一条件和第二条件，则多个通信频带全部包含于从谐振点(Mfr)到反谐振点(Mf a)为止的频带内，通过控制可变电容Cs_p1、Cs_p2，能够将通频带的高频侧或低频侧的截止频率调整至多个通信频带中各自的通频带与阻频带之间的频率。
[0090]另外，在可变滤波电路中，在以下情况下必须满足下面条件，上述条件是指，对于无线通信装置所对应的多个通信频带，对应于高频侧的第二通频带，使发送信号和接收信号中的一个通过而阻止另一个的情况。
[0091]即为如下条件:在至少一个并联臂中，在没有可变电容的情况下的副谐振点(Sfr)的频率为低于多个通信频带中最低频侧的通信频带的通频带的低频侧的下限频率的频率。只要可变滤波电路满足上述条件，则多个通信频带全部包含于比副谐振点(Sfr)更高的频带内，通过控制可变电容Cs_pl、Cs_p2，能够将高频侧的第二通频带中的高频侧或低频侧的截止频率调整至多个通信频带中各自的通频带与阻频带之间的频率。
[0092](变形例2)
图15是变形例2所涉及的滤波电路1F的电路图。
[0093 ] 滤波电路1F具有端口 P1、P2、P3，串联臂11，并联臂12F、13F。并联臂12F具有谐振器Re_pl、串联电感器Ls_pl、并联电感器Lp_pl和可变电容Cs_pl。可变电容Cs_pl的一端连接至端口 Pl。谐振器Re_pl的一端连接至端口 P3。串联电感Ls_pl串联连接在可变电容Cs_pl与谐振器Re_p I之间。并联电感Lp_p I的一端连接至串联电感Ls_p I与谐振器Re_p I的连接点，另一端连接至端口P3。
[0094]并联臂13F具有谐振器Re_p2、串联电感器Ls_p2、并联电感器Lp_p2和可变电容Cs_ρ2 ο可变电容Cs_p2的一端连接至端口 P2 ο谐振器Re_p2的一端连接至端口 P3。串联电感Ls_p2串联连接在可变电容Cs_p2与谐振器Re_p2之间。并联电感Lp_p2的一端连接至串联电感Ls_p2与谐振器Re_p2的连接点，另一端连接至端口P3。本发明中，如该变形例所涉及的滤波电路1F那样，可以同时设置串联电感和并联电感，由此，更加能够扩大可利用对可变电容Cs_pl的控制来调整的截止频率的可变范围。
[0095](变形例3)
图16 (A)是变形例3的变形例所涉及的可变滤波电路20的电路图。
[0096]滤波电路20具有串联臂21、并联臂22、23。与上述变形例相同地，并联臂22具有可变电容Cs_pl和谐振器Re_pl。并联臂23具有可变电容Cs_p2和谐振器Re_p2。此处，谐振器Re_pl相比于谐振器Re_p2而言在更靠近高频侧具有谐振点和反谐振点。谐振器Re_p2相比于谐振器Re_pl而言在更靠近低频侧具有谐振点和反谐振点。即，并联臂22、23之中，并联臂22对应于更靠近高频侧的通信频带，并联臂23对应于更靠近低频侧的通信频带。为了对分别设置的并联臂22、23所对应的通信频带适当地调整通频带的低频侧或高频侧的截止频率，需要对可变电容Cs_pl、Cs_p2的元件值进行控制。
[0097]另外，为了扩大可利用对可变电容Cs_pl的控制来调整的截止频率的可变范围，并联臂22还具有串联电感Ls_pl和并联电感Lp_pl。另外，为了扩大可利用对可变电容Cs_p2的控制来调整的截止频率的可变范围，并联臂23还具有并联电感Lp_p2。如上所述，在本变形例所涉及的滤波电路20中，在一个并联臂22设置有串联电感Ls_pl，从另一个并联臂23省略了串联电感，从而采用非对称的电路结构。通过如上所述那样省略了并联臂23的串联电感，能够同时实现截止频率的可变范围的扩展以及滤波电路20的电路尺寸的小型化。
[0098]图16(B)和图16(C)是模式地示出了各个电感对谐振器的阻抗特性起到的作用的概念图。图中虚线所示的阻抗波形分别是并联臂22、23的谐振器单体的波形，实线所示的阻抗波形是对谐振器附加电感Ls_pl、Lp_l以及阻抗Lp_p2后得到的波形。
[0099]例如，在与高频侧对应的并联臂22中，如图16(B)所示，因并联电感Lp_pl对谐振器Re_pl的阻抗波形的影响而在反谐振点Mfa附近发生的波形变化、与因串联电感Ls_pl对谐振器Re_pl的阻抗波形的影响而在谐振点Mfr附近发生的波形变化具有相同的程度。换言之，在与高频侧对应的并联臂22中，串联电感Ls_pl对截止频率的可变范围的延长作用和并联电感Lp_pl对截止频率的可变范围的延伸作用程度相同。
[0100]另一方面，在与低频侧对应的并联臂23中，如图16(C)所示，因并联电感Lp_p2对谐振器Re_p2的阻抗波形的影响而在反谐振点Mfa附近发生的波形变化较大，因串联电感(参照图15:Ls_p2)对谐振器Re_p2的阻抗波形的影响而在谐振点Mfr附近发生的波形变化较小。因此，在低频侧的谐振点Mfr的附近，较易维持阻抗变化的急剧性。换而言之，在与低频侧对应的并联臂23中，并联电感Lp_p2对截止频率的可变范围的延长作用更容易起作用，串联电感(Ls_p2)对截止频率的可变范围的延伸作用只能起更小的作用。
[0101]因此，作为为了使滤波电路20的电路尺寸小型化而省略的电感，最优选与更靠近低频侧对应的并联臂23中的串联电感(Ls_p2)。通过仅省略并联臂23的串联电感(ls_p2)，从而在不使可变滤波电路20的滤波特性发生大幅度的劣化、或者截止频率的可变范围几乎不会变窄的情况下，能够抑制滤波电路20的电路尺寸。
[0102]另外，通过省略并联臂23的串联电感(Ls_p2)，在并联臂23，会导致可利用对可变电容Cs_p2来调整的截止频率的可变范围有变窄的倾向。因此，作为设置于并联臂23的并联电感Lp_p2，优选设定为相比设置于另一个并联臂22的并联电感Lp_pl而具有更小的电感值。如上所述，通过设定并联电感Lp_p2，能够防止以下情况:S卩，在并联臂23中，可利用对可变电容Cs_p2的控制来调整的截止频率的可变范围大幅度地变窄的情况。
[0103]此处，对在规定的通信频带中具有通频带的多个电路结构的每个电路结构准备了多个样本数据、并使用了该多个样本数据的滤波特性的实验结果进行说明。图17是比较地示出了在为了与相同的通信频带相对应而设定的可变滤波电路的各种结构中、通频带中的插入损耗的最小点的衰减量的图。图17中的各个点示出了为每个不同的电路结构所准备的多个样本的数据平均值。另外，对于各个电路结构，准备了使可变电容的调整量(与利用对可变电容的控制而使通频带的中心频率发生变化的比例相对应的频率调整率)逐一相差一定量后得到的多个样本。因此，在实际制造可变滤波电路时，通过对各个可变电容进行微调整，由此得到所希望的滤波特性。此处，比较地示出了上述变形例所涉及的可变滤波电路1F (参照图15)的IL特性、和本变形例所涉及的可变滤波电路20 (参照图16 (A))的IL特性。
[0104]根据该实验结果可知:即使是省略了与低频侧对应的并联臂23的串联电感(Ls_p2)的滤波电路20的结构，与设置了所有电感的可变滤波电路1F相比，也不会大幅度地发生劣化。如上所述，根据使用了样本数据的实验可以确认:如本实施方式所涉及的滤波电路20那样，通过仅省略了并联臂23的串联电感(Ls_p2)，从而在不会使滤波电路20的滤波特性发生大幅度的劣化的情况下，能够抑制滤波电路20的电路尺寸。
[0105](变形例4)
图18是变形例4所涉及的滤波电路1G的电路图。
[0106]滤波电路1G具有端口 P1、P2、P3，串联臂11，并联臂12G、13G。并联臂12G具有谐振器Re_p 1、串联电感器Ls_p 1、并联电感器Lp_p I和可变电容Cs_p I。并联电容Cp_pI串联连接于端口Pl与端口 P3之间。可变电容Cs_pl的一端连接至端口Pl。谐振器Re_pl的一端连接至端口 P3。串联电感Ls_p I串联连接在可变电容Cs_p I与谐振器Re_p I之间。并联电感Lp_p I的一端连接至串联电感Ls_pl与谐振器Re_pl的连接点，另一端连接至端口 P3。
[0107]并联臂13G具有谐振器Re_p2、串联电感器Ls_p2、并联电感器Lp_p2、可变电容Cs_p2、以及并联电容Cp_p2。并联电容Cp_p2串联连接于端口 P2与端口 P3之间。可变电容Cs_p2的一端连接至端口 P2 ο谐振器Re_p2的一端连接至端口 P3。串联电感Ls_p2串联连接在可变电容Cs_p2与谐振器Re_p2之间。并联电感Lp_p2的一端连接至串联电感Ls_p2与谐振器Re_P2的连接点，另一端连接至端口P3。如上述变形例所涉及的滤波电路1G那样，本发明可以追加设置并联电容Cp_pl、Cp_p2。
[0108](实施方式6)
图19是实施方式6所涉及的滤波电路1H的电路图。
[0109]滤波电路10!1具有端口？1、？2、？3，串联臂11!1，并联臂12!1、13!1。
[0110]并联臂12H、13H具有谐振器Re_pl、Re_p2、串联电感器Ls_pl、Ls_p2、并联电感器Lp_pl、Lp_pl2和可变电容Cs_pl、Cs_p2。可变电容Cs_pl的一端连接至端口 P1。可变电容Cs_p2的一端连接至端口 P2。谐振器Re_pl、Re_p2的一端连接至端口 P3。串联电感Ls_pl、Ls_p2串联连接在可变电容Cs_pl、Cs_p2与谐振器Re_pl、Re_p2之间。并联电感Lp_pl、Lp_p2的一端连接至串联电感Ls_pl、Ls_p2与谐振器Re_pl、Re_p2的连接点，另一端连接至端口P3。
[0111]串联臂IlH具有切换电路14H。切换电路14H串联连接于端口Pl与端口 P2之间。切换电路14H具有开关SW、谐振器Re_sl和谐振器Re_s2。开关SW选择谐振器Re_sl和谐振器Re_s2中的任一个，并使其串联连接在端口 PI与端口 P2之间。谐振器Re_s I相当于第一电抗部，详情将后述，但是该谐振器Re_s I在特定的频带中具有感应性电抗。谐振器Re_s2相当于第二电抗部，详情将后述，但是该谐振器Re_sl在特定的频带中具有电容性电抗。谐振器Re_sl和谐振器Re_s2都由SAW谐振器或BAW谐振器等的压电谐振器来构成。
[0112]此处，谐振器Re_sl是为了在滤波电路1H中起到与实施方式I的电感Lsl相同的作用而设置的。具体而言，在切换电路14H中选择谐振器Re_sl时，谐振器Re_sl构成滤波电路1H，从而作为与通信频带Band28L(发送频带703?748MHz;接收频带758?803MHz)相对应的发送滤波器来起作用。
[0113]图20(A)是示出了谐振器Re_sl的单体的阻抗特性的图。谐振器Re_sl在大约740MHz处具有谐振点Mfr，在大约765MHz处具有反谐振点Mfa。该谐振器Re_sl在谐振点Mfr与反谐振点Mf a之间的频带(大约740?765MHz)中具有感应性电抗，在比谐振点Mf r更靠近低频侧的频带(?大约740MHz)及比反谐振点Mfa更靠近高频侧的频带(大约765MHz?)内具有电容性电抗。
[0114]图20(B)是示出了在切换电路14H中选择了谐振器Re_sI的状态下的滤波电路1H的通过特性的图。图20(B)中的实线是连接了谐振器Re_sl的滤波电路1H中的通过特性。图20(B)中的虚线是连接了电感来代替谐振器Re_sl的情况下的通过特性。
[0?15]如上所述，若构成谐振器Re_s I，则在作为谐振器Re_p I中的谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的感应性电抗起作用的频带(约740?765MHz)内，通信频带Band28L中的发送频带(通频带)的高频侧的截止频率发生重叠。即，在通信频带Band28L中发送频带与接收频带之间的隙带(748?758MHz)内，谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带(约740?756MHz)至少部分发生重叠。由此，在切换电路14H中对谐振器Re_sl进行连接时，与在切换电路中对电感进行连接时一样，在通频带的高频侧的截止频率附近能够实现衰减量变化的急剧性较高的滤波特性。而且，如图20(B)中实线和虚线所示的那样，在连接了谐振器Re_sl的滤波电路1H中，相比于连接电感来代替谐振器Re_sl的情况，通频带的高频侧的截止频率附近的衰减量变化的急剧程度更高。这是因为将Q值较高的压电谐振器作为谐振器Re_sl来使用。
[0116]另外，为了提高该截止频率附近的衰减量变化的急剧性，优选在通信频带Band28L的隙带(748?758MHz)和通频带(703?748MHz)内，谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带(约740?765MHz)发生重叠。尤其是，优选在通信频带Band28L中发送频带与接收频带之间的隙带(748?758MHz)内，包含有谐振器Re_sl的谐振点Mfr(约740MHz)。
[0117]另外，谐振器Re_s2是为了在滤波电路1H中起到与实施方式I的电容Csl相同的作用而设置的。具体而言，在切换电路14H中选择了谐振器Re_s2时，构成谐振器Re_s2，从而使滤波电路1H作为与通信频带Bandl3(发送频带777?787MHz;接收频带746?756MHz)相对应的发送滤波器来起作用。
[0118]图21(A)是示出了谐振器Re_s2的单体的阻抗特性的图。谐振器Re_s2在约720MHz处具有谐振点Mfr，在约745MHz处具有反谐振点Mf a。该谐振器Re_s2在谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带(约720?745MHz)中具有感应性电抗，在比谐振点Mf r更靠近低频侧的频带(?约720MHz)及比反谐振点Mfa更靠近高频侧的频带(约745MHz?)内具有电容性电抗。
[0119]图21(B)是示出了在切换电路14H中选择了谐振器Re_s2的状态下的滤波电路1H的通过特性的图。图21(B)中的实线是连接了谐振器Re_s2的滤波电路1H中的通过特性。图21(B)中的虚线是连接了电感来代替谐振器Re_s2的情况下的通过特性。
[0120]如上所述，若构成谐振器Re_s2，则在作为谐振器Re_p2中的比反谐振点Mfa更靠近高频侧的感应性电抗起作用的频带(约745MHz?)内，通信频带Band 13中的发送频带(通频带)的低频侧的截止频率发生重叠。即，在通信频带Bandl3中发送频带与接收频带之间的隙带(756?777MHz)内，谐振器Re_s2的比反谐振点Mfa更靠近高频侧的频带(约745MHz?)发生重叠。由此，在切换电路14H中对谐振器Re_s2进行连接时，与在切换电路中对电容进行连接时一样，能够实现在通频带的低频侧的截止频率附近，衰减量变化的急剧性较高的滤波特性。而且，如图21(B)中实线和虚线所示的那样，在连接了谐振器Re_s2的滤波电路1H中，相比于连接电容来代替谐振器Re_s2的情况，通频带的低频侧的截止频率附近的衰减量变化的急剧程度更高。这是因为将Q值较高的压电谐振器作为谐振器Re_s2来使用。
[0121]另外，为了提高该截止频率附近的衰减量变化的急剧性，优选比反谐振点Mfa更靠近高频侧的频带(约745MHz?)、比谐振点Mfr更靠近低频侧的频带(?约720MHz)会与通信频带Bandl3的隙带(756?777MHz)和通频带(777?787MHz)发生重叠。尤其是，若利用比反谐振点Mfa更靠近高频侧的频带(约745MHz?)，则由于谐振器的通过特性与HPF的衰减极的尚频侧的特性相重置，从而进一步地提尚截止频率附近的发减量变化的急剧性。
[0122]如上所述，即使在滤波电路1H中，也能在切换电路14H中由开关SW来选择性地对谐振器Re_sl进行连接、或者选择性地对谐振器Re_s2进行连接，从而能切换以下通过特性:即，通频带的高频侧的截止频率附近的衰减量变化急剧的通过特性;及通频带的低频侧的截止频率附近的衰减量变化急剧的通过特性。另外，即使在本实施方式所涉及的滤波电路1H中，通过设置可变电容Cs_p1、Cs_p2，从而能在维持对通频带的高频侧或低频侧的截止频率附近的急剧性进行提高的情况下，调整通频带的高频侧或低频侧的截止频率。另外，由于设置了串联电感Ls_pl、Ls_p2，所以能够进一步扩大可利用对可变电容Cs_pl、Cs_p2的控制来调整的通频带的高频侧或低频侧的截止频率的可变范围。
[0123]而且，通过对谐振器Re_Sl、Re_S2使用压电谐振器，从而能够使衰减特更为急剧，且能够使滤波电路整体小型化。
[0124](变形例5)
图22是表示本发明的实施方式5所涉及的滤波电路1J的电路图。
[0125]滤波电路1(^具有端口？1、？2、？3，串联臂111，并联臂121、131。串联臂111具有开关SW和总计η个的谐振器Re_pn(n为I以上的整数)。该滤波电路1J构成为能够利用对可变电容Cs_pl、Cs_p2的控制来应对总计η个的通信频带，且对应于该能够应对的通信频带而分别设置η个谐振器Re_pn。如该变形例所涉及的滤波电路1J那样，本发明也可以对串联臂IlJ设置多个谐振器。
[0126](实施方式7)
图23是本实施方式7所涉及的可变滤波电路30的电路图。
[0127]可变滤波电路30具有第一电路部30A和第二电路部30B。第一电路部30A和第二电路部30B分别与上面所示的可变滤波电路1F具有相同的电路结构。第一电路部30A具有串联臂31，并联臂32、33。第二电路部30B具有串联臂34，并联臂35、36。
[0128]此处，并联臂32具有谐振器Re_pl、可变电容Cs_pl、串联电感Ls_pl、并联电感Lp_pl。并联臂33具有谐振器Re_p2、可变电容Cs_p2、串联电感Ls_p2、并联电感Lp_p2。并联臂35具有谐振器Re_p3、可变电容Cs_p3、串联电感Ls_p3、并联电感Lp_p3。并联臂36具有谐振器Re_p4、可变电容Cs_p4、串联电感Ls_p4、并联电感Lp_p4。
[0129]谐振器Re_Pl、Re_P2和谐振器Re_p3、Re_p4分别对应于具有不同通频带和阻频带的通信频带。另外，为了适当地设定彼此连接的谐振器Re_pl、Re_p2或谐振器Re_p3、Re_p4所对应的通信频带中的滤波特性，将可变电容Cs_pl、Cs_p2和可变电容Cs_p3、Cs_p4控制成适当的元件值。为了适当地设定彼此连接的谐振器Re_pl、Re_p2或谐振器Re_p3、Re_p4所对应的通信频带中的滤波特性，将串联电感Ls_p 1、Ls_p2及串联电感Ls_p3、Ls_p4与并联电感Lp_p 1、Lp_p2及并联电感Lp_p3、Lp_p4分别控制成适当的元件值。
[0130]如上所述，能够连接与多个滤波电路1F相当的电路部30A、30B，并且对可变滤波电路进行多级化。通过使电路部30A、30B(滤波器10B)各自所对应的频带不相同，从而能够提高电路部30A、30B(滤波器1B)各自的滤波特性。其结果是，能够使可变滤波电路对应于多个通信频带。
[0131]此处，虽然第一电路部30A和第二电路部30B分别具有与上面所示的可变滤波电路1F相同的电路结构，但是也可以对其他的变形例所涉及的电路结构、其他实施方式所涉及的电路结构进行适当的组合。另外，也可以连接更多的电路部来进行利用。
[0132](实施方式8)
图24是本实施方式8所涉及的可变滤波电路40的电路图。
[0133]可变滤波电路40具有串联臂41，并联臂42、43。并联臂42具有可变电容Cs_pl，谐振器选择部SWl，谐振器Re_pl、Re_p3，串联电感Ls_pl、1^_口3，并联电感1^_口1、1^_口3。并联臂43具有可变电容Cs_p2，谐振器选择部SW2，谐振器Re_p2、Re_p4，串联电感Ls_p2、Ls_p4，并联电感Lp_p 2、Lp_p 4。
[0134]谐振器选择部SWl连接至可变电容Cs_p I的端口 P3 (接地连接端)一侧。谐振器选择部SWl具有连接切换端口 Pswl和连接切换端口 Psw3，能够切换连接切换端口 Pswl和连接切换端口 Psw3来连接至可变电容Cs_p I ο谐振器Re_p 1、串联电感Ls_pI和并联电感Lp_p I连接至连接切换端口 Pswl。谐振器Re_p3、串联电感Ls_p3和并联电感Lp_p3连接至连接切换端口Psw30
[0135]谐振器选择部SW2连接至可变电容Cs_p2的端口 P3 (接地连接端)一侧。谐振器选择部SW2具有连接切换端口 Psw2和连接切换端口 Psw4，能够切换连接切换端口 Psw2和连接切换端口 Psw4来连接至可变电容Cs_p2。谐振器Re_p2、串联电感Ls_p2和并联电感Lp_p2连接至连接切换端口 Psw2。谐振器Re_p4、串联电感Ls_p4和并联电感Lp_p4连接至连接切换端口Psw4o
[0136]即使在本实施方式中，与实施方式7相同地，谐振器Re_pl、Re_p2、Re_p3、Re_p4分别对应于具有不同的通频带和阻频带的通信频带。另外，为了适当地设定彼此连接的谐振器Re_pl、Re_p2、Re_p3、Re_p4所对应的通信频带中的滤波特性，将可变电容Cs_pl、Cs_p2控制成适当的元件值。为了适当地设定彼此连接的谐振器Re_p 1、Re_p2、Re_p3、Re_p4所对应的通信频带中的滤波特性，将串联电感Ls_pl、Ls_p2、Ls_p3、Ls_p4与并联电感Lp_pl、Lp_p2、Lp_p3、Lp_p4分别控制成适当的元件值。
[0137]而且，在该可变滤波电路40中，控制谐振器选择部SWl将连接切换端口Pswl、Psw3中的任一个连接至可变电容Cs_pI，并且控制谐振器选择部SW2将连接切换端口 Psw2、Psw4中的任一个连接至可变电容Cs_p2，从而使滤波特性变化，变更所对应的通信频带。图25是模式地说明谐振器选择部SW1、SW2的控制状态与可变滤波电路40的滤波特性之间的对应关系的特性图。图25(A)是示出了谐振器选择部SW1、SW2的控制状态的设定示例的图，图25(B)是示出了根据对谐振器选择部SW1、SW2的控制状态的设定而确定的通频带的变化的特性图。
[0138]例如在使可变滤波电路40的滤波特性对应于多个通信频带中的低频侧的第一频带或者第二频带时，控制谐振器选择部SWl、SW2，利用谐振器选择部SWl来选择并连接连接切换端口 Pswl，利用谐振器选择部SW2来选择并连接连接切换端口 Psw2.而且，利用对可变电容的控制，能将可变滤波电路40的通频带调整至第一频带和第二频带中的任一个。
[0139]另外，在使可变滤波电路40的滤波特性对应于多个通信频带中的高频侧的第三频带或者第四频带时，控制谐振器选择部SWl、SW2，利用谐振器选择部SWl来选择并连接连接切换端口 Psw3，利用谐振器选择部SW2来选择并连接连接切换端口 Psw4.而且，利用对可变电容的控制，能将可变滤波电路40的通频带调整至第三频带和第四频带中的任一个。
[0140]如上所述，在可变滤波电路40中，控制谐振器选择部SWl来将连接切换端口Pswl、Psw3中的任一个连接至可变电容Cs_pl，并且控制谐振器选择部SW2来将连接切换端口Psw2、Psw4中的任一个连接至可变电容Cs_p2.由此，通过切换控制谐振器选择部SW1、SW2，能够确定较大的频率调整，通过对可变电容的调整，能够确定较细微的频率调整。因此，能够变更可变滤波电路40的滤波特性，从而使其对应于多个通信频带。
[0141]而且，在该可变滤波电路40中，在不会增加串联臂的总数、可变电容的总数的情况下，能够使其对应于多个通信频带。例如，在上面说明的实施方式7中，必须设置与所对应的多个通信频带几乎相同数量的并联臂，且设置于各个并联臂的各个元件的总数也有变多的倾向，但是，在本实施方式中，设置控制谐振器选择部SW1、SW2，在多个通信频带中共用可变电容Cs_pl、Cs_p2，所以无需对每个通信频带设置并联臂的各个元件。因此，能够抑制可变电容Cs_p 1、Cs_p2的总数，能够防止电路尺寸的大型化，能够防止可变电容Cs_p 1、Cs_2的控制的复杂化。
[0142]在该实施方式中，虽然示出了将设置于各个并联臂的串联电感、并联电感连接至谐振器选择部的连接切换端口侧的示例，但是也可以将串联电感、并联电感连接至谐振器选择部的可变电容侧。在此情况下，也能够抑制设置于各个并联臂的串联电感、并联电感的总数，进一步地能够抑制电路尺寸。此处，虽然示出了将设置于各个谐振器选择部的连接切换端口的总数、谐振器的总数设为2的示例，但是也可以将设置于各个谐振器选择部的连接切换端口的总数、谐振器的总数设为大于2。在此情况下，能够使可变滤波电路对应于更多的通信频带。
[0143]如上所述说明的那样，能够实施本发明。本发明中，只要是与权利要求的范围的记载相当的结构，即使是与上述各个实施方式所示俄的结构不同的其他结构也能够实施。例如在上述各个实施方式中，虽然仅在切换电路的一端侧设置开关SW，但是开关SW可以设置于切换电路的另一端侧，也可以分别设置于切换电路的两端侧。
标号说明
[0144]9无线通信装置 I天线
2…前置电路 3发送电路 4接收电路 10滤波电路 11串联臂
12、13并联臂 14切换电路
【主权项】
1.一种滤波电路，其特征在于， 具有:连接在第一输入输出端与第二输入输出端之间的串联臂；包括串联连接在所述第一输入输出端与接地连接端之间的谐振器的第一并联臂；以及包括串联连接在所述第二输入输出端与所述接地连接端之间的谐振器的第二并联臂， 所述串联臂包括串联连接在所述第一输入输出端与所述第二输入输出端之间的切换电路， 所述切换电路包括多个电抗部，切换多个所述电抗部来进行连接。2.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个还包括与所述谐振器串联连接的串联电感。3.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个还包括与所述谐振器并联连接的并联电感。4.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个构成为包括:与所述谐振器并联连接的并联电感;以及与并联连接有所述谐振器和所述并联电感的电路串联连接的串联电感。5.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个构成为包括:与所述谐振器串联连接的串联电感;以及与串联连接有所述谐振器和所述串联电感的电路并联连接的并联电感。6.如权利要求1至5中任一项所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂还包括与所述谐振器串联连接的可变电抗。7.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂还分别包括与所述谐振器并联连接的并联电感， 所述第一并联臂包括与所述谐振器串联连接的串联电感， 所述第二并联臂中省略了与所述谐振器串联连接的串联电感。8.如权利要求7所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂还包括与所述谐振器串联连接的可变电抗。9.如权利要求8所述的滤波电路，其特征在于， 所述第二并联臂所包括的并联连电感的电感值小于所述第一并联臂所包括的并联电感的电感值。10.如权利要求7至9中任一项所述的滤波电路，其特征在于， 相比于所述第二并联臂所包括的谐振器的谐振点和反谐振点，所述第一并联臂所包括的谐振器的谐振点和反谐振点位于高频侧。11.如权利要求1至10中任一项所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个具有:多个所述谐振器；以及从多个所述谐振器中选择一个并与所述可变电抗串联连接的谐振器选择部。12.如权利要求11所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个具有与多个所述谐振器分别串联连接的多个所述串联电感， 所述谐振器选择部从多个所述串联电感和多个所述谐振器中选择一组，并将其与所述可变电抗串联连接。13.如权利要求11或12所述的滤波电路，其特征在于， 所述第一并联臂和所述第二并联臂中的至少一个具有与多个所述谐振器分别并联连接的多个所述并联电感， 所述谐振器选择部从多个所述并联电感和多个所述谐振器中选择一组，并将其与所述可变电抗串联连接。14.一种无线通信装置，其特征在于，具有: 包括权利要求6或权利要求8中所记载的滤波电路的前置电路； 天线；以及 经由所述前置电路连接至所述天线的通信电路， 所述通信电路对应于多个通信频带， 至少一个并联臂在没有所述可变电抗的情况下的反谐振点的频率要高于多个所述通信频带中最高频侧的通信频带的通频带的高频侧的上限频率， 至少一个并联臂在没有所述可变电抗的情况下的谐振点的频率要低于多个所述通信频带中最低频侧的通信频带的通频带的低频侧的下限频率。15.一种无线通信装置，其特征在于，具有: 包括权利要求6或权利要求8中所记载的滤波电路的前置电路； 天线；以及 经由所述前置电路连接至所述天线的通信电路， 所述滤波电路包括与所述谐振器分别串联连接的串联电感， 所述通信电路对应于多个通信频带， 至少一个并联臂在没有所述可变电抗的情况下的副谐振点的频率要低于多个所述通信频带中最低频侧的通信频带的通频带的低频侧的下限频率。16.如权利要求1至13中任一项所述的无线通信装置，其特征在于， 多个所述电抗部包括具有感应性电抗的第一电抗部。17.如权利要求16所述的无线通信装置，其特征在于， 所述第一电抗部是电感。18.如权利要求16所述的无线通信装置，其特征在于， 所述第一电抗部是压电谐振器。19.一种无线通信装置，其特征在于，具有: 包括权利要求16至权利要求18中任一项所记载的滤波电路的前置电路； 天线；以及 经由所述前置电路连接至所述天线的通信电路， 所述通信部至少在所述切换电路中选择所述第一电抗部时，利用在比阻频带更靠近低频侧具有通频带的第一通信频带来进行信号的发送和接收。20.如权利要求19所述的无线通信装置，其特征在于， 所述第一电抗部是具有谐振点和反谐振点的谐振器，所述谐振点与所述反谐振点之间的频带、与所述第一通信频带中的通频带和阻频带之间的隙带至少部分重叠。21.如权利要求20所述的无线通信装置，其特征在于， 所述第一电抗部中的所述谐振点和所述反谐振点之间的隙带、与所述第一通信频带中的通频带及所述隙带至少部分重叠。22.如权利要求20或21所述的无线通信装置，其特征在于， 所述第一电抗部中的所述谐振点和所述反谐振点中的至少一个会与所述隙带重叠。23.如权利要求1至权利要求13或权利要求16至权利要求18中任一项所述的滤波电路，其特征在于， 多个所述电抗部包括具有感应性电抗的第二电抗部。24.如权利要求23所述的滤波电路，其特征在于， 所述第二电抗部是电容。25.如权利要求23所述的滤波电路，其特征在于， 所述第二电抗部是压电谐振器。26.一种无线通信装置，其特征在于，具有: 包括权利要求23至权利要求25中记载的滤波电路的前置电路； 天线；以及 经由所述前置电路连接至所述天线的通信电路， 所述通信部至少在所述切换电路中选择所述第二电抗部时，利用在比阻频带更靠近高频侧具有通频带的第二通信频带来进行信号的发送和接收。27.如权利要求26所述的无线通信装置，其特征在于， 所述第二电抗部是具有谐振点和反谐振点的谐振器，对于比所述谐振点更靠近低频侧的频带或者比反谐振点更靠近高频侧的频带，其会与所述第二通信频带中的通频带和阻频带之间的隙带重叠。28.如权利要求26所述的无线通信装置，其特征在于， 对于所述第二电抗部中的比所述谐振点更靠近低频侧的频带或者比反谐振点更靠近高频侧的频带，其会与所述第二通信频带中的通频带及所述隙带重叠。29.如权利要求26或27所述的无线通信装置，其特征在于， 所述第二电抗部中的比所述反谐振点更靠近高频侧的频带会与所述第二通信频带中的所述隙带重叠。30.一种无线通信装置，其特征在于，具有: 包括权利要求1至13或权利要求16至权利要求18或权利要求23至权利要求25中任一项所记载的滤波电路的前置电路； 天线；以及 经由所述前置电路连接至所述天线的通信电路。
【文档编号】H04B1/50GK106031036SQ201580008027
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2015年2月5日
【发明人】谷将和, 杉山将三
【申请人】株式会社村田制作所