专利名称：从两路输入音频信号中导出至少三路音频信号的方法
技术领域：
本发明涉及音频信号处理。具体地说，本发明涉及“多方向”(或“多声道”)音频解码，使用一种“自适应”(或“有源”)音频矩阵方法，从一对音频输入信号流(或“信号”或“声道”)中，导出3路以上的音频信号流。本发明用于恢复多路音频，其中每一路信号对应于一个方向，此前通过一个编码矩阵被组合到路数较少的信号中去。虽然按照这样一种预先设计的矩阵编码来描述本发明，但是，应当理解，本发明并不是必须采用任何特定的矩阵编码方法，也可以用于从原先为双声道重放而录制的材料中产生令人满意的方向效果。
背景技术：
在现有技术中，音频矩阵编码和解码是众所周知的。例如，在所谓“4-2-4”音频矩阵编码和解码中，通常对应于4个基本方向(例如，左、中置、右和环绕，或左前、右前、左后和右后)的4路源信号，以幅度-相位矩阵方式被编码为两路信号。这两路信号被发送或存储，并且随后被一个幅度-相位矩阵解码器解码，以便恢复近似原始的4路源信号。由于矩阵解码器存在一个众所周知的缺陷，即被解码的各音频信号中有串音，所以已解码的各信号只是一种近似。理想的情况是，被解码的各信号应当跟各源信号相同，在各信号之间具有极大的隔离度。然而，在各种矩阵编码器中所固有的串音导致在对应于相邻方向的各信号之间只有3dB的隔离度。在本技术领域，矩阵特性不发生改变的音频矩阵被称为“无源”矩阵。
为了克服在各种矩阵解码器中存在的串音问题，在现有技术中，人们已经知道通过自适应地改变解码矩阵的各项特性，以提高在已解码的各信号之间的隔离度，使其更近似于源信号。这样一种有源矩阵解码器的一个众所周知的实例就是在美国专利第4,799,260号中所描述的Dolby Pro Logic解码器，该专利在此全部用作参考。该’260号专利引用了多个先有专利技术，其中许多都描述了各种不同类型的自适应矩阵解码器。其他现有技术的专利包括本发明人的专利，其中包括美国专利第5,625,696号、5,644,640号、5,504,819号、5,428,687号以及5,172,415号。这些专利中的每一件也在此全部用作参考。
虽然人们指望现有技术的自适应矩阵解码器能降低在重放的信号中的串音并且能更接近地重放各源信号，现有技术已经以不同方法来达到此目的，其中许多方法是复杂的和繁琐的，它们没有注意到在解码器中各中间信号之间所期待的关系，这些关系能被用来简化解码器并提高解码器的精度。
相应地，本发明旨在提供几种方法和装置，它们识别并利用在自适应矩阵解码器中各中间信号之间此前未被关注的关系。利用这些关系，特别是通过使用采用负反馈的自动自抵消配置，就能容易地抵消不希望有的串音成分。
发明内容
根据本发明的第一方面，本发明提供一种方法，用以从两路输入音频信号中导出至少3路音频输出信号，其中，通过一个无源矩阵从所述两路输入音频信号中导出4路音频信号，上述无源矩阵响应两路音频信号产生两对音频信号第1对导出的音频信号代表处于第1轴(例如“左方”和“右方”信号)的方向，第2对导出的音频信号代表处于第2轴(例如“中置”和“环绕”信号)的方向，所述第1和第2轴基本上互相正交。处理每一对所述已导出的音频信号，以分别产生第1对和第2对(分别是左/右对和中置/环绕对)中间音频信号，使得在每一对中间音频信号中各音频信号的相对幅度的大小趋于均等。至少通过以相同的极性对第2对(中置/环绕对)中间音频信号中的每一个音频信号的至少一个分量进行组合，来产生第1输出信号(例如左方输出信号Lout)，该信号代表处于已导出的音频信号对(左/右对)(从该对已导出的音频信号产生第1对(左/右对)中间信号)的轴的第1方向。至少通过以相反的极性对第2对(中置/环绕对)中间音频信号中的每一个音频信号的至少一个分量进行组合，来产生第2输出信号(例如右输出信号Rout)，该信号代表处于已导出的音频信号对(左/右对)(从该对已导出的音频信号产生第1对(左/右对)中间信号)的轴的第2方向。至少通过以相同极性或相反极性，对第1对(左/右对)中间音频信号中的每一个音频信号的至少一个分量进行组合，来产生第3输出信号(例如中置输出信号Cout或环绕输出信号Sout)，该信号代表处于已导出的音频信号对(中置/环绕对)(从该对已导出的音频信号产生第2对(中置/环绕对)中间音频信号)的轴的第1方向。可选地，若通过相同极性的组合来产生第3输出信号，则以相反极性，若通过相反极性的组合来产生第3输出信号，则以相同极性，至少通过对所述第1对中间音频信号(左/右对)中的每一个音频信号的至少一个分量进行组合，来产生第4输出信号(例如，若第3输出信号为中置输出信号Cout，它就是环绕输出信号Sout，或者若第3输出信号为Sout，它就是Cout)，它代表处于已导出的音频信号对(中置/环绕)(从该对已导出的音频信号产生第2对(中置/环绕)中间信号)的轴上的第2方向。
各解码信号之间迄今为止未被关注关系为，通过力求使在每一对中间音频信号中的各中间音频信号的幅度趋于均等，可以使得在解码输出信号中不希望有的串音分量基本上被抑制掉。为了实现基本上的串音抵消，本原理并不要求完全的均等。通过使用能导致不希望有的串音分量自动抵消的负反馈配置，就能容易地和最好地实现这样的处理。
本发明包括具有等效拓扑结构的各实施例。在每一个实施例中，如上所述，从作用于一对输入信号的无源矩阵中导出各中间信号，并且力求使这些中间信号趋于均等。在采用第一种拓扑结构的各实施例中，将各中间信号的一个抵消分量与无源矩阵信号(来自作用于各输入信号或其它信号的无源矩阵)加以组合，以产生各输出信号。在采用第二种拓扑结构的一个实施例中，各中间信号对被组合产生各输出信号。
本发明的其他方面包括导出附加的控制信号，用以产生附加的输出信号。
本发明的一个主要目标就是在多种输入信号条件下实现可测量且可察觉的串音高度抵消，而仅使用在精度方面没有特殊要求的电路，在控制路径中也不要求异常复杂设计，以上两方面要求在现有技术中都存在。
本发明的另一个目标就是，以比现有技术的电路更简单或更廉价的电路来获得如此高的性能。
图1是对理解本发明有用的现有技术的无源解码矩阵的工作原理示意图。
图2是对理解本发明有用的现有技术的有源矩阵解码器的工作原理示意图，其中，无源矩阵的输出依比例变化的结果在各线性组合器中与无源矩阵那些不变的输出相加。
图3是根据本发明的针对图2的左右VCA及和差VCA，以及针对在本发明其他各实施例中VCA的一种反馈导出控制系统的工作原理示意图。
图4是根据本发明的一种配置的工作原理示意图，等效于图2和图3的组合，其中，各输出组合器响应输入信号Lt和Rt，产生无源矩阵的输出信号各分量，而不是从无源矩阵接收它们，从该无源矩阵导出各抵消分量。
图5是根据本发明的一种配置的工作原理示意图，等效于图2、图3和图4的组合。在图5的配置中，需要保持相等的信号是被施加到输出导出组合器以及被施加到用于控制VCA的反馈电路的各信号；各反馈电路的输出包括无源矩阵的各分量。
图6是根据本发明的一种配置的工作原理示意图，等效于图2、图3、图4和图5的组合，其中，由与VCA和减法器配置中的VCA相反方向改变其增益的一个VCA，来取代由一个VCA和减法器所提供的可变增益电路增益(1-g)。在这个实施例中，无源矩阵的各分量是隐含的。而在其他各实施例中，无源矩阵的各分量是明显的。
图7是一份理想化的图，表示Lt/Rt反馈导出控制系统的左右VCA增益gl和gr(垂直轴)与摇移角α(水平轴)的关系。
图8是一份理想化的图，表示和/差反馈导出控制系统的和与差VCA增益gc和gs(垂直轴)与摇移角α(水平轴)的关系。
图9是一份理想化的图，表示在一种比例关系下左/右和反向和/差控制电压(垂直轴)与摇移角α(水平轴)的关系，其中各控制信号的最大和最小值为+/-15V。
图10是一份理想化的图，表示图9的两条曲线中数值较小者(垂直轴)与摇移角α(水平轴)的关系。
图11是一份理想化的图，表示在从图9的两条曲线中取出数值较小者之前，和/差电压被乘以0.8的比例因子后，所得到曲线中数值较小者(垂直轴)与摇移角α(水平轴)的关系。
图12是一份理想化的图，表示左后/右后反馈导出控制系统的左后和右后VCA增益glb和grb(垂直轴)与摇移角α(水平轴)的关系。
图13是根据本发明的一个有源矩阵解码器的一部分的工作原理示意图，其中获得了6路输出。
图14是一份工作原理示意图，表示用于如图13所示的6路输出有源矩阵解码器的6路抵消信号的导出。
图15是表示实现本发明的各个方面的实际电路示意图。
实施本发明的最佳方式图1从功能原理上示出一个无源解码矩阵。下列各方程式建立各输出与输入Lt和Rt(“左全部”和“右全部”)之间的关系
Lout＝Lt(方程式1)Rout＝Rt(方程式2)Cout＝1/2*(Lt+Rt) (方程式3)Sout＝1/2*(Lt-Rt) (方程式4)(本文中所有方程式中的符号“*”都表示相乘。)中置输出为各输入之和，而环绕输出为各输入之间的差。此外，二者都有一个比例因子；这个比例因子是任意的，并且为了便于说明，它被选择为1/2。其他的比例因子数值也是可能的。通过用一个+1/2的比例因子将Lt和Rt施加到线性组合器2来获得输出Cout。通过分别用比例因子+1/2和-1/2将Lt和Rt施加到线性组合器4来获得输出Sout。
因此，图1的无源矩阵产生两对音频信号，第1对为Lout和Rout，第2对为Cout和Sout。在本例中，无源矩阵的基本方向被指定为“左”、“中置”、“右”和“环绕”。相邻的基本方向处于互相垂直的轴上，使得对于这些方向标记来说，左邻接于中置和环绕，环绕邻接于左和右，等等。应当理解，本发明可应用于任何正交的2∶4解码矩阵。
根据一种不变的关系(例如，在图1中，Cout一直是1/2*(Lt+Rt))，无源矩阵解码器从m路音频信号导出n路音频信号，其中n大于m。与此相反，有源矩阵解码器根据一种可变关系来导出n路音频信号。一种配置有源矩阵解码器的方法就是将依赖于信号的各信号分量与一个无源矩阵的输出信号组合在一起。例如，如图2所示的功能示意图，提供无源矩阵各输出的可变比例的4个电压控制放大器(VCA)6、8、10和12在线性组合器14、16、18和20中，与无源矩阵各不变的输出(即，两路输入本身连同组合器2和4的两路输出)相加。由于各VCA的输入都是分别从无源矩阵的左、右、中置和环绕输出端导出的，所以它们的增益可以被指定为gl、gr、gc和gs(全部为正值)。VCA的各输出信号构成各抵消信号，并且与无源地导出的具有来自多个方向的串音的各路输出组合在一起，各抵消信号是从这些方向导出的，以便通过抑制串音来改进矩阵解码器的方向性能。
要注意的是，在图2的配置中，无源矩阵的各路径仍然存在。每一路输出都是无源矩阵各输出分别加上两个VCA的输出的组合。各VCA输出被选择和乘以比例因子，以分别为无源矩阵输出提供所需的串音抵消，其中考虑到出现在代表相邻的基本方向上的各输出中的串音分量。例如，一个中置信号在被无源地解码的左和右信号中产生串音，一个环绕信号在被无源地解码的左和右信号中产生串音。相应地，左信号输出应当跟从被无源地解码的中置和环绕信号导出的抵消信号分量组合在一起，并且对其他4路来说也类相似。在图2中，信号被按比例缩放、极化和组合的方式提供了所需的串音抑制。通过在0到1的范围内改变各自的VCA增益(如图2中的比例因子)，就能抑制在被无源地解码的各路输出中的不希望有的串音分量。
图2的配置具有下列方程式Lout＝Lt-gc**(Lt+Rt)-gs**(Lt-Rt)(方程式5)Rout＝Rt-gc**(Lt+Rt)+gs**(Lt-Rt)(方程式6)Cout＝*(Lt+Rt)-gl**Lt-gr**Rt(方程式7)Sout＝*(Lt-Rt)-gl**Lt+gr**Rt(方程式8)若所有VCA的增益均为0，则其配置将跟无源矩阵相同。对于所有VCA的增益的任何相等数值来说，图2的配置将仅与无源矩阵差一个比例常量。例如，若所有VCA都具有0.1的增益，则Lout＝Lt-0.05*(Lt+Rt)-0.05*(Lt-Rt)＝0.9*LtRout＝Rt-0.05*(Lt+Rt)+0.05(Lt-Rt)＝0.9*RtCout＝*(Lt+Rt)-0.05*Lt-0.05*Rt＝0.9**(Lt+Rt)Sout＝*(Lt-Rt)-0.05*Lt+0.05*Rt＝0.9**(Lt-Rt)其结果是用比例因子0.9来乘以无源矩阵。因此，显而易见，将在下面描述的静态VCA增益的精确数值并不重要。
考虑一个实例，对只考虑各基本方向(左、右、中置和环绕)的情形来说，输入分别为仅有Lt，仅有Rt，Lt＝Rt(极性相同)，以及Lt＝-Rt(极性相反)，并且相应的有用信号输出为仅有Lout，仅有Rout，仅有Cout和仅有Sout。在每一种情况下，理想地，一路输出端应当仅提供一种信号，并且其余的各输出端应当不提供信号。
通过检验，显而易见，若各VCA可以被控制，使得对应于所需基本方向的一个VCA的增益为1，而其余各VCA的增益远小于1，则在除所需的以外所有输出端，各VCA信号将抵消不希望有的各输出。如上所述，在图2的配置中，各VCA输出抵消在各相邻的基本方向上(无源矩阵有串音进入这些方向)的串音分量。
这样，例如若向两个输入端馈送大小相等的同相信号，使得Rt＝Lt＝(比方说)1，并且若结果是gc＝1，而gl、gr和gs均为0或接近于0，则有Lout＝1-1**(1+1)-0**(1-1)＝0Rout＝1-1**(1+1)+0**(1-1)＝0Cout＝*(1+1)-0**1-0**1＝1Sout＝*(1-1)-0**1+0**1＝0仅有的输出来自所期待的Cout，类似的计算将表明，仅从其他3个基本方向中之一取一路信号的情形也与此相同。
方程式5、6、7和8可以等效地变换为Lout＝*(Lt+Rt)*(1-gc)+*(Lt-Rt)*(1-gs)(方程式9)Cout＝*Lt*(1-gl)+*Rt*(1-gr) (方程式10)Rout＝*(Lt+Rt)*(1-gc)-*(Lt-Rt)*(1-gs)(方程式11)Sout＝*Lt*(1-gl)-*Rt*(1-gr) (方程式12)在这样的配置中，每一路输出都是两路信号的组合。Lout和Rout二者都涉及两路输入信号的和与差以及和与差VCA的增益(这些VCA的输入为从中置和环绕方向导出的，此方向对正交于左右方向)。Cout和Sout二者都涉及实际的两路输入信号以及左和右VCA的增益(这些VCA各自的输入为从左和右方向导出的，此方向对正交于中置和环绕方向)。
考虑一个非基本方向，其中向Rt馈送类似Lt的信号，具有相同的极性，但在幅度上有所衰减。这种情况表示将一个信号放在介于左和中置基本方向之间的某个位置上，并且因此应当提供来自Lout和Cout的输出，而少提供或不提供来自Rout和Sout的输出。
对Rout和Sout来说，若式中两项大小相等而极性相反，就能得到零输出。
对Rout来说，针对这种抵消的关系为[1/2*(Lt+Rt)*(1-gc)]的大小＝[1/2*(Lt-Rt)*(1-gs)]的大小 (方程式13)对Sout来说，对应的关系为[1/2*Lt*(1-gl)]的大小＝[1/2*Rt*(1-gr)]的大小(方程式14)考虑到信号在任何两个相邻的基本方向之间的摇移(或者，简单地说，定位)也将揭示类似的两种关系。换句话说，当输入信号代表一个在任何两个相邻输出之间摇移的声音时，这样的幅度关系将保证声音从对应于那两个相邻的基本方向的输出中发出，而其他两路输出不提供声音。为了实质上获得这样的结果，在方程式9-12的每一个方程式中两项的大小应当力求趋于相等。通过使有源矩阵内两对信号的相对幅度保持相等，就能实现这一点[(Lt+Rt)*(1-gc)]的大小＝[(Lt-Rt)*(1-gs)]的大小(方程式15)以及[Lt*(1-gl)]的大小＝[Rt*(1-gr)]的大小 (方程式16)示于方程式15和16的所需的关系与方程式13和14中所示的相同，只是省略了比例因子。当由图2的各组合器14、16、18和20获得各输出时，应注意各信号赖以组合的极性以及它们的比例因子。
本发明基于这些迄今为止人们尚未注意到的相等幅度大小关系的发现，并且，最好是如下面将要说明的那样，使用自动反馈控制来维持这些关系。
从以上关于不希望有的串音信号分量的抵消的讨论以及从对各基本方向的要求，可以推断，对于本说明中所使用的比例因子，一个VCA的最大增益应为1。在静态、未定义或 “不加控制”的条件下，各VCA应当采用低的增益，以便有效地提供无源矩阵。当一对VCA其中之一的增益需要从它的静态数值提升到1时，这一对的另一个可以保持静态增益或者可以按相反方向变化。一种方便和实用的关系就是令这一对VCA的增益的乘积保持恒定。使用模拟的VCA，以分贝表示的增益是控制电压的一个线性函数，若一个控制电压被均等地(但是实际上具有相反的极性)施加到一对VCA上，则会自动地出现这种情况。另一种可供选择的方案就是令这一对VCA的增益之和保持恒定。当然，还可以以数字方式或以软件形式来实施本发明，而不使用模拟部件。
因此，例如，若静态增益为1/a，则两对VCA的增益之间的实际关系可以表示为它们的乘积，即gl*gr＝1/a2，以及gc*gs＝1/a2。
“a”的典型数值可能为10～20。
图3示出针对图2的左和右VCA(分别是6和12)的一个反馈导出控制系统的工作原理示意图。该系统接收输入信号Lt和Rt，对它们进行处理，以导出中间信号Lt*(1-gl)和Rt*(1-gr)，对两个中间信号的大小进行比较，并且在幅度大小不同时，产生一个误差信号，该误差信号使各VCA减少幅度大小差异。获得这种结果的一种途径就是对中间信号进行整流，以导出它们的幅度，并将这两个幅度信号施加到比较器，比较器的输出以一种方向来控制各VCA的增益，例如，信号Lt的增加将使gl增加，并使gr减少。这样来选择电路的各数值(或者在数字或软件实现方式中的等价物)，使得当比较器的输出为0时，静态放大器的增益小于1(例如为1/a)。
在模拟方式下，实现这种比较功能的一条实用途径就是将这两个幅度转换到数域，使得比较器对它们进行减法运算，而不是确定它们的比值。许多模拟的VCA具有与控制信号的指数成正比的增益，因此，它们本身很方便地得到基于对数的比较器的控制输出的逆对数。然而，与此相对比，若以数字方式实现，则将这两个幅度相除，并将其结果用作VCA函数的直接乘数或除数，这可能是更方便的。
更具体地说，如图3所示，输入Lt被施加到“左”VCA6以及线性组合器22的一个输入端，在这里，它以+1的比例因子被施加。左VCA6的输出以-1的比例因子被施加到组合器22(因此形成一个减法器)，并且组合器22的输出被施加到一个全波整流器24。输入Rt被施加到“右”VCA12以及线性组合器26的一个输入端，在这里，它以+1的比例因子被施加。右VCA12的输出以-1的比例因子被施加到组合器26(因此形成一个减法器)，并且组合器26的输出被施加到一个全波整流器28。整流器24和28的输出被分别施加到运算放大器30(用作差动放大器)的非反相和反相输入端。放大器30的输出提供一个具有误差信号性质的控制信号，它以同相方式被施加到VCA6的增益控制输入端，并以极性反转的方式被施加到VCA12的增益控制输入端。该误差信号表示其幅度有待于均衡的两个信号在幅度上存在差异。误差信号被用来按照正确的方向来“控制”两个VCA，以减少中间信号在幅度上的差异。送往组合器16和18的输出取自VCA6和VCA12的输出。因此，每一路中间信号仅有一个分量被施加到各输出组合器，即，-Ltgr和-Rtgl。
对于稳态信号条件来说，通过提供足够的环路增益，可以将幅度上的差异减少到一个可以忽略不计的数值。然而，为了获得实质性的串音抵消，没有必要将幅度上的差异减少到0或者一个可以忽略不计的数值。例如，从理论上说，足以使分贝(dB)差异减少到十分之一的环路增益，在最坏情况下，能使串音降低30dB。对动态情况来说，应当选择反馈控制配置中的时间常数，以这样一种方式来使各幅度趋于均等，使得至少在大多数信号条件下，它基本上是听不见的。在所描述的各种配置中，关于时间常数选择的具体情况不在本发明的范围之内。
最好是，通过选择电路的各项参数，以提供大约20dB的负反馈，使得VCA的各增益都不能大于1。对于在本文中结合图2、4和5的配置来描述的比例因子的实例来说，VCA的各增益可以从某个很小的数值(例如，远小于1的1/a2)改变到1，但不超过1。由于负反馈，图3的配置将使进入各整流器的各信号近似地相等。
由于当增益很小时，准确的增益(数值)并不重要，所以任何其他关系将导致类似的可接受的结果，上述关系是指当一对(VCA)中的一个的增益增大趋向1时，能迫使另一个(VCA)的增益变为一个小的数值。
用于图2的中置和环绕VCA(分别是8和10)的反馈导出控制系统基本上跟上述的图3的配置相同，但所接收的不是Lt和Rt，而是它们的和与差，并将其来自VCA6与VCA12(组成各自的中间信号的一个分量)的输出施加到组合器14和20。
因此，通过使用在精度方面没有特殊要求的电路，同时使用被集成到信号路径之中的一种简单的控制路径，就能在多种输入信号条件下实现高度的串音抵消。反馈导出控制系统处理来自无源矩阵的成对的音频信号，力求使在每一对中间音频信号中的各中间音频信号的相对幅度的大小趋于均等。
图3所示的反馈导出控制系统按照相反的方向来控制VCA6和VCA12的增益，力求使送往整流器24和28的输入趋于均等。这两项趋于均等的程度取决于各整流器、跟在它们后面的比较器30以及各VCA的增益/控制关系的各项特性。环路增益越高，就越接近于均等，但是跟这些部件的各项特性无关，趋于均等的努力总是要作出的(当然，假定各信号的极性有助于缩小电平差异)。在实践中，比较器不可能有无穷大的增益，但是它可以被实现为一个具有有限增益的减法器。
若各整流器都是线性的，也就是说，它们的输出跟输入幅度成正比，则比较器或减法器的输出就是信号电压或电流差值的一个函数。若代之以按对数规律来响应输入幅度(即响应于以dB表示的电平)的各整流器，则在比较器输入端所进行的减法运算就等效于取各输入电平的比值。有利之处在于，其结果仅取决于以dB表示的信号差值，而跟绝对的信号电平无关。考虑到以dB表示的源信号电平能更近似地反映人的听觉，这就意味着环路增益相等的其他方面均与响度无关，因而力求达到的均等的程度也跟绝对响度无关。当然，在某些很低的电平上，对数整流器将不能精确地进行工作，因此，将存在一个输入阈值，低于此阈值时，力求趋于均等的操作将停止。然而，其结果是，对高输入电平来说，在不需要异常高的环路增益的条件下，可以在70dB以上的范围内保持控制，但仍然存在环路稳定性的潜在问题。
类似地，VCA6和12可以具有与它们的控制电压成正比或成反比的增益(即，乘法器或除法器)。将产生这样的效果当增益很小时，控制电压的小的绝对变化将导致以dB表示的增益的巨大变化。例如，考虑一个在反馈导出控制系统结构中所需的具有最大增益为1的VCA，以及一个比方说从0改变到10V的控制电压Vc，因此，增益可以被表示为A＝0.1*Vc。当Vc接近其最大值时，从比方说9900到10000mV的100mV的变化将提供20*log(10000/9900)或者大约0.09dB的增益变化。当Vc很小时，从比方说100到200mV的100mV的变化将提供20*log(200/100)或者6dB的增益变化。其结果是，有效的环路增益以及相应的响应速度的变化将在很大程度上取决于控制信号是大还是小。再有，可能存在环路稳定性的问题。
通过使用以dB表示的增益正比于控制电压的各VCA，或者换句话说，通过使用其电压或电流增益依赖于控制电压的指数或反对数的各VCA，就能解决这个问题。只要控制电压处于其范围内，那么诸如100mV那样小的控制电压的变化将给出在增益上的相同dB数的变化。这样的器件，作为模拟集成电路，可以容易地获得，并且在数字的实施方式中，可以容易地获得这样的特性或者近似的特性。
因此，本优选实施例使用对数整流器以及以指数控制的可变增益放大器，在各输入电平以及两个输入信号比值的一个较宽范围内，在力求趋于均等(考虑用dB来表示)方面能提供更接近的均匀性。
由于在人的听觉中，随着频率的改变，对方向的感知不能保持恒定，所以人们希望对进入各整流器的各信号进行频率加权，以便对那些对人的方向感贡献最大的频率进行加重，并且对那些可能导致不适当的导向的频率进行去加重。因此，在实际的各实施例中，在图3的整流器24和28的前面，安装了凭经验导出的滤波器，所提供的响应是，对低频和非常高的频率进行衰减，并且在可听范围的中部提供平缓提升的响应。要注意的是，这些滤波器不会改变各输出信号的频率响应，它们仅仅改变在反馈导出控制系统中的各控制信号和各VCA增益。
图4从功能上并且以示意方式来表示等效于图2和图3的组合的一种配置。它不同于图2和图3的组合之处在于，各输出组合器响应于输入信号Lt和Rt，产生无源矩阵的输出信号各分量，而不是从无源矩阵接收它们，各抵消分量是从上述无源矩阵导出的。假定在各无源矩阵中，各求和系数基本上是相同的，则这样的配置提供了与图2和图3的组合同样的结果。图4纳入了结合图3加以说明的各项反馈配置。
更具体地说，在图4中，输入Lt和Rt首先被施加到含有组合器2和4的无源矩阵，如同图1的无源矩阵配置那样。输入Lt，它也是无源矩阵的“左”输出，被施加到“左”VCA32，并且以+1的比例因子被施加到线性组合器34的一个输入端。左VCA32的输出以-1的比例因子(因此，形成一个减法器)被施加到组合器34。输入Rt，它也是无源矩阵的“右”输出，被施加到“右”VCA44，并且以+1的比例因子被施加到线性组合器46的一个输入端。右VCA44的输出以-1的比例因子(因此，形成一个减法器)被施加到组合器46。组合器34和46的输出分别是信号Lt*(1-gl)和Rt*(1-gr)，并且人们希望让这些信号的幅度保持相等或者力求使它们趋于均等。为了获得这样的结果，最好是将那些信号施加到如图3所示并结合它进行描述的反馈电路。然后，反馈电路对各VCA32和44的增益进行控制。
此外，仍然参看图4，来自组合器2的无源矩阵的“中置”输出被施加到“中置”VCA36，并且以+1的比例因子被施加到线性组合器38的一个输入端。中置VCA36的输出以-1的比例因子(因此，形成一个减法器)被施加到组合器38。来自组合器4的无源矩阵的“环绕”输出被施加到“环绕”VCA40，并且以+1的比例因子被施加到线性组合器42的一个输入端。环绕VCA40的输出以-1的比例因子(因此，形成一个减法器)被施加到组合器42。组合器38和42的输出分别是信号1/2*(Lt+Rt)*(1-gc)以及1/2*(Lt-Rt)*(1-gs)，并且人们希望让这些信号的幅度保持相等或者力求使它们趋于均等。为了获得这样的结果，最好是将那些信号施加到如图3所示并结合它进行描述的反馈电路。然后，反馈电路对各VCA38和42的增益进行控制。
各输出信号Lout、Cout、Sout和Rout由各组合器48、50、52和54产生。每一个组合器都接收两个VCA的输出(这些VCA输出构成各中间信号的一个分量，力求使其大小保持相等)，以提供各抵消信号分量，以及输入信号其中之一或二者，以提供无源矩阵各信号分量。更具体地说，输入信号Lt以+1的比例因子被施加到Lout组合器48，以+1/2的比例因子被施加到Cout组合器50，并且以+1/2的比例因子被施加到Sout组合器52。输入信号Rt以+1的比例因子被施加到Rout组合器54，以+1/2的比例因子被施加到Cout组合器50，并且以-1/2的比例因子被施加到Sout组合器52。左VCA32的输出以-1/2的比例因子被施加到Cout组合器50，同样以-1/2的比例因子被施加到Sout组合器52。右VCA 44的输出以-1/2的比例因子被施加到Cout组合器50，并且以+1/2的比例因子被施加到Sout组合器52。中置VCA36的输出以-1的比例因子被施加到Lout组合器48，并且以-1的比例因子被施加到Rout组合器54。环绕VCA 40的输出以-1的比例因子被施加到Lout组合器48，并且以+1的比例因子被施加到Rout组合器54。
应当注意的是，在不同的图中，例如在图2和4中，可能起初发现各抵消信号与无源矩阵各信号之间不存在反相关系(例如，某些抵消信号以与无源矩阵信号相同的极性被施加到各组合器)。然而，在工作中，当一个抵消信号变为显著时，它将具有跟无源矩阵信号相反的极性。
图5从功能上以及以示意方式来表示等效于图2、3和4的组合的另一种配置。在图5的配置中，有待于保持相等的信号就是被施加到各输出导出组合器以及用以控制各VCA的各反馈电路的各信号。这些信号包括无源矩阵输出信号各分量。与此相对比，在图4的配置中，来自各反馈电路的、被施加到各输出组合器的各信号就是VCA的各输出信号并且排除无源矩阵各分量。因此，在图4(以及在图2和图3的组合)中，无源矩阵各分量应当明显地跟各反馈电路的输出组合在一起，而在图5中，各反馈电路的输出包括无源矩阵各分量，并且它们本身是足够的。同样要注意的是，在图5的配置中，被施加到各输出组合器的是各中间信号输出，而不是各VCA的输出(每一路VCA输出仅构成中间信号的一个分量)。尽管如此，图4和图5的配置(连同图2和图3的配置)是等效的，并且，若求和系数是精确的话，则来自图5的各输出跟来自图4(以及图2和图3的组合)的相同。
在图5中，通过处理无源矩阵各输出并且随后进行加或减，以导出所需的各输出，就能获得在方程式9、10、11和12中的4路中间信号[1/2*(Lt+Rt)*(1-gc)]，[1/2*(Lt-Rt)*(1-gs)]，[1/2*Lt*(1-gl)]，以及[1/2*Rt*(1-gr)]。这些信号也被馈送到两个反馈电路的各整流器和各比较器，如同前面结合图3所说明的那样，各反馈电路力求使各信号对的大小保持相等。如同被施加到图5的配置(的信号)那样，图3的反馈电路送往各输出组合器的各输出取自各组合器22和26的各输出，而不是取自各VCA6和12。
仍旧参看图5，在组合器2和4，各VCA32、36、40和44，以及各组合器34、38、42和46之间的连接都跟图4的配置相同。同样，在图4和图5二者的配置中，各组合器34、38、42和46的输出最好被施加到两个反馈控制电路(组合器34和46的输出送往第1反馈控制电路，以便产生用于各VCA32和44的控制信号，并且组合器38和42的输出送往第2反馈控制电路，以便产生用于VCA36和40的控制信号)。在图5中，组合器34的输出，即信号Lt*(1-gl)，以+1的比例因子被施加到Cout组合器58，并且以+1的比例因子被施加到Sout组合器60。组合器46的输出，即信号Rt*(1-gr)，以+1的比例因子被施加到Cout组合器58，并且以-1的比例因子被施加到Sout组合器60。组合器38的输出，即信号1/2*(Rt+Lt)*(1-gc)，以+1的比例因子被施加到Lout组合器56，并且以+1的比例因子被施加到Rout组合器62。组合器42的输出，即信号1/2*(Lt-Rt)*(1-gs)，以+1的比例因子被施加到Lout组合器56，并且以-1的比例因子被施加到Rout组合器62。
不同于现有技术的各种自适应矩阵解码器，其控制信号由各输入产生，本发明优选地采用一种闭环控制，其中，提供输出的各信号的大小被测量并且被反馈，以提供自适应。特别是，不同于现有技术的开环系统，所期望的针对非基本方向的无用信号的抵消不依赖于信号与控制路径的各项特性的精确匹配，并且闭环配置大大地降低了对电路中精度的要求。
理想地，除了实际电路的缺点以外，本发明的“保持幅度相等”的配置在这样的意义上是“完备的”，即，具有已知的相对幅度和极性的、送往输入端Lt和Rt的任何信号源将产生来自所需输出的各信号，并在其他输出端产生可以忽略不计的各信号。“已知的相对幅度和极性”指的是输入Lt和Rt代表一个基本方向或者介于相邻的基本方向之间的一个位置。
再次考虑方程式9、10、11和12，可以看出，包含一个VCA的每一个可变增益电路的总增益是一种采取(1-g)形式的减法配置。每一个VCA增益可以从一个小的数值改变到1，但不超过1。相应地，可变增益电路的增益(1-g)可以从非常接近于1改变到0。因此，图5可以重画为图6，在这里，每一个VCA以及相关的减法器已经用单独的一个VCA来代替，后者的增益按照与图5所示的VCA相反的方向发生改变。因此，每一个可变增益电路的增益(1-g)(其实现方法是，例如，如图2/3、4和5那样，用一个增益为“g”的VCA，从一个无源矩阵输出中减去其输出)都被一个对应的可变增益电路的的增益“h”(其实现方法是，例如，用一个作用于无源矩阵输出的具有增益“h”的单独的VCA来代替)所取代。若增益“(1-g)”的特性跟增益“h”相同，并且若反馈电路力求使所需的各信号对的幅度保持均等，则图6的配置将等效于图5的配置，并将提供相同的输出。实际上，所有描述的配置，即图2/3、4、5和6的配置，都是互相等效的。
虽然图6的配置是等效的，并且其功能跟前面的所有配置都切实相同，但是要注意的是，无源矩阵不是明显地出现，而是隐含地出现。在前面的配置的静态的或不加控制的条件下，各VCA的增益g都降低到很小的数值。在图6的配置中，当所有的VCA增益h都提升到它们的最大值(1或接近于1)时，就出现相应的不加控制的状态。
更具体地参看图6，无源矩阵的“左”输出，它也相同于输入信号Lt，被施加到具有增益hl的“左”VCA64，以产生中间信号Lt*hl。无源矩阵的“右”输出，它也相同于输入信号Rt，被施加到具有增益hr的“右”VCA70，以产生中间信号Rt*hr。来自组合器2的无源矩阵的“中置”输出，被施加到具有增益hc的“中置”VCA66，以产生中间信号1/2*(Lt+Rt)*hc。来自组合器4的无源矩阵的“环绕”输出，被施加到具有增益hs的“环绕”VCA68，以产生中间信号1/2*(Lt-Rt)*hs。如上所述，各VCA增益h按照与各VCA增益g相反的方向改变，使得h增益特性与(1-g)增益特性相同。控制电压的产生结合目前所描述的实施例对各控制信号的分析对于更好地理解本发明，以及在解释本发明的原理如何被用来从一对音频输入信号流中导出5个以上的音频信号流都是有用的，其中每一个信号流都跟一个方向有关。
在以下的分析中，考虑一个音频源来说明结论，该音源按照顺时针方向，环绕着在一个圆圈中的听者摇移，开始于后面，经过左方，中前，右方，然后回到后面。变量α是相对于一个听者的映像的角度(以度为单位)量值，0°为处于后面，以及180°为处于中前。通过下列表达式，建立各输入幅度Lt和Rt与α之间的联系Lt=cos[π(α-90)360]]]>(方程式17A)Rt=sin[π(α-90)360]]]>(方程式17B)参数α与各输入信号的幅度比值及极性之间存在一一对应关系；使用α导致更方便的分析。当α为90°时，Lt为有限量并且Rt为0，即，只有左路。当α为180°时，Lt等于Rt，并且具有相同的极性(中前)。当α为0°时，Lt等于Rt，但是具有相反的极性(中后)。正如将在下面进一步地说明那样，当Lt跟Rt相差5dB并且具有相反的极性时，将出现感兴趣的特定数值；这时，在0的两侧将产生31°的α数值。在实践中，左前方和右前方各扬声器通常被放置在比相对于中心的±90°更靠前的地方(例如，±30°到45°)，因此α实际上不代表相对于听者的角度，而是一个用于说明摇移的一项任意的参数。在待描述的图形中，水平轴的中心(α＝180°)代表中前，左右两端(α＝0°和360°)代表后面。
正如上面结合图3的描述所讨论的那样，在反馈导出控制系统中，一对VCA的增益之间的一种方便而实用的关系使它们的乘积保持恒定。如图3的实施例那样，当相同的控制信号同时馈送到按照指数控制的一对VCA时，就会自动地出现这样的情况，即，其中一个的增益升高而另一个的增益下降。
用Lt和Rt来表示输入信号，将VCA增益gl和gr的乘积设置为等于1/a2，并且假定环路增益足够大，两个输出幅度也已经趋于均等，图3的反馈导出控制系统这样来调节VCA的各增益，使之满足下列方程式|Lt|·(1-gl)＝|Rt|·(1-gr)(方程式18)此外，gl·gr=1a2]]>(方程式19)很显然，在第1个方程式中，Lt和Rt的绝对大小是无关的。其结果仅依赖于它们的比值Lt/Rt；将这个比值称为X。将第2个方程式中的gr代入第1个方程式，就得到关于gl的一个二次方程式，其解为(该二次方程式的另一个根不代表一个真实的系统)gl=12[X·a2-a2+a2·(X2·a2-2·X·a2+a2+4·X)]X·a2]]>(方程式20)绘出gl和gr相对于摇移角α的图形，就能得到图7。如同所期望的那样，当输入仅代表左方(α＝90°)时，gl从处于后方的一个很小的数值上升到最大值1，并且随后降低到中前(α＝180°)的一个小的数值。在右半部，gl保持一个很小的数值。类似地和对称地，除了在摇移的右半部的中央以外，gr都是很小的，当α＝270°(只有右方)时，gr上升到1。
以上的各项结果都是针对Lt/Rt反馈导出控制系统的。和/差反馈导出控制系统按照切实相同的方式来发挥作用，产生和增益gc以及差增益gs的图，如图8所示。再次，如同所期望的那样，在中前，和增益上升到1，而在其他各处，则降低到一个很小的数值，差增益则在后面上升到1。
若反馈导出控制系统的VCA各增益取决于控制电压的指数，如同在优选实施例中那样，则该控制电压就取决于增益的对数。因此，从上面的方程式中，可以导出针对Lt/Rt以及和/差控制电压，即，反馈导出控制系统的比较器，也就是图3的比较器30的输出的表达式。图9表示在一个控制信号的最大值和最小值为+/-15V的实施例中的左/右以及和/差控制电压，其中后一项倒置(即，实际上为差/和)。显而易见，采用其他的比例也是可能的。
图9中的曲线在两点上相交，其一是各信号代表一个位于听者左后方某处的映像，另一个代表位于前半部中的某处。由于曲线中固有的对称性，这些交点精确地位于相邻的基本方向相对应的各α值之间。在图9中，它们出现在45°和225°处。
虽然现有技术(例如，属于本发明人James W.Fosgate的美国专利第5,644,640号)以不同的方式导出各主控制信号，并且以不同的方式来使用所得到的各控制信号，但是，该项现有技术表明，有可能从两个主控制信号中再导出一个控制信号，它是两者中的较大者(较大的正值)或较小者(较小的正值)。图10表示一个等于图9的曲线中的较小者的信号。当α为45°时，导出的控制信号达到最大值，这就是说，这就是原来两根曲线相交处的数值。
人们不希望只有精确地在α＝45°处，导出的控制信号上升才到其最大值。在实际的实施例中，宁可让导出的代表左后的基本方向更靠近后面，这就是说，具有一个小于45°的数值。通过在取更正或更负的函数之前，偏移(加上或减去一个常数)或定比缩放左/右以及和/差控制信号中的一个或两个，使得它们的曲线在优选的α值处相交，就能移动最大值出现的精确位置。例如，图11表示与图10相同的操作，只是和/差电压已经乘以0.8的比例因子，其结果是，现在最大值出现在α＝31°处。
以完全相同的方式，将已反相的左/右控制跟已反相的和/差控制进行比较，并使用类似的偏移或定比缩放方法，就能导出第2个新的控制信号，其最大值出现在对应于听者右后方的一个具有所期望的和预定的α的位置上(例如，360°-31°或329°，位于0°的另一侧的31°处，对称于左后方)。它是图11的左/右倒置。
图12表示将这些已导出的控制信号施加到各VCA，使得最正的数值给出的增益为1时的效果。正如在左和右基本方向上，左和右各VCA给出的增益上升到1那样，当一个信号被放置在预定位置上时(在本例中，在0°的两侧α＝31°处)，这些已导出的左后和右后VCA的各增益均上升到1但是对所有其他位置来说，仍然保持很小的数值。
采用各种线性控制的VCA也能获得类似的结果。主控制电压对摇移参数α的曲线将发生改变，但是将相交于通过适当地定比缩放或偏移而选出的各点上，因此，可以通过一项取小运算来导出针对特定的映像位置(而不是起初的4个基本方向)的另外的控制电压。很清楚，同样有可能将各控制信号进行倒相，并通过取出较大者(更正)而不是取出较小者(更负)，来导出新的结果。
在取出较大者或较小者之前，旨在移动它们的交点的修改也可以选择包括非线性操作，以取代偏移或定比缩放操作，或添加到其上。显而易见，此项修改允许产生另外的控制电压，其最大值处于Lt和Rt(各输入信号)的差不多任何所需的幅度比值以及相对极性上。具有4个以上输出的自适应矩阵图2和4表示一个无源矩阵可以具有被添加的自适应抵消项，以抵消不需要的串音。在这些情况下，存在由4个VCA导出的4个可能抵消项，而且对处于4个基本方向之一以及对应于来自4路输出(左、中、右和后)其中之一的一个主要输出的信号源来说，每一个VCA都达到最大增益，通常为1。本系统在如下所述的意义上是完备的，即，在两个相邻的基本方向之间摇移的一个信号从对应于这两个相邻的基本输出以外的方向上，不产生或很少产生输出。
这个原理可以推广到具有4个以上输出的各有源系统中去。在这样的情况下，该系统是不“完备的”，但是不需要的信号仍然可以充分地被抵消，使得从听觉上来说，其结果没有因串音而受到损伤。例如，参看图13的6个输出矩阵。图13是根据本发明的一个有源矩阵的一部分的工作原理示意图，在说明如何获得4个以上的输出的方式上是一种有用的帮助。图14表示用于图13的6个抵消信号的导出。
首先参看图13，有6路输出左前(Lout)，右前(Rout)，中后(或环绕)(Sout)，右后(RBout)以及左后(LBout)。对于3个前面和环绕输出来说，初始的无源矩阵跟上述的4路输出系统相同(一个直接的Lt输入，将Lt+Rt的组合乘以1/2的比例因子，并且将其施加到一个线性组合器80，以产生中前输出，将Lt-Rt的组合乘以1/2的比例因子，并且将其施加到一个线性组合器82，以产生中后输出，以及一个直接的Rt输入)。有两个附加的后方输出，左后和右后，通过将Lt乘以比例因子1，以及将Rt乘以比例因子-b，然后将其施加到一个线性组合器84，并将Lt乘以比例因子-b，以及将Rt乘以比例因子1，然后将其施加到一个线性组合器86来获得，对应于根据方程式LBout＝Lt-b*Rt以及RBout＝Rt-b*Lt的各输入的不同组合。这里，b是一个正系数，典型地小于1，例如，0.25。要注意的是，对称性对本发明来说并不重要，但是在任何实用系统中都期望实现对称性。
在图13中，除了无源矩阵的各项以外，各输出线性组合器(88、90、92、94、96和98)按需接收多个有源抵消项(在线100、102、104、106、108、110、112、114、116、118、120和122上)，以抵消无源矩阵的各输出。这些项包括各输入和/或各输入的组合乘以各VCA(未示出)的增益，或者各输入以及各输入乘以各VCA的增益的各种组合。如上所述，各VCA被这样控制，使得对基本的输入条件来说，它们的增益上升到1，而对其他条件来说，基本上是较小的。
图13的配置有6个基本方向，由处于已定义的相对幅度和极性之中的各输入Lt和Rt提供，它们中的每一个都应当仅从适当的输出端导出各信号，而来自其他5路的各信号基本上被抵消。对于代表在两个基本方向之间摇移的信号的输入条件来说，对应于这些基本方向的各输出端应当提供各种信号，而其余的各输出端则应当不提供或少提供各种信号。因此，人们期待对每一路输出来说，除了无源矩阵以外，还将有若干抵消项(在实践中，多于图13所示的两个)，其中的每一个都对应于针对一路输入(它对应于其他各基本方向的中的每一个)的不希望有的输出。在实践中，可以修改图13的配置，以消除中后输出Sout(因此，消除了组合器82和94)，使得中后仅仅是介于左后和右后之间的半路上的一次摇移，而不是第6个基本方向。
对图13的6路输出系统或者它的5路输出的变通方案来说，存在6个可能的抵消信号经由两对VCA(它们是左/右以及和/差反馈导出控制系统的各部分)导出的4个，以及还有两个经由按照以上所述的方法进行控制的左后和右后各VCA导出(请参看将在下面叙述的图14的实施例)。6个VCA的增益均依照图7(gl左以及gr右)，图8(gc和以及gs差)，以及图12(glb左后以及grb右后)。使用计算的或选出的各系数将各抵消信号跟无源矩阵各项相加，使不需要的串音最小化，如同下面所描述的那样。
通过考虑针对每一个其他基本方向的各输入信号和各VCA增益，就能得到针对每一路基本输出的所需的各抵消混合系数，要记住的是，只有针对处于相应的基本方向的各信号的那些VCA的增益才提升到1，并且随着映象的离开，增益就从1明显地和迅速地降低下来。
因此，例如，在左方输出的情况下，人们需要考虑针对中前、只有右方、右后、中后(在5路输出的情况下，这不是一个真实的基本方向)以及左后的信号条件。
现在详细地考虑左方输出，即针对图13的5路输出修改方案中的Lout。它含有来自无源矩阵的项Lt。当输入位于中央时，为了抵消该输出，若Lt＝Rt，且gc＝1，则人们需要项-1/2*gc*(Lt+Rt)，这精确地相同于在图2或图4的4路输出系统中那样。当输入位于中后或者介于中后与右前(因此包括右后)之间的某处时，人们需要-1/2*gs*(Lt-Rt)，这再次精确地相同于在图2或图4的4路输出系统中那样。当输入位于左后时，为了抵消该输出，人们需要来自左后VCA的信号，上述VCA的增益glb的变化如图12所示。仅当输入位于左后区域时，它才能确实地提供一个显著的抵消信号。由于左后可以被认为是介于左前(仅表示为Lt)以及中后(表示为1/2*(Lt-Rt))之间的某处，所以人们期望该左后VCA应当对这些信号的组合进行工作。
可以使用各种固定的组合，但是通过使用已经通过左以及差VCA(即，gl*Lt以及1/2*gs*(Lt-Rt))的各信号之和，该组合就按照在(但不是精确地位于)左后区域中摇移的各信号的位置而发生改变，从而为那些摇移的以及基本的左后本身的(声源的输出)提供较好的抵消。要注意的是，在这个可以被认为是介于左和后之间的左后位置上，gl和gs二者都具有小于1的有限数值。因而所期望的针对Lout的方程式将是Lout＝[Lt]-*gc*(Lt+Rt)-*gs*(Lt-Rt)-x*glb*((gl*Lt+gs**(Lt-Rt)) (方程式21)当声源处于左后基本方向的区域中时，可以凭经验或者从精确的VCA增益的考虑来导出系数x。项[Lt]是无源矩阵中的项。各项1/2*gc*(Lt+Rt)，-1/2*gs*(Lt-Rt)以及1/2*x*glb*(gl*Lt+gs*1/2*(Lt-Rt))表示在线性组合器88(图13)中，可以跟Lt组合在一起、以便导出输出音频信号Lout的各抵消项(见图14)。如上所述，可以有两个以上的串音抵消项输入，而不仅是图13所示的两个(100和102)。
类似地，或者借助于对称性，导出Rout的方程式Rout＝[Rt]-*gc*(Lt+Rt)+*gs*(Lt-Rt)-*x*grb*((gr*Rt-gs*(Lt-Rt)) (方程式22)项[Rt]是无源矩阵中的项。各项-1/2*gc*(Lt+Rt)，1/2*gs*(Lt-Rt)以及-1/2*x*grb*(gr*Rt-gs*(Lt-Rt))表示在线性组合器98(图13)中，可以跟Rt组合在一起、以便导出输出音频信号Rout的各抵消项(见图14)。如上所述，可以有两个以上的串音抵消项输入，而不仅是图13所示的两个(120和122)。
中前输出Cout含有无源矩阵项1/2*(Lt+Rt)，加上就4路输出系统而言的左和右抵消项，-1/2*gl*Lt以及-1/2*gr*Rt
Cout＝[(Lt+Rt)]-*gl*Lt*-*gr*Rt*(方程式23)对左后、中后或右后来说，由于它们经由后方(在4路输出系统中为环绕)、介于左前和右前之间有效地摇移并且已经被抵消，所以不需要针对它们的明显的抵消项。项[1/2*(Lt+Rt)]是无源矩阵中的项。各项-1/2*gl*Lt以及-1/2*gr*Rt表示可以被施加到输入端100和102，并且在线性组合器90(图13)中，可以跟Lt和Rt的一种定比缩放形式相组合、以便导出输出音频信号Cout的各抵消项(见图14)。
对左后输出来说，如上所述，起始的无源矩阵为Lt-b*Rt。对于只有左方输入的情形来说，当gl＝1时，显而易见，所需的抵消项为-gl*Lt。对于只有右方输入的情形来说，当gr＝1时，抵消项为+gr*Rt。对于中前输入来说，Lt＝Rt并且gc＝1，可以用(1-b)*gc*1/2*(Lt+Rt)来抵消来自各无源项的不希望有的输出Lt-b*Rt。右后抵消项为-grb*(gr*Rt-1/2*gs*(Lt-Rt))，跟用于Rout的项相同，带有一个已优化的系数y，在左后或右后的条件下，它可以再次凭经验获得，或从VCA各增益计算出来。因此，LBout＝[Lt-b*Rt]-gl*Lt+b*gr*Rt-(1-b)*gc**(Lt+Rt)-y*grb*(gr*Rt-gs**(Lt-Rt))(方程式24)类似地，RBout＝[Rt-b*Lt]-gr*Rt+b*gl*Lt-(1-b)*gc**(Lt+Rt)-y*glb*(gl*Lt+gs**(Lt-Rt))(方程式25)就方程式24而言，项[Lt-b*Rt]是无源矩阵中的项，并且各项-gl*Lt，+b*gr*Rt，-1/2*(1-b)*gc*(Lt+Rt)，以及-y*grb*(gr*Rt-gs*1/2*(Lt-Rt))表示在线性组合器92(图13)中，可以跟Lt-b*Rt组合在一起、以便导出输出音频信号LBout的各抵消项(见图14)。如上所述，可以有两个以上的抵消项输入，而不仅是图13所示的两个(108和110)。
就方程式25而言，项[Rt-b*Lt]是无源矩阵中的项，并且各分量-gr*Rt，b*Lt*gl，-1/2*(1-b)*gc*(Lt+Rt)，以及-y*glb*(gl*Lt+gs*1/2*(Lt-Rt))表示在线性组合器96(图13)中，可以跟Rt-b*Lt组合在一起、以便导出输出音频信号RBout的各抵消项(见图14)。如上所述，可以有两个以上的抵消项输入，而不仅是图13所示的两个(116和118)。
在实践中，所有各系数可能都需要调整，以补偿反馈导出控制系统(该控制系统不能提供精确地相等的各信号电平)的有限环路增益以及其他缺点，并且可以使用6个抵消信号的其他组合形式。
当然，这些原理可以推广到具有5路或6路以上输出的各实施例。通过进一步地应用来自反馈导出控制系统的左/右以及和/差反馈部分的两个主控制信号的定比缩放、偏移或非线性处理，还可以导出附加的各控制信号，允许经由各VCA产生附加的各抵消信号，当α处于其他所预期的预定数值时，上述各VCA的增益提升到最大值。在各信号出现于每一个其他基本方向的情况下，考虑到每一路输出的合成过程反过来将产生适当的各项和各系数，以便产生附加的各输出。
现在参看图14，各输入信号Lt和Rt被施加到无源矩阵130，它产生来自输入Lt的一个左矩阵信号输出，来自输入Rt的一个右矩阵信号输出，来自线性组合器132的一个中置输出，它以Lt和Rt为输入、并各带有一个+1/2的比例因子，以及来自线性组合器134的一个环绕输出，它以Lt和Rt为输入、并分别带有+1/2和-1/2的比例因子。无源矩阵的基本方向被指定为“左方”、“中置”、“右方”和“环绕”。相邻的各基本方向处于互相正交的轴上，使得，对这样的方向标记来说，左方邻近中置和环绕；环绕邻近左方和右方，等等。
左方和右方无源矩阵各信号被施加到第1对可变增益电路136和138，以及相关的反馈导出控制系统140。中置和环绕无源矩阵各信号被施加到第2对可变增益电路142和144，以及相关的反馈导出控制系统146。
“左方”可变增益电路136包括一个电压控制放大器(VCA)148，它具有增益gl以及线性组合器150。在组合器150中，从左方无源矩阵信号减去VCA输出，使得可变增益电路的总增益为(1-gl)，以及位于组合器输出端的、构成一个中间信号的可变增益电路的输出为(1-gl)*Lt。构成一个抵消信号的VCA148的输出信号为gl*Lt。
“右方”可变增益电路138包括一个电压控制放大器(VCA)152，它具有增益gr以及线性组合器154。在组合器154中，从右方无源矩阵信号减去VCA输出，使得可变增益电路的总增益为(1-gr)，以及位于组合器输出端的、构成一个中间信号的可变增益电路的输出为(1-gr)*Rt。构成一个抵消信号的VCA152的输出信号为gr*Rt。各中间信号(1-gr)*Rt以及(1-gl)*Lt组成第1对中间信号。人们希望第1对中间信号的相对幅度趋于相等。通过如下所述的相关的反馈导出控制系统140来实现这一点。
“中置”可变增益电路142包括一个电压控制放大器(VCA)156，它具有增益gc以及线性组合器158。在组合器158中，从中置无源矩阵信号减去VCA输出，使得可变增益电路的总增益为(1-gc)，以及位于组合器输出端的、构成一个中间信号的可变增益电路的输出为1/2*(1-gc)*(Lt+Rt)。VCA156的输出信号1/2*gc*(Lt+Rt)构成一个抵消信号。
“环绕”可变增益电路144包括一个电压控制放大器(VCA)160，它具有增益gs以及线性组合器162。在组合器162中，从环绕无源矩阵信号减去VCA输出，使得可变增益电路的总增益为(1-gs)，以及位于组合器输出端的、构成一个中间信号的可变增益电路的输出为1/2*(1-gs)*(Lt-Rt)。VCA160的输出信号1/2*gs*(Lt-Rt)构成一个抵消信号。各中间信号1/2*(1-gc)*(Lt+Rt)以及1/2*(1-gs)*(Lt-Rt)组成第2对中间信号。人们希望第2对中间信号的相对幅度趋于相等。通过如下所述的相关的反馈导出控制系统146来实现这一点。
跟第1对中间信号相关的反馈导出控制系统140包括滤波器164和166，它们分别接收组合器150和154的输出。各自的滤波器输出被施加到对数整流器168和170，它们对输入进行整流，并产生它们的输入的对数。已整流和已取对数的各输出以相反的极性被施加到一个线性组合器172，其输出，构成其输入的减法(译者注应为差值)，被施加到一个非反相放大器174(器件172和174对应于图3的幅度比较器30)。对各已取对数的信号进行减法运算提供了一种比较功能。如上所述，这是在模拟域中实现比较功能的一种实用的方法。在这种情况下，各VCA148和152属于固有地取它们的控制输入的反对数的类型，从而取出基于对数的比较器的控制输出的反对数。放大器174的输出组成各VCA148和152的控制信号。
如上所述，若用数字方式实现。则将能更方便地实现两个幅度的相除，并使用其结果作为VCA函数的直接乘数。如同前面所指出的那样，可以凭经验来导出各滤波器164和166，它们的频率响应能衰减低频和非常高的频率，并且在可听频率范围的中部，提供稍为提升的响应。这些滤波器不改变各输出信号的频率响应，他们仅改变在反馈导出控制系统中的各控制信号和各VCA增益。
跟第2对中间信号相关的反馈导出控制系统146包括滤波器176和178，它们分别接收组合器158和162的输出。各自的滤波器输出被施加到对数整流器180和182，它们对输入进行整流，并产生它们的输入的对数。已整流和已取对数的各输出以相反的极性被施加到一个线性组合器184，其输出，构成其输入的减法(译者注应为差值)，被施加到一个非反相放大器186(器件184和186对应于图3的幅度比较器30)。反馈导出控制系统146以相同于控制系统140的方式进行工作。放大器186的输出组成各VCA158和162的控制信号。
从反馈导出控制系统140和146导出各附加的控制信号。控制系统140的控制信号被施加到第1和第2定比缩放、偏移、倒相等功能块188和190。控制系统146的控制信号被施加到第1和第2定比缩放、偏移、倒相等功能块192和194。各功能块188、190、192和194可能包括上述的一种或多种极性反转，幅度偏移、幅度定比缩放和/或非线性处理。同样按照上面的描述，通过减小或增加各功能块196和198，将分别使各功能块188和192以及各功能块190和194的输出减小或增加，以便产生附加的各控制信号，并将其分别施加到左后VCA200以及右后VCA202。在这种情况下，将以上述方式来导出附加的各控制信号，以便提供适于产生左后抵消信号和右后抵消信号的各控制信号。通过在线性组合器204中附加地对左方和环绕抵消信号进行组合，来获得送往左后VCA200的输入。通过在线性组合器204中以减法方式对右方和环绕抵消信号进行组合，来获得送往右后VCA202的输入。可供选择地以及次最优地，可以分别从左方和环绕无源矩阵的各输出以及从右方和环绕无源矩阵的各输出来导出送往各VCA200和202的各输入。左后VCA200的输出是左后抵消信号glb*1/2*(gl*Lt+gs*(Lt-Rt))。右后VCA202的输出是右后抵消信号grb*1/2*(gr*Rt+gs*(Lt-Rt))。
图15是示意性的电路图，表示体现本发明的各个方面的实用电路。电阻数值以Ω为单位来表示。未注明的电容器数值以μF为单位。
在图15中，“TL074”是德州仪器公司的双低噪声结型场效应晶体三极管输入(高输入阻抗)通用运算放大器，用于高保真和音频前置放大器。在已出版的文献中很容易得到该器件的细节。在因特网的网址http//www.ti.com/sc/docs/products/analog/t1074.html中可以找到相关的数据表。
在图15中，“SSM-2120”是用于音频应用的单片集成电路。它包括两个VCA以及两个电平检测器，允许对送往各电平检测器的各信号按照其幅度进行增益或衰减的对数控制。在已出版的文献中很容易得到该器件的细节。在因特网的网址http//www.analog.com/pdf/1788 c.pdf中可以找到相关的数据表。
下面的表格将在本文档中所使用的各项与在VCA输出端的标记以及图15的垂直总线的标记联系起来。
在图15中，在连通输出矩阵各电阻的导线上的标记旨在表达各信号的功能，而不是它们的来源。因此，例如，连接到左前输出的上部几根导线表示如下
要注意的是，在图15中，不管VCA各项的极性如何，该矩阵本身都能提供任何项(U2C等)的倒相。此外，在图15中的“伺服”指的是本文所描述的反馈导出控制系统。
可以使用模拟的、模拟/数字混合的和/或数字信号处理等方式来实施本发明，在后一种情况下，以软件和/或硬件的形式来实现各项功能。诸如VCA、整流器等模拟项被指望包括它们的数字方式等价物。例如，在一个数字方式实施例中，通过乘法或除法来实现一个VCA。
权利要求
1.用于从两路输入音频信号中导出至少3路音频输出信号的方法，包括从所述两路输入音频信号中导出4路音频信号，其中，用一个无源矩阵来导出所述4路音频信号，所述无源矩阵响应两路输入音频信号，产生两对音频信号，第1对已导出的音频信号代表处于第1轴的各方向，第2对已导出的音频信号代表处于第2轴的各方向，所述第1和第2轴基本上互相正交，处理每一对所述已导出的音频信号，以分别产生第1和第2对中间音频信号，其中，力求使每一对中间音频信号中的各音频信号的相对幅度的大小趋于均等，产生第1输出信号，它代表处于已导出的音频信号对的轴上的第1方向，从该对已导出的音频信号中产生第1对中间信号，至少通过以相同极性来组合所述第2对中间音频信号中每一个的至少一个分量，来产生所述第1输出信号，产生第2输出信号，它代表处于已导出的音频信号对的轴上的第2方向，从该对已导出的音频信号中产生第1对中间信号，至少通过以相反极性来组合所述第2对中间音频信号中每一个的至少一个分量，来产生所述第2输出信号，产生第3输出信号，它代表处于已导出的音频信号对的轴上的第1方向，从该对已导出的音频信号中产生第2对中间信号，至少通过以相同极性或相反极性来组合所述第1对中间音频信号中每一个的至少一个分量，来产生所述第3输出信号，以及，可选地，产生第4输出信号，它代表处于已导出的音频信号所述对的轴上的第2方向，从该对已导出的音频信号中产生第2对中间信号，若通过相同极性的组合来产生第3输出信号，则以相反极性，若通过相反极性的组合来产生第3输出信号，则以相同极性，至少通过组合所述第1对中间音频信号中每一个的至少一个分量，来产生所述第3输出信号。
2.根据权利要求1所述方法，其中产生第1输出信号包括用一个代表所述第1方向的无源矩阵音频信号来组合所述第2对中间音频信号中每一个的一个分量，所述分量构成一个与所述无源矩阵音频信号反相的抵消信号，产生第2输出信号包括用一个代表所述第2方向的无源矩阵音频信号来组合所述第2对中间音频信号中每一个的一个分量，所述分量构成一个与所述无源矩阵音频信号反相的抵消信号，产生第3输出信号包括用一个代表所述第3方向的无源矩阵音频信号来组合所述第1对中间音频信号中每一个的一个分量，所述分量构成一个与所述无源矩阵音频信号反相的抵消信号，以及，可选地，产生第4输出信号包括用一个代表所述第4方向的无源矩阵音频信号来组合所述第1对中间音频信号中每一个的一个分量，所述分量构成一个与所述无源矩阵音频信号反相的抵消信号。
3.根据权利要求2所述方法，其中，通过所述无源矩阵来产生分别代表所述第1、第2、第3以及可选的第4方向的矩阵音频信号。
4.根据权利要求2所述方法，其中，在多个线性组合器中，产生分别代表所述第1、第2、第3以及第4方向的无源矩阵音频信号，所述各线性组合器也将无源矩阵各音频信号与所述各信号分量中的一些组合在一起。
5.根据权利要求1所述方法，其中，通过组合所述各对中间信号来分别产生各输出信号。
6.根据权利要求1、2或5中任何一项所述方法，其中，所述处理包括反馈每一对中间音频信号，以便用于分别控制各中间音频信号对的相对幅度。
7.根据权利要求6所述方法，其中，所述处理包括将每一路已导出的音频信号分别施加到一个可变增益电路，其中，根据各对已导出的音频信号相应的可变增益电路的各输出幅度，对与每一对已导出的音频信号相关的每一个可变增益电路的增益进行控制。
8.根据权利要求7所述方法，其中，每一个可变增益电路都包括一个增益为g的电压控制放大器(VCA)，它与一个减法组合器相结合，所得到的可变增益电路的增益为(1-g)，并且从所述各电压控制放大器的各输出中得到所述各抵消信号。
9.根据权利要求7所述方法，其中，每一个可变增益电路都包括一个增益为g的电压控制放大器(VCA)，所得到的可变增益电路的增益为g，并且从所述各电压控制放大器的各输出得到所述各抵消信号。
10.根据权利要求7所述方法，其中，在静态输入信号条件下，每一个可变增益电路的增益都很低，使得所述各信号输出基本上是由所述无源矩阵产生的各信号。
11.根据权利要求7所述方法，其中，在静态输入信号条件下，每一个可变增益电路的增益都很高，使得所述各信号输出基本上是由所述无源矩阵产生的各信号。
12.根据权利要求7所述方法，其中，通过将各可变增益电路的输出成对地施加到一个幅度比较器，来控制与每一对已导出的音频信号相关的各可变增益电路的增益，所述幅度比较器产生一个控制信号，用以控制各可变增益电路的增益。
13.根据权利要求12所述方法，其中，各幅度比较器这样来控制与各对已导出的音频信号相关的各可变增益电路的增益，使得在一些输入信号条件下，一个可变增益电路的输出幅度相对于另一个可变增益电路的增加将导致输出增大的那个可变增益电路的增益减小。
14.根据权利要求13所述方法，其中，各幅度比较器这样来控制与各对已导出的音频信号相关的各可变增益电路的增益，使得在一些输入信号条件下，一个可变增益电路的输出幅度相对于另一个可变增益电路的增加还基本上不会导致输出未增大的那个可变增益电路的增益改变。
15.根据权利要求13所述方法，其中，各幅度比较器这样来控制与各对已导出的音频信号相关的各可变增益电路的增益，使得在一些输入信号条件下，一个可变增益电路的输出幅度相对于另一个可变增益电路的增加还会导致这两个可变增益电路的增益的乘积基本上保持恒定。
16.根据权利要求12所述方法，其中，各幅度比较器这样来控制与各对已导出的音频信号相关的各可变增益电路的增益，使得在一些输入信号条件下，一个可变增益电路的输出幅度相对于另一个可变增益电路的增加将导致输出增大的那个可变增益电路的增益增加。
17.根据权利要求16所述方法，其中，各幅度比较器这样来控制与各对已导出的音频信号相关的各可变增益电路的增益，使得在一些输入信号条件下，一个可变增益电路的输出幅度相对于另一个可变增益电路的增加还基本上不会导致输出未增大的那个可变增益电路的增益改变。
18.根据权利要求16所述方法，其中，各幅度比较器这样来控制与各对已导出的音频信号相关的各可变增益电路的增益，使得在一些输入信号条件下，一个可变增益电路的输出幅度相对于另一个可变增益电路的增加还会导致这两个可变增益电路的增益的乘积基本上保持恒定。
19.根据权利要求12所述方法，其中，以dB表示的所述可变增益电路的增益是它们的控制电压的线性函数，每一个幅度比较器都具有有限的增益，并且，每一个可变增益电路的输出都经由一个其输出信号与其输入的对数成正比的整流器，被施加到一个幅度比较器。
20.根据权利要求19所述方法，其中，每一个整流器前面都安装了一个滤波器，它具有这样的频率响应衰减各低频以及非常高的频率，并且在可听范围的中部提供平缓提升的响应。
21.根据权利要求12所述方法，还包括从控制与每一对无源矩阵音频信号相关的可变增益电路的两个控制信号中导出一个或多个附加的控制信号，其中，通过修改一个或两个控制信号并产生一个未修改的控制信号与一个已修改的控制信号或者两个已修改的控制信号中的较小者或较大者，来导出所述一个或多个附加的控制信号。
22.根据权利要求21所述方法，其中，通过对各信号进行极性反转、幅度偏移、幅度定比和/或非线性处理，来修改所述控制信号中的一个或两个。
23.根据权利要求21所述方法，还包括一个或多个附加的可变增益电路，用以接收作为输入的所述多个抵消信号中的两个的组合或者两个无源矩阵信号的组合，其中，所述一个或多个附加的控制信号这样来分别控制所述一个或多个附加的可变增益电路，使得当所述各输入信号代表处于所述第1和第2轴上的方向以外的方向时，电路的增益上升到最大值，以及通过用所述一个或多个附加的控制信号分别控制所述一个或多个附加的可变增益电路，来产生一个或多个附加的抵消信号。
24.根据权利要求23所述方法，其中，通过将至少5个无源矩阵音频信号中的每一个与所述多个抵消信号以及所述一个或多个附加的抵消信号中的两个以上加以组合，来产生至少5个输出信号，各抵消信号与每一个无源矩阵音频信号反相，使得当所述各输入音频信号所代表的方向不同于无源矩阵音频信号所代表的方向时，无源矩阵音频信号基本上被各抵消信号所抵消。
25.根据权利要求12所述方法，其中，第1对中间音频信号中的各音频信号的幅度可以表示为[(Lt+Rt)*(1-gc)]的幅度，或者等效地，[(Lt+Rt)*(hc)]的幅度，以及[(Lt-Rt)*(1-gs)]的幅度，或者等效地，[(Lt-Rt)*(hs)]的幅度，并且在另一对中间音频信号中的各音频信号的幅度可以表示为[Lt*(1-gl)]的幅度，或者等效地，[Lt*(hl)]的幅度，以及[Rt*(1-gr)]的幅度，或者等效地，[Rt*(hr)]的幅度，式中，Lt和Rt是由所述无源矩阵产生的一对音频信号，Lt+Rt和Lt-Rt是由所述无源矩阵产生的另一对音频信号，(1-gc)和hc是与无源矩阵的输出Lt+Rt相关的可变增益电路的增益，(1-gs)和hs是与无源矩阵的输出Lt-Rt相关的可变增益电路的增益，(1-gl)和hl是与无源矩阵的输出Lt相关的可变增益电路的增益，(1-gr)和hr是与无源矩阵的输出Rt相关的可变增益电路的增益。
26.一种用于从两路输入音频信号中导出各与一个方向相关的至少3路音频信号的方法，包括响应所述两路输入音频信号，用一个无源矩阵来产生多个无源矩阵信号，其中包括两对无源矩阵音频信号，即代表处于第1轴上的各方向的第1对无源矩阵音频信号，以及代表处于第2轴上的各方向的第2对无源矩阵音频信号，所述第1和第2轴基本上互相正交；处理所述每一对无源矩阵音频信号，以分别产生第1和第2对中间音频信号，力求使在每一对中间音频信号中的各音频信号的相对幅度大小趋于均等；从所述两对中间音频信号中导出多个抵消信号；通过将至少3路无源矩阵音频信号中的每一路与所述多个抵消信号中的两个以上加以组合，来产生至少3路输出信号，各抵消信号与每一路无源矩阵音频信号反相，使得当所述各输入音频信号所代表的方向不同于无源矩阵音频信号所代表的方向时，无源矩阵音频信号基本上被各抵消信号所抵消。
27.根据权利要求26所述方法，其中，所述处理包括反馈每一对中间音频信号，用以控制各对中间音频信号的相对幅度。
28.根据权利要求27所述方法，其中，所述处理包括将所述两对无源矩阵音频信号中每一路无源矩阵信号分别施加到一个可变增益电路，每一个电路都包括一个增益为g的电压控制放大器(VCA)，它与一个减法组合器相结合，其中所得到的可变增益电路的增益为(1-g)，并且从所述各电压控制放大器的各输出中得到所述各抵消信号。
29.根据权利要求28所述方法，其中，通过将每一对无源矩阵音频信号的可变增益电路的各输出施加到一个幅度比较器，来控制与每一对无源矩阵音频信号相关的可变增益电路的增益，所述幅度比较器产生一个控制信号，用以控制各可变增益电路的增益。
30.根据权利要求29所述方法，其中，每一对无源矩阵音频信号的可变增益电路的各输出都经由一个整流器，被施加到一个幅度比较器，该整流器的输出信号与其输入的对数成正比，所述比较器具有有限的增益，并且，以dB表示的各VCA的增益是它们的控制电压的线性函数。
31.根据权利要求29所述方法，还包括从控制与每一对无源矩阵音频信号相关的可变增益电路的两个控制信号中导出一个或多个附加的控制信号，其中，通过修改一个或两个控制信号并产生一个未修改的控制信号与一个已修改的控制信号或者两个已修改的控制信号中的较小者或较大者，来导出所述一个或多个附加的控制信号。
32.根据权利要求31所述方法，其中，通过对各信号进行极性反转、幅度偏移、幅度定比和/或非线性处理，来修改所述控制信号中的一个或两个。
33.根据权利要求31所述方法，还包括一个或多个附加的可变增益电路，用以接收作为输入的所述多个抵消信号中的两个的组合或者两个无源矩阵信号的组合，其中，所述一个或多个附加的控制信号这样来分别控制所述一个或多个附加的可变增益电路，使得当所述各输入信号代表处于所述第1和第2轴上的方向以外的方向时，电路的增益上升到最大值，以及通过用所述一个或多个附加的控制信号分别控制所述一个或多个附加的可变增益电路，来产生一个或多个附加的抵消信号。
34.根据权利要求33所述方法，其中，通过将至少5个无源矩阵音频信号中的每一个与所述多个抵消信号以及所述一个或多个附加的抵消信号中的两个以上加以组合，来产生至少5路输出信号，各抵消信号与每一个无源矩阵音频信号反相，使得当所述各输入音频信号所代表的方向不同于无源矩阵音频信号所代表的方向时，无源矩阵音频信号基本上被各抵消信号所抵消。
全文摘要
本发明提供了各种等效的自适应音频矩阵配置，其中的每一个都包括一个反馈导出控制系统，它能自动地抵消矩阵输出中不希望有的矩阵串音成分。每一种自适应音频矩阵配置都包括一个无源矩阵，它响应两路输入信号产生一对无源矩阵信号。一个反馈导出控制系统作用于每一对无源矩阵信号，力求使各对中间信号的幅度趋于均等。每一个控制系统都包括多个可变增益部件以及一个反馈与比较装置，该装置产生一对控制信号，以便控制各可变增益部件。可以从两对控制信号中导出附加的各控制信号，用以从自适应矩阵中获得4路以上的输出信号。
文档编号H04S3/00GK1391782SQ00816062
公开日2003年1月15日 申请日期2000年11月28日 优先权日1999年12月3日
发明者詹姆斯·W·弗斯盖特 申请人:多尔拜实验特许公司