专利名称：信号多路复用器的制作方法
本申请是申请号为95191270.4、申请日为1995年12月4日、题目为“信号多路复用器及多路复用方法”的专利申请的分案申请。
本发明涉及一种信号多路复用器，它组合多路不同频带的调制信号(以下简称调制信号)的功率。这种信号多路复用器适用于移动通讯、卫星通讯或无线寻呼系统的多载波传输系统。
图1表示一种传统的信号多路复用器。从输入端111到11n输入的信号通过频率转换装置121到12n分别被转换成不同频带的信号。在每个频率转换装置12i(i＝1，2，......，n，)中，利用乘法器14i，将输入端11i输入的信号的频率与本地(local)振荡器13i输出的本地(local)信号的频率fi混合，并且利用带通滤波器15i从混合输出中滤出所需要的频带fi＇，作为频率转换装置12i的输出。这里，从输入端11i输入的信号，例如是一种基带信号，这种基带信号是BPSK(双相相移键控)调制信号、QPSK(正交相移键控)调制信号、QAM(正交调幅)调制信号或一种以一定类型的调制方式调制的中间频率信号。频率转换装置121到12n的输出信号通过功率组合装置16被线性组合(Combimed)，由此，给输出端17提供组合的输出信号。功率组合装置16由一个变换器电路或混合电路构成，它将n个输入信道的多路不同频带的调制信号线性组合，由此，n个信道的输入信号在频率范围内被多路复用。多路复用的信号作为多载波信号从输出端17输出，该信号由不同频带的信号组成，并具有等间隔的载波分量。在某些情况下，不用带通滤波器151到15n，而把一个带通滤波器设置在功率组合装置16的输出侧。
图2表示传统的m元频移键控(m-aryFSK)信号多路复用器的基本原理，其中m＝2。当m＞2时，除了用m个本地(local)振荡器外，多路复用器的其余构造与m＝2时相同。这种传统的多路复用器包括与n(n≥2)个信道相对应的n个m元FSK调制器5i(i＝1，2……，n)，还包括一个功率组合装置6。每个m元FSK调制器5i由输入端1i、m个(本例中m＝2)本地振荡器2i和3i、以及信号开关装置4i组成，m个本地振荡器2i和3i的振荡频率不同，信号开关装置4i根据输入端1i的输入信号的编码，从振荡器2i和3i的输出信号中选择一个输出。m元FSK调制器5i的输出信号具有不同的频带，并由变换器电路或混合电路构成的功率组合装置6线性组合，而在输出端7上输出一个在一定频率范围内多路复用的FSK(频移键控)信号。
本地振荡器2i和3i如图所示的那样，都是各自独立工作的。但是，在某些情况下，设置基准频率振荡装置，且其输出被分路输送到各个振荡器2i和3i中，以便改进所有本地振荡器2i和3i的频率精确度。
如图3所示，m元频移键控调制器5i有时可以由一个振荡装置[通常是一个锁相环路(PLL)合成器]构成，该振荡装置能够根据输入端1i的信号而改变输出信号的频率。图3所示的电路结构除了设有基准频率振荡装置8和m元频移键控调制器5i的结构不同外，其余与图2所示的电路结构相同。图3中的m元频移键控调制器(PLL频率合成器)5i由低通滤波装置9i、放大装置10i、压控振荡器(VCO)41i、可变分频器42i和相位比较器43i构成。相位比较器43i将基准频率振荡装置8所输入的信号的相位与可变分频器42i所输入的信号的相位进行比较。然后，相位比较器43i输出一个与上述两个信号的相位差相对应的电压。这个与相位差相对应的电压经过低通滤波器装置9i和放大装置10i加到压控振荡器(VCO)41i的控制端。可变分频器42i的分频比(1/Ni)根据输入信号Si来设定；压控振荡器41i输出一个与输入信号Si相应的信号，其振荡频率Nifi＝Nifr。
至此，可以预料，上述n个m元频移键控调制器5i工作在不同的中心频率(载波频率)上。然而，在某些情况下，可以采用一种结构，其中，n个m元频移键控调制器5i工作在相同的中心频率(载波频率)上，并且在m元频移键控调制器5i的输出端与功率组合装置6之间插入频率转换装置，以便将每个m元频移键控调制器5i的输出信号频率转换成所要求的频带。频率转换装置由频率合成器(或本地振荡器)、混合器和带通滤波装置组成。
在实际的通讯系统中使用传统的信号多路复用器时，在图1中的输出端17上获得多路复用调制信号的包络功率应予注意；由于各个调制信号的相位在特定范围内具有各种分布，因而这些调制信号的瞬时相位很容易一致，并且，这些瞬时调制信号的电压被同相组合。因此，包络功率急剧上升，并常常产生峰值包络功率(PEP)，它大大高于包络功率的平均功率电平。
还是在通过多路复用各个m元频移键控调制器信号时获得的信号的情况下，由m元频移键控调制器产生的这些调制波的瞬时相位很容易随着频率变换时的调制波的频率及其相位的变化而一致，并且在那一时刻，它们的电压被同相组合。结果，就会产生峰值包络功率(PEP)，它远远高于包络功率的平均值Pa，如图4所示。峰值包络功率PEP可能会增加到平均功率Pa的n倍(这里，n是多路复用数)。
在任何一种情况下，如果在传统信号多路复用器的输出端设置一个放大器，以便在失真较小的情况下将多路复用的信号放大，那么，尽管峰值包络功率PEP大大高于包络功率的平均功率电平，但放大器所需的饱和功率必须被设定为比包络功率的平均功率电平至少大多路复用数的倍数。这就引起这样的问题，即放大器难以小型化并且电能消耗大。
为了解决这个问题，日本特许公开文献30537/92号公开了一种方案，其中，为每个信道设置一个移相器，并且设定合适的相移量来降低峰值包络功率。这种方法能够在每个信道不被调制时，防止在包络功率上出现大的峰值，且这种方法对于双边带幅度调制时使载波初始相位得以保持的调制方式十分有效。然而，由于采用诸如相位或频率调制方法调制的信号的载波相位会被调制输入所改变，因而，在多载波信号的峰值包络功率中会产生大的峰值，上述特许公开文献的图7还公开了一种方式，即检测特定频率的多载波信号功率，并控制每个信道的移相器。但是，该文献中设有具体说明如何根据所检测的功率来控制每一个移相器；因此，就这一点来说，上述文献的发明是无法与本发明相比拟的。
在日本特许公开文献204773/94号(美国专利申请963784号，申请日1992年10月20日)中公开了一种方法，该方法监测多载波信号的峰值包络功率，当峰值包络功率超过预定值时，调节每个信道中的移相器的相移量，以降低多载波信号的峰值包络功率。在这种方法中，与第一次提到的日本特许公开文献一样，也没有清楚地说明如何控制每个信道的相移量，因此，当每个信道的移相器的相移量稍微增大或减少时，就要进行检测，看看多载波信号的峰值包络功率这时是否增加或减小，并且控制相移量以减小峰值包络功率。这样，在出现峰值包络功率的非常短的时间内，需要对每一个移相器进行控制，也就是说，这种方法需要许多高速度的处理步骤，因而是不实用的。
在日本特许公开文献204959/94号(美国专利申请964596号，申请日1992年10月20日)中公开了一种方法，该方法检测多载波信号的峰值包络功率与平均功率之比，当比值超过预定的值时，控制每个信道的移相器，以降低峰值包络功率PEP。这种方法也包括了许多高速度的处理步骤，因而也是不实用的。
此外，“信号处理(Signel Processing)”1988年第14期第91～93页发表了Seymour SHLIEN的文章“波形峰值幅度的小型化(Miniaturization of the peakAmplitude of a Wareform)”。文章中建议用一种急剧下降的方法来搜索初始的相位条件，以减小12个等幅载波的二元(binary)频移键控多载波信号的峰值包络功率，但没有给出具体的电路结构，因此，不清楚如何实现上述建议。
本发明的目的是提供一种信号多路复用器，它防止多路复用信号(一种多载波信号)的峰值包络功率(PEP)急剧增大。
本发明的另一个目的是提供一种信号多路复用器，它防止多路复用信号的峰值包络功率急剧增大并且产生一个失真较小的信号。
本发明的又一个目的是提供一种信号多路复用器，它多路复用m元频移键控信号，并且防止多路复用频移键控信号的峰值包络功率急剧增大。
本发明的再一个目的是提供一种信号多路复用器，它多路复用多个调制信号，并且当这些要多路复用的信号数量增加时，防止多路复用信号的峰值包络功率急剧增大。
根据本发明的第一方式，在由功率组合装置将来自n个输入系统的调制信号进行多路复用的装置中，可变衰减器装置分别与功率组合(Combining)装置的n个输入端的m′个串联连接，该功率组合装置是针对n个输入系统的(其中m′≤n)，经功率组合装置组合的信号的包络功率电平或多路复用信号的包络功率电平由包络功率电平检测装置检测，当测出包络功率电平超过预定值时，由控制装置在m′个可变衰减器装置的m(其中m≤m′)个中设置一个预定的衰减量，并持续预定的时间期限。
根据本发明的第二方式，该装置是在功率组合装置和输出端之间设置可变衰减器装置，而不是象第一方式那样，对每个输入系统都设置可变衰减器装置，除此之外，其它构成与第一方式的装置相同。
当包络功率电平连续超过预定值的次数达到预定值时，控制装置对预定的时间期限就设置一个预定的衰减量。或者，当包络功率电平超过对大于预定的时间期限的预定值时，控制装置对预定的时间期限就设置一个预定的衰减量。
根据本发明的第三方式，在将n个调制信号线性组合(combine)成一个多路复用信号的方法中，检测多路复用信号的包络功率电平L，然后将所测电平L与预定的电平值Ls相比较，如果L＞Ls，则对预定的时间期限，按照预定方案，将n个调制信号中的m个(其中m≤n)进行衰减。
根据本发明的第四方式，在将n个调制信号线性组合成一个多路复用信号的方法中，检测多路复用信号的包络功率电平，然后将所测电平与预定的电平值Ls相比较，如果L＞Ls，则按照预定方案，将多路复用信号进行衰减，并持续预定的时间期限。
在本发明的第三和第四方式中，当L＞Ls时，则计数值增加1，而当计数值M达到预定值M0时，则提供预定的衰减量；如果M＜M0，则该过程回到电平检测步骤；如果L＜Ls，则计数值M变为0，该过程回到电平检测步骤。
在本发明的第三和第四方式中，如果L＞Ls，则开始计时间T，并且当时间T达到预定值T0时，提供预定的衰减量；如果T＜T0，则该过程立即回到电平检测步骤；而如果L＜Ls，则将计数值T复位到0，然后该过程回到电平检测步骤。
在本发明的第一和第二方式中，当多路复用信号的包络功率电平超过预定值时，就控制衰减器装置，而根据本发明的第五和第六方式，用平均功率检测装置来检测多路复用信号的平均功率，并且当所测包络功率电平与所测平均功率之比超过预定值时，控制上述衰减器装置。
根据本发明的第七方式，在用功率组合装置将n个(n个信道)m元频移键控调制装置(m-ary FSK modulating means)的输出信号进行组合的频移键控(FSK)信号多路复用器中(其中n和m都是等于或大于2的整数)，n个m元频移键控调制装置根据以基准频率振荡装置输出的共用基准频率信号为基础向其输入的信号的符号(sign)，对其输出频率进行移位(shift)，而且设置了可变移相器装置和控制装置，其中可变移相器装置用来对每个m元频移键控调制装置输出的调制信号进行移相，而控制装置用来设定可变移相器装置的相移量，从而，根据n个输入信号的符号(symbols)组合(combination)，功率组合装置输出的峰值包络功率变小，其中，所述n个输入信号与m元频移键控调制装置根据其输入信号而转换(switch)其输出频率的时间同步。
每个m元频移键控调制装置包括振荡频率不同的m个振荡器和信号开关装置，其中的信号开关装置根据其输入信号的符号(sign)，从m个振荡器中选择一个振荡器，并且从所选出的振荡器中输出振荡信号。或者用锁相回路(PLL)频率合成器构成每个m元频移键控调制装置，或用一个直接数字频率合成器(DDS)构成每个信道中的m元频移键控调制装置和可变移相器装置。
每个信道中的输入信号由分路装置分成两路，一路供给(共用的)控制装置，另一路供给相应的m元频移键控调制装置，并且在分路装置与m元频移键控调制装置之间的信号通路上插入延迟装置。
在每个m元频移键控调制装置由m个振荡器构成或者由一个锁相回路(PLL)频率合成器构成的情况下，可变移相器装置设置在每个m元频移键控调制装置的输出侧，或者串联连接在每个m元频移键控调制装置的基准频率信号输入端。可变移相器装置的控制信号被处理，以使得在输入信号的符号(sign)变化引起频率变化的前后，调制信号的相位保持连续。
本发明的第七方式与第一或第二方式组合。
下面结合附图，进一步说明本发明。附图中图1是方框图，表示传统的信号多路复用器。
图2是方框图，表示传统的频移键控(FSK)信号多路复用器的原理。
图3是方框图，表示传统的频移键控信号多路复用器的一个实例。
图4是曲线图，表示频移键控调制信号的包络功率波形的实例。
图5是方框图，表示本发明的第一方式的实施例。
图6A是流程图，表示图5中控制装置24的控制过程的实例和根据本发明第三方式所述实施例的步骤；图6B是一个时序图，表示在控制装置的控制过程中可变衰减器211到22n的衰减过程的实例和根据本发明第三方式所述实施例的步骤。
图7是流程图，表示在本发明的第一和第二方式中控制装置24的控制过程的实例和根据本发明的第三和第四方式的实施例的步骤。
图8是流程图，表示在本发明的第一和第二方式中控制装置24控制过程的实例和根据本发明的第三和第四方式的另一个实施例的步骤。
图9是方框图，表示本发明的第二方式的实施例。
图10是方框图，表示本发明的第二方式的另一个实施例。
图11是方框图，表示本发明的第一方式的另一个实施例。
图12是方框图，表示本发明的第二方式的又一个实施例。
图13是方框图，表示本发明的第一方式的又一个实施例。
图14是方框图，表示本发明的第五(第六)方式的实施例。
图15是方框图，表示本发明的第七方式的实施例。
图16是时序图，表示图15所示实施例的主要部分的工作情况。
图17是方框图，表示本发明的第七方式的实施例，其中，用锁相回路(PLL)频率合成器作m元频移键控调制器(m-ary FSK modulator)。
图18是方框图，表示本发明的第七方式的另一个实施例，其中，用直接数字频率合成器DDS作m元频移键控调制器。
图19是方框图，表示直接数字频率合成器DDS的基本电路结构的实例。
图20是方框图，表示本发明的第七方式的又一个实施例。
图21是方框图，表示本发明的第七方式的再一个实施例。
图22是方框图，表示本发明的第七方式的再一个实施例。
图23是方框图，表示本发明的第七方式的再一个实施例。
图24是方框图，表示本发明的第七方式的再一个实施例。
图25是方框图，表示本发明的第七方式的再一个实施例。
图26是方框图，表示本发明的第七方式的再一个实施例。
图27是方框图，表示将本发明的第七方式与第一方式组合所构成的一个实施例。
图28是方框图，表示将本发明的第七方式与第二方式组合所构成的另一个实施例。
图29是流程图，表示根据本发明的第三方式的实施例的程序步骤。
图30是流程图，表示在本发明的第七方式中，计算将设置到可变移相器装置47；中的相移量的具体步骤的实例。
图5表示本发明的第一方式的一个实施例，其中，与图1中相同的部分用相同的标号来表示。本发明中在频率转换装置121到12n的输出线路上分别设置可变衰减器211到21n；方向耦合器22位于功率组合装置16的输出侧；电平检测装置23用来检测组合的输出信号或调制的多路复用信号的包络功率电平，上述受检测的信号是由方向耦合器22旁路输出的；电平检测装置23的检测输出被输入到控制装置24中；并且可变衰减器211到21n受控制装置24的控制。可变衰减器211到21n可以容易地用PIN二极管和变容二极管构成，也可以使用市面上可买到的产品。电平检测装置23可以用一个二极管和一个电容器构成，并检测从功率组合装置16输出的组合输出信号的包络功率电平。控制装置24包括下列基本电路部件一个模/数转换器、一个微处理器、一个只读存储器(ROM)、一个随机存取存储器(RAM)和一个数/模转换器，控制装置24具有调节可变衰减器211到21n的置位(setting)点的功能，同时还具有监测电平检测器23的输入信号的功能。图6A是一个流程图，说明控制装置24的控制过程。
开始，由电平检测装置23来检测多路复用信号的包络功率电平L(S1)，并确定该电平L是否超过阈值Ls(S2)。当电平L超过阈值Ls时，可变衰减器211到21n的衰减量就从0[dB]调节d[dB](S3)。可变衰减器211到21n的运行时间仅限定为一定的时间ΔT，如图6B所示；进行计时(S4)，并检查是否已经过去了ΔT时间(S5)，经过时间ΔT以后，可变衰减器211到21n的衰减量又回到0[dB](S6)，然后控制过程回到检测包络功率电平L(S1)的步骤。当步骤S2中发现电平L没有超过阈值1s时，控制过程仅回到检测包络功率电平L的步骤S1，并且不调节可变衰减器211到21n。
假设ΔT0(Hz)代表一个多载波信号中的两个相邻载波的频率间隔(spacing)，所述多载波信号是通过对调制信号的n次多路复用产生的，在多载波信号的包络功率上峰值出现的时间可以用公式Tp＝1/[(n-1)ΔT0](秒)来估算。这相当于多载波信号的带宽的倒数(reciprocal)。因此，步骤S4和S5中的衰减时间ΔT最好设置为Tp。
当步骤S2中的阈值Ls设定为多载波信号平均功率Pa的K倍时(K在1到10的范围内)，每个载波的功率由每个可变衰减器21i调节到k/n倍或更低。换句话说，可变衰减器21i的衰减量为10log(k/n)dB。为了放大输出端17的多路复用的信号而设置放大器，从该放大器的小型化的观点出发，k越小越好，但是，当k小的时候，对可变衰减器21i的衰减量的频繁控制会抑制各调制信号的幅度，结果引起信号失真。因此，k最好不要设定得太小；k在4～5的范围内是比较实用的。
由于持续或间歇地执行图6A所示的控制程序，因此，当多路复用信号的包络功率电平L超过阈值Ls时，多路复用信号的输出电平就由可变衰减器211到21n衰减预定的时间(ΔT)，从而防止多路复用信号的峰值包络功率PEP急剧增大。
阈值Ls设定成一个值，例如，比功率放大器的平均运行(operation)功率大四到五倍，这里所述的放大器连接在输出端17上，而图中未示出，并且它最多为0.1μs，这样频带宽度大约为10MHz的多路复用信号的包络功率电平比上述平均运行功率大四到五倍；包络功率电平高于阈值Ls的期间所对应的包络部分像椭圆形圆弧一样逐渐上升。在上述多路复用信号的情况下，当高于阈值Ls的功率电平所对应的包络部分持续10ns或更长时间时，信号失真就成为一个问题。因此，在本例中，在仅仅n个毫微秒内检测包络功率电平，当包络功率L超过阈值Ls时，在每个可变衰减器211到21n中设定d＝10dB的衰减量，衰减持续时间ΔT＝0.1μs。由于在若干或更少的毫微秒内进行检测控制，因此，即使使用小放大器，也能够减小放大时的失真。
利用图6A所示的控制方法，当包络功率电平L超过阈值Ls时，可变衰减器211到21n就立即得到调节；然而，也可以在包络功率电平连续超过阈值的次数达到预定值M0时，才调节各可变衰减器21i，由此防止可变衰减器211到21n在包络功率电平L瞬时增大，但没有太高于阈值Ls时被自动控制。图7是流程图，表示这种情况下控制装置24的控制过程。
第一步，变量M代表包络功率电平L超过阈值Ls的次数，将这个变量M初始化(M＝0)(S11)。然后，由电平检测装置23来检测多路复用信号的包络功率电平L(S1)，并检查确定电平L是否高于阈值Ls(S2)。当电平L高于阈值Ls时，变量M增加1(S12)。当电平L不高于阈值Ls时，控制过程就回到步骤S11，其中M＝0，并且不调节可变衰减器211到21n。
当M增加1时，将变量M与预设的值M0相比较(S13)。如果变量M等于预设的值M0。则将可变衰减器211到21n的衰减量从0[dB]变化到d[dB](S3)。可变衰减器211到21n的运行过程与结合图6A所述的过程相同，在衰减量d保持预定的时间ΔT以后，控制过程又回到步骤S11。
当变量M不等于预设的值M0时，控制过程就回到检测包络功率电平L的步骤S1，而不调节可变衰减器211到21n。
由于持续或间歇地执行上述控制程序，因此，当多路复用信号的包络功率电平L连续M0次超过阈值Ls时，多路复用信号的输出电平就由可变衰减器211到21n衰减预定的时间ΔT，从而能防止多路复用信号的峰值包络功率大幅度地增大。在多载波信号中，由于各个载波信号是各自独立调制的，因而，峰值包络功率PEP出现的频率随着调制的载波信号而变化，所以，很难估算单位时间内峰值包络功率PEP会多少次超过预定电平。这就是说，峰值包络功率PEP可能会连续许多次超过预定电平，或者有时只有一次。因此，上例中的次数M0是两次或更多次，但最多几次。
虽然图6A和图7所示的控制方法采用包络功率电平超过阈值Ls的次数作为是否调节可变衰减器211到21n的一个判断标准，但本发明的权利要求6采用另一个判断标准，即包络功率电平持续超过阈值Ls的时间，在这种情况下，如果持续时间等于或超过预定的时间T0，则调节可变衰减器211到21n。图8是流程图，表示这种情况下控制装置24的控制过程。
多路复用信号的包络功率电平L由电平检测装置23检测(S1)，并且检查确定该电平是否高于阈值Ls(S2)。当电平L高于阈值Ls时，就对L超过Ls的时间T进行计时(S21)，并将T与预置值T0比较(S22)。如果电平L没有超过阈值Ls，则控制过程就简单地回到检测包络功率电平L的步骤S1，并且不调节可变衰减器211到21n。
当时间T等于或大于预置值T0时，将可变量衰减器211到21n的衰减量调节到d[dB]，并且只持续时间ΔT，经过时间ΔT以后，控制过程回到检测包络功率电平L的步骤S1。也就是说，实现了图6A所示的步骤S3后面的处理步骤。当步骤S22中发现T小于预置值T0时，控制过程就简单地回到检测包络功率电平L的步骤S1，并且不调节可变衰减器211到21n。
由于持续或间歇地执行上述控制程序，因此，当多路复用信号的包络功率电平L持续超过阈值Ls的时间等于或超过预置值T0时，多路复用信号的输出电平就由可变衰减器211到21n衰减预定时间ΔT，从而，能防止多路复用信号的峰值包络功率PEP大幅度地增大。在上述情况下，T0的值设定在10毫微秒左右。在图8的实施例中，由于包络功率电平超过阈值的时间极短，没有使信号产生多大的失真，因此，为了减少可变衰减器211到21n受控的次数，上述极短时间内超过阈值Ls的包络功率电平忽略不计。
图9表示本发明的第二方式的实施例。本实施例不同子图5所示的实施例，即在本实施例中，仅仅在方向耦合器22的后面设置一个可变衰减器21，而不是在频率转换装置121到12n的输出线路上设置可变衰减器211到21n。本实施例只采用上述结合图6A、7和8所述的控制可变衰减器211到21n的同样方式，来控制可变衰减器21，由此也能防止多路复用信号的峰值包络功率PEP大幅度地增大。
如图10所示，也能在功率组合装置16和方向耦合器22之间只连接一个可变衰减器21。或者，可以在功率组合装置16和输出端口17之间设置可变衰减器21。而且，本实施例不同于图5所示的实施例，在频率转换装置121到12n中，它用合成器251到25n替代了本地振荡器131到13n，并且用一个基准频率振荡装置26来驱动合成器251到25n。利用这种电路结构，就能提高各频率转换装置121到12n的载波频率的精度。在图5和9所示的实施例中也可以采用合成器251到25n。
图11表示本发明的第一方式的实施例。本实施例不同于图1所示的实施例，它用调频装置311到31n替代了频率转换装置121到12n。在调频装置31i中(其中i＝1，2，……，n)压控振荡器(VCO)32i输出的信号频率由分频器33i进行分频；用相位比较器35i将分频器33i分频输出的相位与基准振荡器34i输出的基准信号进行比较；相位比较器35i的相位比较输出作为控制信号，经过低通滤波器36i，供给压控振荡器32i；当由分频器33i的分频比和基准振荡器34i输出的基准信号频率确定了一个信号的频率，并且这个信号的频率随着基准信号的稳定而稳定后，从压控振荡器32i中输出这个信号(载波)；用从输入端11i输入的信号对这个载波进行调频，并从调频装置31i上输出。分频器331到33n的分频比或/和基准振荡器341到34n的振荡频率设定为不同的值。因此，从调频装置311到31n输出的各调频信号属于不同的频带，并且载波频率常常设定为等间隔的。在调频装置311到31n和功率组合装置16之间分别插入可变衰减器211到21n。除了上面所述的几点之外，本实施例的其余结构和工作过程与图5所示的实施例相同。
图9和10中的频率转换装置121到12n可以用图11中的调频装置311到31n来替代。例如，如图12所示，图11中的调频装置311到31n可以替代图9所示的实施例中的频率转换装置121到12n。图12所示的实施例采用共用的基准频率振荡装置26来替代图11中的基准振荡器341到34n。图11所示的实施例也可以像图12所示的那样，用共用的基准频率振荡装置26来替代基准振荡器341到34n。当使用调频装置311到31n(如图11和12所示)时，可以用前面结合图6A、7和8所述的任意一种方法来控制可变衰减器211到21n。
如图5和11所示，可变衰减器211到21n分别设置在功率组合装置16的各输入线路上，而可变衰减器211到21n的衰减量都设定为相等的，在这种情况下，对信号的影响与多载波信号在多路复用以后被衰减的情况下是相同的。在如图9和12所示的实施例中，当峰值包络功率PEP超过预定值时，所有的载波(调制的)信号都受到同样的限制(或抑制)，这相当于故意使所有载波信号失真，并且有时会增大各载波信号的信息误差。
为了降低多载波信号的包络功率，不需要等同地限制所有载波(调制信号)的幅度。可以用图13所示的电路来降低功率组合装置16输出的包络功率到所需电平，在图13中，要进行多路复用的调制信号，即频率转换装置121到12n(或调频装置311到31n)的输出信号被分成两组，一组进行限幅，另一组不限幅；设置可变衰减器211到21n，用来对m个频率转换装置121到12n输出的信号进行限幅，而其它频率转换装置12m+1到12n的输出端直接连到功率组合装置16上。为了实现这一方法，值m的选择如下所述。
设每个调制信号的平均功率为P0，调制信号的数量(或多路复用数)为n，并假设当多载波信号的包络功率超过所有多载波信号的总平均功率(p＝np0)的k倍时，该多载波信号的包络功率就被抑制。在这一情况下，(n-m)个未限幅的调制信号的峰值包络功率PEP达到最大值(n-m)2P0。由于要求该最大值小于预定的功率knp0，因而必须满足下列条件(n-m)2P0≤knP0(1)由此式得出m≥n-kn----(2)]]>在n个调制信号中，仅仅m个或更多一些调制信号需要控制，以使它们衰减。采用这种方式，至少m个要限幅的调制信号被按照它们对信息误差限制的严重程度，由小到大次序进行选择。
现在，说明一下所有载波都同样限幅的情况。假设每个载波在限幅后的功率为XP0(其中X＜1)。多载波信号的总平均功率这时为XnP0，而峰值包络功率PEP达到最大值Xn2P0。由于峰值包络功率必须小于预定功率knP0，即xn2P0≤knP0(3)因此，x≤k/n (4)
例如当n＝16，k＝5时。将频率转换装置或调频装置的输出信号分成两组，一组进行限幅，另一组不限幅，由式(2)可知，n-m≤8。也就是说，总共16个载波中的8个载波没有限幅，而其余载波的幅度在其峰值包络功率PEP超过预定值时都被降低为零，这就能够防止多载波信号的峰值包络功率超过一个值，这个值大于所包括的全部载波的平均功率的五倍。为了对所有载波都同样限幅，由式(4)可知，X≤5/16。由于在峰值包络功率超过预定值时控制其幅度，因此，每个载波都将失去其功率的一半以上。在这种情况下，每个载波都会产生信息误差。
由此可以看出，直接降低多载波信号的包络功率就等于对所有的载波信号进行同样地限幅；在这种情况下，就可能所有的载波都有错误信息。与此相比，在为每个载波设置一个可变衰减器并且对一组指定的调制信号进行限幅的情况下，就能够消除未限幅调制信号产生信息误差的可能性。
当如图9、10和12所示的那样为多载波信号设置可变衰减器21时，就会出现下述问题，即由于多载波信号的峰值包络功率PEP较大，因此，可变衰减器21必须是耐大功率型的，而且，如果可变衰减器21出现故障，则会丧失限制峰值包络功率PEP的功能。另一方面，当对每个载波设置一个可变衰减器21i时，由于单个载波的峰值包络功率PEP不那么大，因此，衰减器可以是耐小功率型的，而且，即使在一个可变衰减器21i出现故障时，多载波信号的峰值包络功率仍能受到抑制，尽管这种功能不充分，但这种不充分仅仅是某种程度上的。从上述组控(group control)方法中可以看出，要加以限制的功率量XP0中的X随着出现故障可变衰减器数量而变化，并因此进行相应的组控。还可以使用一种电路结构，例如图13中的虚线所示的部分，其中，在通常没有控制幅度的信道上加设可变衰减器21m到21n，也就是，在所有信道上都设置可变衰减器21i，这时，选定最先用于控制的可变衰减器，但如果这些衰减器中的一个或多个出现故障，则可以选择与出现故障的可变衰减器相当的另外的可变衰减器来替换。这样，就能减小可变衰减器21i出现故障所造成的影响。上述优点只有在每个载波都设有一个可变衰减器的情况下才具有。
此外，在所有信道都设置可变衰减器，但仅对m个衰减器进行衰减控制，并且其余n-m个可变衰减器的衰减量设定为零的情况下，可以采用下述控制方式，即在完成一次或n次对可变衰减器的控制过程后，改变受控制的m个可变衰减器组，从而使限幅产生的信号失真在所有信道中尽可能地均匀。例如，在16个信道的情况下，可变衰减器分成两组，一组是211到218，另一组是219到2116，而这两组交替地受控。
用图29所示的方法就可以象上面所述的那样，改变受控的可变衰减器21i，使所有信道尽可能地均匀。
开始，计算受控可变衰减器的数量m(S24)。将调制波的数量用n表示，并且假设包络功率电平小于多载波信号的总平均功率的k倍(设为Ls)，由式(2)可以求出数值m，即，m≥n-kn.]]>然后，检查确定是否满足控制可变衰减器的条件，即是否满足图6A的步骤S2、图7的步骤S13和图8的步骤S22中的任何一个条件(S25)。如果条件满足，则用随机数产生装置在1到n中确定m个不同的整数r1、r2、……、rm(S26)。这里，任何整数被选取的可能性是相同的，在这个意义上，这里所用的随机数是例如一个均匀随机数。由于采用均匀随机数，因此，任何可变衰减器21i都是均匀选取的。此外，由于有公知的利用均匀随机数产生具有不同统计分布的随机数的方法，因此，除均匀数(uniform one)之外的随机数都能使用。所述统计分布是例如指数分布、正态分布和类似的特殊分布。(例如，参见W.H.Press、B.P.Flannery、S.A.Teukolsky和W.T.Vetterling在Cambridge第7章上发表的文章“Numerical Recipe in C”纽约，1990年)，简单地说，任何随机数都可以使用，只要它们适用于随机选取可变衰减器21i。
下面，将其下标为所选定的整数r1、r2……rm的可变衰减器21i(其中，i＝r1，r2，……，rm)的衰减量设定为∞[dB]，并持续一预定时间期限ΔT(S27)。从设定衰减量为∞(S4、S5)起经过时间ΔT以后，受控可变衰减器21i(其中，i＝r1，r2，……，rm)的衰减量又重新设定为0[dB](S28)，处理过程回到监测包络功率电平L的步骤(S25)。
利用这种方法，每当多载波信号的包络功率电平满足衰减控制的条件时，就用随机数来选定受控可变衰减器。也就是说，改变了由m个可变衰减器构成的组。
例如，当n＝16，k＝5时，m≥8，但这里假设m＝8。这时，用上述随机数从1到16中选取8个整数。例如，假设用随机数选取的8个不同的整数为1，3，4，6，8，10，12，和15，则受控的可变衰减器是211，213，214，216，218，2110，2112和2115。还是在这种情况下，对可变衰减器的控制每进行预定的次数以后，就通过产生随机数的方法改变受控衰减的可变衰减器组。
如上所述，不必总是使所有信道(输入线路)的调制信号同样地衰减，并且对有些信道的调制信号不需要进行衰减控制，因此，可以采用下述控制方法，即，当多载波信号的峰值包络功率超过预定值时，将所有信道分成若干组，给各组提供不同的衰减量。例如，在信道分成两组的情况下，给这两组选择不同的、大约为3到5dB的衰减量，从而，这些误差率要求很低的调制信号被轻微地衰减。在极端情况下，各信道(输入线路)的衰减量都可以不同。此外，需要时，还能够改变那些要大幅度衰减调制信号的信道；因此，在图5、9、10、11和12中，可变衰减器211到21n分别设置在各个信道中，这些可变衰减器211到21n可以用控制装置24分别进行控制。
虽然上述部分中，多载波信号的包络功率电平或功率组合装置16的组合输出信号的包络功率电平由电平检测装置23检测，并且检查确定被测电平L是否高于阈值Ls，但还可以采用图14所示的电路结构，其中，与图5、9、10、11和12相对应的部分用相同的标号表示，以及其中方向耦合器22的输出不仅供给电平检测装置23，而且还供给平均功率检测装置45，以便检测多载波信号的平均功率Pa，并且通过控制装置24计算由电平检测装置23测到的的峰值包络功率或测到的电平L与平均功率Pa之比L/Pa，然后，判断L/Pa的比值是否超过预定的值A，如果超过，则在一个或者多个可变衰减器211到21n中设置预定的衰减量，并持续预定的时间ΔT。在这种情况下，当L/Pa的比值连续超过预定值A的次数达到图7中所示的预定值M0时，可以控制可变衰减器，或者当L/Pa的比值超过预定值A的时间超过图8中所示的预定时间T0时，可以控制可变衰减器。此外，还可以省去图14中的可变衰减器211到21n，而在功率组合装置16的输出侧设置一个可变衰减器21，如图14中的虚线所示。
下面将说明本发明第七方式的实施例，它适用于多路复用的频移键控调制信号。图15表示m＝2的情形，与图2和3中对应的部分用相同的标号表示。在m＞2的情况下，除了m元频移键控调制器5i包含m个振荡器外，其余构成与m＝2时相同。在本实施例中，设有一个基准频率振荡装置8，可变移相器装置47i连接在n(n≥2)个m元频移键控调制器5i(其中，i＝1，2，......，n)和功率组合装置6的各信道输入端之间。由基准频率振荡装置8输出的基准频率信号CLK供给振荡器2i和3i，这两个振荡器2i和3i是m元频移键控调制器5i的组成部分，由于使振荡器2i和3i的振荡频率与基准频率信号CLK同步，因此，振荡器的输出信号具有相同的初始相位。各个m元频移键控调制器5i输出的信号相位由可变移相器装置47i对应调节。通过输入端1i供给的输入信号Si由分路装置44i分成两路，这两路分别输入m元频移键控调制器5i和控制装置48的控制输入端49i。控制装置48根据输入信号S1到Sn的符号组合(a combination ofsymbols)来确定和调节各可变移相器装置47i的相移量，也就是说，根据由n个m元频移键控调制器5i输出(振荡器2i和3i输出)的n个频率的组合来确定和调节各可变移相器装置47i的相移量，这与各个m元频移键控调制器5i的输出频率变化时间是同步的。当然，输入信号S1到Sn的符号之间是相互同步的。
可变移相装置47i是一种公知的装置，它可以由环形器、可变延迟线或变容二极管构成[参见Miyauchi和Yamamoto的文章“通讯用微波电路”(MicrowaveCircuits for Commurications)，日本电子、信息和通讯工程师学会会刊(the Instituteof Electronics，Information and Communication Engineers of Japan)，1981年，第314-321页)；也可以使用市场上可买到的产品。可变移相装置47i调节相应的m元频移键控调制器5i的输出信号相位。控制装置48包括下列基本电路组件一个模/数转换器、一个微处理器、一个只读存储器(ROM)、一个随机存取存储器(RAM)、一个数/模转换器和一个滤波器，并且根据其控制输入端49i(其中，i＝1到n)所输入的信号的符号组合(the combination of symbols)，所述控制装置48通过其控制输出端50i输出控制信号Vi，该信号Vi将可变移相器装置47i(其中，i＝1到n)的相移量调节到预定值。下面将说明控制装置48的工作过程。
在每个m元频移键控调制器5i中，信号开关装置4i根据输入信号Si的符号(symbol)选择一个振荡器的输出，其频率为预定值。图16A和16B以举例的方式表示m元频移键控调制器5i的输入信号Si和其输出频率的状态。在这种情况下，m＝2，当m＞2时其基本原理也相同。这样，信号开关装置4i根据输入信号Si的符号从fi-δf[Hz]和fi+δf[Hz]两者中转换一个振荡频率。这里，m元频移键控信号除了在转换(switch)振荡频率时之外，都是一个纯音频(meretone)信号，而多路复用的频移键控信号可看作是一个n多频音信号(n multitone singal)(或多频信号，即MF信号)。n多频音信号的峰值包络功率(PEP)在整个宽度范围内随着各音频的初始相位组合而变化。适当地调节多频音信号中每个音频的初始相位，就可以减小峰值包络功率PEP[参见Narahashi和Nojima的文章“用初始相位分配方法对多载波系统的峰值参数抑制的效果”(Peak-factor suppression effects of multi-carrier system with initial-phase assignment method)，日本电子、信息和通讯工程师学会春季全国会议文集(Spring National Conventeon Record of the Institute ofElectronics，Information and Communication Engineer of Japan)，1990年，B卷，第388页]。
振荡频率的组合取决于n个m元频移键控调制器5i的输入信号的符号组合，控制装置48根据振荡频率的组合来设定初始相位，将其作为可变移相器装置47i的相移量，以使得组合信号的峰值包络功率PEP不会大大超过平均包络功率电平，但保持是它的例如几倍。当m元频移键控信号的多路复用数为n时，符号的组合数为mn。控制装置48有一个存储装置46，其中存储了针对所有符号组合而预先计算好的相移量；在m元频移键控调制器5i的振荡频率变化时，即，当n个信道的频率组合发生变化的转换时刻(switching timing)，控制装置根据从存储装置46到控制输入端49i(i＝1至n)的输入信号的符号组合，读出相应的相移量，并通过控制输出端50i输出一个控制信号，该控制信号根据读出值来调节可变移相器装置47i的相移量。换句话说，控制装置调节可变移相器装置47i的相移量，这种调节与m元频移键控装置5i输出的频移键控信号的频率转换同步。例如，如果用一个由电压控制的移相器作为可变移相器装置47i，则用一个数/模转换器来给控制输出端50i提供控制电压。图16c示出了一个例子，表示可变移相器装置47i的相移量设定情况。
利用上面所述的方法，可以防止多路复用频移键控调制信号的峰值包络功率PEP大幅度地增大。
尽管上述控制过程是根据控制装置48的控制输入端49i所输入的信号的符号组合将可变移相器47i的相移量设定成一个预定的值，但是也可以采用下述控制方法，即，控制装置48依次计算出相移量，并将各个可变移相器装置47i设置为所计算的值。在这种情况下，控制装置48中的微处理器或类似装置，根据控制输入端49i(其中，i＝1到n)的输入信号的符号组合，依次计算出相移量，并且由控制输出端50i向每个可变移相器装置47i供给一个控制信号。
可以用下述方法来依次计算可变移相器装置47i的相移量。即，假设根据输入信号的符号而设定在n个m元频移键控调制装置5i中的频率为fi(其中，i＝1，......，n)，则通过将n个m元频移键控调制装置5i输出的频移键控信号进行多路复用所u(t)=Σi=1na exp[j(2πfit)+θi)]----(5)]]>产生的信号的复用包络信号u(t)由下式表示其中，a是各频移键控信号的幅度，Qi是第i个频移键控调制信号的初始相位。现在，用A(θ1，......，θn)来表示在一个周期T内多路复用信号的最大值，它由初始相位的组合{θi}决定。
多路复用信号的峰值包络功率PEP与A(θ1，......，θn)的平方值成正比，因此，通过计算出使A(θ1，......，θn)减小的初始相位组合{θ′i}，并且根据{θ′i}来调节各A(θ1，...，θn)＝max|u(t)|，t
(6)频移键控调制信号所对应的可变移相器装置47i，就可以减小多路复用信号的峰值包络功率PEP。
下面结合图30所示的流程图，举例说明计算使A(θ1，......，θn)减小的初始相位组合{θ′i}的方法。
对于若干(M0)初始相位预定组合中的每一个都计算出A(θ1，......，θn)，并且每一个使A(θ1，......，θn)减小的初始相位组合输出为{θ′i}。对于每一个最小相跃变(Δθ)，通过例如改变频移键控调制信号的初始相位θi(其中，i＝1，......，n)，由此产生M0个初始相位组合{θi}。设Δθ＝2π/k(其中，k是等于或大于2的整数)。在考虑所有初始相位组合的情况下，M0＝Kn。
在图30中，从每个m元频移键控调制装置5i输出的频移键控调制信号的频率根据其输入信号(符号)来设定(S1)；表示计算次数的变量M最初设为0，而表示计算值A(θ1，......，θn)中的一个最小值的变量Amin最初设为na[A(θ1，......，θn)的最大值](S2)。按预定的次序设定M0个初始相位组合{θi}(S3)，然后对该初始相位组合{θi}计算A(θ1，......，θn)(S4)，并检查其计算值A(θ1，......，θn)是否小于预定值Ath(S5)。如果是，则这时的初始相位组合{θi}就作为减小A(θ1，......，θn)的初始相位组合{θ′i}输出(S6)，并在其后设定到各可变移相器装置17i中(S7)。
如果在步骤S5中发现A(θ1，......，θn)不小于预定值Ath，则检查确定A(θ1，......，θn)是否小于变量Amin(S8)，如果小于，则A(θ1，......，θn)就更新为值Amin，然后，将初始相位组合{θi}作为初始相位组合{θ′i}输出(S9)，并将M增加1。
如果在步骤S8中发现A(θ1，......，θn)不小于值Amin，则进入步骤S10。在变量M增加1之后，检查变量M是否等于M0(S11)；如果不等于，则回到步骤S3，用下一个初始相位组合{θi}继续进行上述同样的计算和处理。如果在步骤S11中M＝M0，则这时的初始相位组合{θ′i}设定到各可变移相器装置17i中(S7)。
在上述过程中，步骤S5和S6可以省略。在这种情况下，从M0个预定的初始相位组合中，选出一个使A(θ1，......，θn)为最小值的{θi}，并用这个{θi}作为初始相位组合{θ′i}，由此设定各可变移相器装置47i的相移量。
简单地说，由于只要求多路复用信号的峰值不要超过允许值，例如等于或小于多路复用信号本身的平均功率的4到5倍，因此，不总是需要根据输入符号的组合来计算使多路复用信号的峰值最小的初始相位{θ′i}的组合。在步骤S5中用值Ath作为上述允许值，便可减小计算的复杂性。从这个观点可以看出，通过在步骤S3中将初始相位θi(其中，i＝1，......，n)设成在(0，2π)内均匀分布的随机值，而不是通过在(0，2π)内用最小相位跃变Δθ＝2π/k改变初始相位{θi}，并通过将M0的数值设定为小于kn，而产生的相位的所有组合来计算A(θ1，......，θn)，便可减少所包含的计算量。
图17示出了一个例子，它是用图3所示的锁相回路(PLL)频率合成器构成图15所示的实施例中的每个m元频移键控调制器5i。与图3和图15中相对应的部件用同样的标号表示。
图18示出了一个例子，其中，它是用一个直接数字频率合成器(DDS)51i构成图15中的m元频移键控调制器5i和可变移相器装置47i。图19示出了直接数字频率合成器(DDS)51i的基本电路结构的一个例子。在直接数字频率合成器(DDS)51i中通过分路装置44i供给的输入信号Si由数据转换装置52i转换成振荡频率数据值；数据转换装置52i的振荡频率数据值被存储到频率寄存器53i中；频率寄存器53i中的振荡频率数据由累加器55i累加；所得到的累加值由加法器56i加到相位寄存器54i的初始相位数据值上；相加所得的数据值用来从波形只读存储器(ROM)57i中读出数据；所读出的数据由数/模转换器58i转换成模拟信号输出。向直接数字频率合成器DDS提供基准频率信号CLK，利用该基准频率信号来实现累加器55i的累加过程和波形只读存储器(ROM)57i的读出过程，根据输入信号Si来转换振荡频率数据值，以确定要输出的频移键控信号的频率，与控制信号Vi相对应的数据设定在相位寄存器54i中，由此而确定直接数字频率合成器(DDS)51i所要输出的频移键控信号的相位。除了上面所述的之外，图18所示实施例的构成与图15所示的实施例相同。
还可以利用图20所示的电路结构，以便能使用较低速度和较低成本的可变移相器装置47i和控制装置48，其中，在每个分路装置44i和直接数字频率合成器DDS 51i(或m元频移键控调制器5i)之间串接延迟装置59i，从而，向直接数字频率合成器DDS 51i(或m系频移键控调制器5i)输入的输入信号Si被延迟，因而滞后于向控制装置48的输入。
如图21所示，频率转换装置63可以设置在功率组合装置6的输出侧，从而，功率组合装置6输出的多路复用信号由频率转换装置63转换成一个较高频带的信号。频率转换装置63由本地振荡器60、混合器61和带通滤波器装置62组成，混合器61用来将本地振荡器60输出的信号与功率组合装置6输出的信号相乘，带通滤波器装置62位于混合器61的输出侧，以便去除因相乘而产生的不需要的频带信号。
在图22中，频率转换装置67i设置在每个直接数字频率合成器DDS 51i的输出线路上，直接数字频率合成器511到51n的输出信号被转换成不同频带的高频信号，然后供给功率组合装置6。在这种情况下，每个信道的直接数字频率合成器DDS 51i或m元频移键控调制器5i输出的中心频率(载波频率)可以设定成一个相对较低的固定值，这就简化了包括可变移相器装置在内的这些电路的设计结构，并且能够使用便宜的部件。在频率转换装置67i中，频率合成器64i用基准频率振荡装置8的输出作为基准频率信号，由频率合成器64i输出的信号与直接数字频率合成器51i输出的信号在混合器65i中相乘，相乘后的输出信号经过带通滤波器装置66i供给功率组合装置，在带通滤波器装置66i中，因相乘而产生的不需要的频带信号被滤除。
图23示出了一个例子，其中，在每个直接数字频率合成器DDS 51i的输出侧，设置带通滤波器装置68i，该装置68i允许其输出频移键控调制信号通过，并且该带通滤波装置68i的输出信号由功率组合装置6组合。采用前面所述的通过转换若干振荡装置的输出信号所产生m元频移键控调制信号的方法(图15)，m元频移键控调制信号的相位通常在转换振荡频率时变成不连续的。而对于采用锁相回路(PLL)频率合成器的方法(图17)而言，当可变移相器装置47i进行突变性相移时，就会出现同样的相位不连续。这就会引起所输出的m元频移键控调制信号的频谱扩大。带通滤波器装置68i用来抑制频谱扩大。通过对各信道中如此抑制的频谱进行扩大，调制信号的功率组合输出就可以像结合图21所述的那样，由频率转换装置63转换成高频带信号。这就是说，最好能组合图21和23所示的电路结构。
如图24所示，可以在图22所示的每个直接数字频率合成器DDS 51i和频率转换装置67i之间设置低通滤波器装置69i。该低通滤波器装置69i与图23所示实施例中的带通滤波器装置68i一样用来抑制频率扩大。
在图21中，如果把低通滤波器装置69i连接到功率组合装置6的输出侧，则也会产生同样的效果。
如图25所示，在图17所示的控制装置48中设置控制信号处理装置70，用于设定可变移相器装置47i的相移量的控制信号由该处理装置70处理，以便抑制输出的m元频移键控调制信号的频谱扩大，然后，经处理的控制信号供给到控制输出端50i上。例如，如果用压控移相器作为变移相器装置47i，则根据每个控制输入端49i的输入信号的符号组合所读出的相移量数据由数/模转换器转换成模拟电压，经低通滤波器处理后供给控制输出端50i，从而，可变移相器装置47i的相移量不会跃变式地(stepwise)变化。如图16D所示，与控制电压没有进行滤波处理的情况(图16C)相比，相位控制信号Vi的波形已经过处理，从而抑制了m元频移键控调制信号的频谱扩大。如果用直接数字频率合成器51i构成m元频移键控调制信号多路复用器，则通过用控制信号处理装置70对从控制输出端50i传输到相位寄存器54i(图19)的数据进行处理，就可以使直接数字频率合成器51i所输出的m元频移键控调制信号的相位连续。顺便说一下，不管控制信号处理装置70是位于控制装置48的内侧还是外侧，都能获得同样的效果。
在上述采用可变移相器装置47i的实施例中，可变移相器装置47i的位置不局限于所示具体位置，它们可以设置在其它任何位置，只要能调节每个m元频移键控调制信号的相位即可。图26表示一个实施例，其中，可变移相器装置47i设置在基准频率振荡装置8的基准频率信号供给各个m系频移键控调制器5i的通路上。除上述情况外，本实施例的其它结构与图25所示的相同。还是在这种情况下，由于m元频移键控调制器5i的输出信号已经与基准频率振荡装置8的基准信号CLK同步，因此，调节可变移相器47i的相移量，就可以调节每个m元频移键控调制信号的相位。
顺便说一下，上述实施例中，用直接数字频率合成器(DDS)51i表示的部分可以用图17所示的m元频移键控调制器5i和可变移相器装置47i来替代。
尽管在图15到26中是根据输入信号的符号组合来控制每个信道中的相移量，以防止多路复用的m元频移键控调制信号的峰值包络功率急剧增大，但是，该电路结构也可以用来与前面结合图5到12所述的电路结构组合，在图5到12所示的电路结构中，通过衰减来抑制峰值包络功率。组合的基本电路如图27和28所示，其中，与图5到26中对应的部分用同样的标号表示。在图27中，可变衰减器211到21n分别串联连接在m元频移键控调制器51到5n的输出侧，根据电平检测装置6检测到的包络功率电平对可变衰减器221到22n的控制，以及对可变移相器装置471到47n的控制都是用共用控制装置81实现的。在图28中，可变衰减装置21串联连接在功率组合装置6(或16)的输出侧，由功率组合装置6输出的多路复用信号的包络功率电平由电平检测装置23检测。可变衰减装置21和可变移相器装置471到47n被置于控制装置81的控制之下。在图27和28中，还可以用前面所述的直接数字频率合成器(DDS)51i构成m元频移键控调制器5i和可变移相器装置47i，并且也可以在功率组合装置6的输入侧或输出侧将信号转换成高频带信号；此外，前面结合图15到26所述的所有改进和变更都可以适用于图27和28所示的实施例。
如上所述，根据本发明的第一到第六方式，可以使多路复用信号的大的峰值包络功率电平得到抑制。另外，由于仅仅在一个预定的时间期限内衰减信号，也就是说，由于信号衰减的程度仅仅是一个瞬时峰值的宽度，因此，包含在调制信号中的信息只会产生瞬时失真，因而不会产生严重影响。
当包络功率电平持续超过预定值的次数或时间达到预定值时，就进行衰减，在这种情况下，当前级放大器的影响不大时，即使包络功率电平高于预定值，也不进行衰减控制。因此，包含在调制信号中的信息的失真较小。
在另一种电路装置中，所有调制信号被分成两部分，一部分进行衰减，另一部分不进行衰减，在这种情况下，包络功率的峰值受到抑制，但某些调制信号(信道)则完全不受对信道抑制的影响，与所有信道都均匀衰减所产生的影响相比，在这些信道上，对误差率的严格要求可变得不那么重要。
根据本发明的第七方式，对每个m元频移键控调制信号的相移量进行控制，使其与输入符号的变化同步，并且根据每个输入信号的符号状态对每个信道进行控制，由此可以有效地降低多路复用信号的峰值包络功率电平。此外，用本发明的第一或第二方式到第九方式中的一种方式就能使多路复用信号的峰值包络功率得到充分地抑制。
权利要求
1.一种信号多路复用器，其中，n个信道的m元频移键控调制装置根据其输入信号的符号，使其输出频率移位，给所述的n个m元频移键控调制装置提供由基准频率振荡装置输出的一个共用的基准频率信号，作为每个所述的m元频移键控调制装置的输出信号频率的基准，并且所述的输出信号由功率组合装置组合后输出，其中m和n都是等于或大于2的整数，所述的信号多路复用器包括可变移相器装置，用来移动由所述m元频移键控调制装置输出的调制信号的相位；以及控制装置，它根据所述的与m元频移键控调制装置根据其输入信号而转换其输出频率的时间同步的n个输入信号的符号组合，设定所述移相器装置的相移量，以便降低由所述功率组合装置输出的峰值包络功率。
2.根据权利要求1所述的信号多路复用器，其中，每个所述的m元频移键控调制器都包括m个不同振荡频率的振荡器和信号开关装置，该信号开关装置用来根据所述输入信号的符号，从所述的m个振荡器中选择一个输出其振荡信号；每个所述的可变移相器装置分别串联连接在每个所述m元频移键控调制装置的输出侧。
3.根据权利要求1所述的多路信号复用器，其中，每个所述的m元频移键控调制器都包括m个不同振荡频率的振荡器和信号开关装置，该信号开关装置用来根据所述输入信号的符号，从所述的m个振荡器中选择一个输出其振荡信号；每个所述的可变移相器装置分别串联连接在各个所述的m元频移键控调制装置的输入端，所述的基准频率信号输入到所述的m元频移键控调制装置中。
4.根据权利要求2所述的多路信号复用器，其中，每个所述的m元频移键控调制装置都由锁相回路(PLL)频率合成器构成，每个所述的可变移相器装置分别串联连接在各个所述的m元频移键控调制装置的输出侧。
5.根据权利要求3所述的信号多路复用器，其中，每个所述的m元频移键控调制装置都由锁相回路(PLL)频率合成器构成，每个所述的可变移相器装置分别串联连接在向其输入所述基准频率信号的各个所述的m元频移键控调制装置的输入端。
6.根据权利要求1所述的信号多路复用器，其中，每个所述信道中的所述m元频移键控调制装置和所述可变移相器装置由一个直接数字频率合成器(DDS)构成。
7.根据权利要求1到6中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中进一步包括n个分路装置，每个分路装置在每个所述的信道中将所述的输入信号分成两路，一路供给一个所述的m元频移键控调制装置，另一路供给所述的控制装置；以及延迟装置，设置在每个所述的分路装置和对应的所述m元频移键控调制装置之间的所述输入信号的通路上。
8.根据权利要求1到6中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中，在所述功率组合装置的输出侧设有频率转换装置，以便将其组合后的信号转换成高频信号。
9.根据权利要求8所述的信号多路复用器，其中，在所述功率组合装置的各信道输入侧设有低通滤波器装置，以便限制所述调制信号的带宽。
10.根据权利要求1到6中中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中，在所述功率组合装置的各信道输入侧设有频率转换装置，以便将其调制的信号转换成高频信号。
11.根据权利要求10所述的信号多路复用器，其中，在每个所述频率转换装置的输入侧设有低通滤波器装置，以便限制所述调制信号的带宽。
12.根据权利要求1到6中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中，在所述功率组合装置的各信道输入侧设有带通滤波器装置，以便限制所述调制信号的带宽。
13.根据权利要求1到6中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中，所述的控制装置具有存储装置，用来存储相移量，该相移量是根据所述n个输入信号的符号组合而设置在所述可变移相器装置中的。
14.根据权利要求1到6中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中，所述的控制装置具有依次计算相移量的装置，所述的相移量是根据所述几个输入信号的符号组合而设置在所述的可变移相器装置中。
15.根据权利要求1到6中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中，所述的控制装置具有控制信号处理装置，用来处理控制信号，以便控制所述可变移相器装置的相移量，以使得输入到所述功率组合装置上的各频移键控调制信号的相位是连续的。
16.根据权利要求1到6中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中，进一步包括n个可变衰减装置，分别串联连接在每个所述m元频移键控调制器的输出侧；检测装置，用来检测由所述功率组合装置输出的组合输出信号的包络功率电平；控制装置，当所测的包络功率电平超过预定值时，该控制装置就在P(P≤n)个所述的可变衰减装置中设置预定的衰减量，并持续预定的时间期限。
17.根据权利要求1到6中的任意一个权利要求所述的信号多路复用器，其中，进一步包括可变衰减装置，串联连接在所述功率组合装置的输出侧；检测装置，用来检测由所述功率组合装置输出的组合输出信号的包络功率电平；控制装置，当所测的包络功率电平超过预定值时，该控制装置就在所述的可变衰减装置中设置预定的衰减量，并持续预定的时间期限。
全文摘要
经输入端1文档编号H04B1/04GK1345150SQ0111662
公开日2002年4月17日 申请日期2001年4月17日 优先权日1994年12月5日
发明者楢桥祥一, 熊谷谦, 野岛俊雄, 垂泽芳明 申请人:Ntt移动通信网株式会社