专利名称：数字信号的处理方法和装置的制作方法
概括地说，本发明涉及内插数字数据的方法和装置，具体地说，涉及内插通过执行1位数字化而得到的数字数据的传输过程中产生的缺陷数据。
至今，在采用诸如CD等的光盘，或诸如数字音频磁带(DAT)等的磁带，或诸如在卫星广播等的数字广播中的记录和/或重放装置的领域中，已经实施了从模拟信号变换来的数字信号的记录、重放和传输的方法。在传统的数字音频传输装置中，将48KHz或44.1KHz的采样频率和16个量化位规定为从模拟信号到数字信号的转换格式。
然而，采用上述的数字音频传输装置，一般地说，数字音频数据的量化位数确定了解调音频信号的动态范围。为了传输高质量的音频信号必须将量化位数从现在的16位增加到20位或24位。一旦将量化的位数固定在预定值上，就相应地设定了信号处理系统，以后不能再增加量化的位数，因此从传统的装置不能输出高质量的音频信号。
一种音频信号的数字化方法叫做∑Δ调制，由Y.Yamazaki公开在“AD/DA转换器和数字滤波器”文章中，刊登在J.of Japan societyof Acustics，第46卷，第3期(1990)，第251至257页。
图8表示一位∑Δ调制电路的结构，在该电路中，将输入音频信号供给输入端91，并经加法器92馈送到积分电路93，将从积分器93输出的信号加到比较器94，在此与输入音频信号的中性点电位相比较(未示出)，于是通过每个采样周期一位进行了量化。采样周期的频率叫做采样频率，它是传统频率48KHz或44.1KHz的64或128倍。可以是二位或4位的量化，代替该实例的一位量化。
将量化数据输送到一采样延迟单元95，从而延迟了一个采样周期，将延迟的数据通过比如一位D/A转换器96变成模拟信号，加到加法器92，在那里与来自输入端91的输入音频信号相加，在输出端97出由比较器94输出的量化数据。因此通过∑Δ调制电路执行的∑Δ调制能获得较宽动态范围的音频信号，甚至以若干量化位少至一位，通过设置足够高值的采样频率也可达到。此外，可保证足够宽的传输范围。
在另一方面，该∑Δ调制电路结构适合于积分，并可以比较容易地取得高的A/D转换精度，因此在A/D转换器中被广泛采用。通过简化的模拟低通滤波器可将∑Δ调制信号恢复为模拟音频信号，利用这些特征，可将∑Δ调制电路用到处理高质量数据的记录器或高质量数据传输系统。
在上述数字音频数据中，如在传输系统中发生故障，产生坏的数据，将数据固定在“1”或“0”上。在数字音频数据中，连续的“1”或“0”分别对应于解调信号的正最大值或负最大值。例如，在传输系统中部分变为有缺陷时，则在该缺陷部分产生最大电平的噪音，于是可能毁坏监视放大器或扬声器。
于是，在CD或DAT中，将16位的格式规定为量化位的数目，设定信号格式，使得连续的“1”或“0”假定为解调信号的中间值，不变成最大值，因此，即使如上所述地产生了缺陷数据，也不会有产生最大噪音电平的危险。而且在数据中设有校错码，如果有数据误差将被隐蔽到预定范围。对于超出校错码处理能力的数据缺陷，则用位于缺陷数据之前或之后的数据进行内插，或者将紧接缺陷数据之前的数据予以保持，以便可以避免与听者的听觉相关的问题。
对于这种内插，可执行例如图9所示的采用线性内插的处理过程。在图9中，内插数据Dn(其中n是从1到N的整数)由下式(1)给出Dn＝DA+n×(DB-DA)/N……(1)式中N是坏数据的数量，DA是紧接坏数据之前的数据， DB是紧跟坏数据之后的数据。
然而，采用∑Δ调制，因为每个数据的字长颇短，比如等于1位，不能实施按照上述采用在先数据或后续数据的内插，于是可采用所谓的预先保持法，用与缺陷数据部分同样长度的在先数据段来代替该缺陷数据部分。在
图10中示出了这种方法，然而，由于结合点往往不够平滑，会产生极大的噪音，所以不能说该方法完全有效。
还可预计，采用十中抽一采样滤波器可将从上述∑Δ调制所获得的数据转换成用于CD或DAT的传统信号格式的数据，如果将调制的数据转换成了上述传统信号格式的数据，通过传统的内插或者保持紧接前面的数据就可以避免与人们的听觉机构相关的问题。然而经处理后的信号的特性与传统CD或DAT的信号是一样的，以致∑Δ信号固有的特性，比如宽频带或高动态范围等不能被利用。
于是，如果因传统系统中的故障产生了坏的数据，在∑Δ调制中无法通过比如内插来隐蔽这些误差，所以在通常的传输系统中充分地发挥∑Δ调制的优点是非常困难的。
鉴于现有技术的上述状况，本发明的目的就是提供一种数字信号的处理方法和装置，其中在传输或记录/重放通过一位基础上的数字化获得的数字数据时所产生的数据误差，可通过简化的算术逻辑运算进行内插。
根据本发明的一方面，提供一种数字信号的处理方法，如果在交错和传输或记录/重放的时候，在一位数字化基础上获得的数字数据中产生误差，可以利用用于内插规定的误差数据的误差检测信息来规定去交错输出中的误差数据。
用于内插规定的误差数据的内插步骤以一预定的系数乘以包含规定的误差数据的预定数目的单位数据的数据段；和分别用增加的系数和减小的系数乘以在包含误差的数据段之前和之后的数据。
为达到上述目的，本发明还提供一种数字信号处理装置，其中，如果对在一位基础上数字化的数字数据进行交错，并且误差检测器检测到在传输的或记录/重放的数字数据中的误差之后，则可以利用由内插电路内插规定的误差数据的误差检测信息，来规定由去交错电路获得的去交错输出数据中的误差数据。
该内插电路用一预设定的系数乘以包括规定的误差数据的预定数目单位数据组成的数据段，用可变系数乘以该数据段之前和之后的数据，估算出从乘法器输出的每个数据段的“1”和“0”的数目，根据估算电路的估算结果和由用于产生规定的误差数据的内插数据的误差检测器检测的误差检测信息，确定每段中内插数据的排列模式。
而且，根据本发明，还用具有丢失数据宽度的预设定系数值的移动平均滤波器，估算丢失数据和丢失数据前后的数据量，只将“1”和“0”的数目作为参量，而不用丢失数据的模式或序列。通过传送过程中的交错和接收过程中的去交错，丢失数据一位一位的分散范围比估算“1”和“0”的可能范围还大，估算丢失的一位是“1”或“0”之目的在于通过简单的处理操作进行信号内插。
图1是根据本发明一实施例的数字信号处理方法和装置的简略方框图。
图2A-2E是示意图，表示用于说明图1所示实施例的操作的数据排列。
图3是表示图1的实施例中所用的内插器的详细结构的框图。
图4A-4D是示意图，用于说明图3所示内插器中的内插单元的操作原理。
图5A-5C是示意图，用于说明由图3中所示的内插器执行的移动平均的原理。
图6示意地表示移动平均所用的有限脉冲响应(FIR)滤波器的结构。
图7A-7D是波形图，用于表示以高精度执行图1实施例的内插。
图8是一简略方框图，表示以前公知的输出1位数字数据的∑Δ调制电路的结构。
图9是表示公知的线性内插的图象。
图10是表示公知的预保持处理之前的数据串和如上述预保持处理之后的数据串。
现在将详细地描述本发明的数字信号处理方法和装置的最佳实施例。
图1中所示的实施例是针对数字信号的发送/接收装置，其中输入信号在发送单元10中用∑Δ调制法调制成一位数字数据，通过传输通道19发送到接收单元20，从中得到一位输出信号。发送单元10用∑Δ调制将输入音频信号调制成1位信号，并在发送前进行交错。
执行∑Δ调制的方法如下将在输入端11上的输入音频信号经加法器12送给积分器13；将来自积分器13的信号送给比较器14，在此与例如输入音频信号的中性点电位(“0”v)进行比较，并在每个采样周期在一位的基础上量化；采样周期频率，即采样频率，是通常所用的48KHZ或44.1KHz频率的64倍或128倍；将量化的数据加到一采样延迟单元，以延迟一个采样周期；经一位数字/模拟(D/A)转换器16将延迟的数据加到加法器12，以便加到来自输入端11的输入音频信号上；于是比较器14不断地输出从输入音频数据∑Δ调制的一位音频数据。
将比较器14输出的的连续的一位音频数据加到交错器17进行交错。交错器17如下所述地将输入的连续一位数据分散在比规定的范围更大的范围。将交错器17的输出数据，即是包含分散的一位音频数据的分散输出数据，经过传输通道19送到接收单元20。在该实例中假设在传输通道19中产生4位宽度的连接误差，因此接收的数据中含有误差。
接收单元20从传输通道19传输的分散输出数据中获取误差检测信息，并根据该误差检测信息规定在去交错输出数据中的误差数据，以内插规定的误差数据。将通过传输通道19在输入端21接收的分散输出数据送到误差检测器22，然后对分散输出数据进行4位宽度的误差检测，将通过误差检测器22检查完误差之后的分散输出数据加到去交错器23。去交错器23去交错分散输出数据，并将该分散输出数据变换为如交错之前的相连一位音频数据，与此同时重新分配由误差检测器22检测的误差检测信息到相应位的位置。将去交错器23的输出数据送给内插器24。内插器24运用由误差检测器22测得的误差检测信息，校正去交错器23的输出数据中的误差数据，以便内插规定的误差数据。在输出端26输出内插的一位信号。
将误差检测器22检测的误差检测信息加给控制器25，控制器25根据误差检测信息产生误差标志指示在输出数据的哪一部分出现误差数据。控制器25将产生的误差标志传送给去交错器23再由此传输给内插器24，由来自控制器25的误差标志来控制去交错器23和内插器24的操作，如果要由控制器25执行去交错，则可将误差标志直接送给内插器24，如图1中的虚线所示。如前所述交错器17将输入的相连一位音频数据分散在比规定的范围更大的区域，这种超过规定范围的分散的意思是，该分散超出了内插器24能估算出“1”和“0”数目的范围，只用相应的“1”和“0”的数目作为参数。在下面将要详细说明这一点。
如果将图2A所示的相连一位音频数据加给交错器17，交错器17执行交错，将相连一位音频数据划分成4位宽，并将4位宽数据的每一位数据分散到偏移19位的位置，如图2B所示。
假设将交错信号通过传输通道19传输到接收单元20时，产生了比如4位宽的连续误差，如图2C所示。误差检测器22检测4位连续误差。去交错器23对包含4位宽连续数据的交错一位频数据进行去交错，如图2D所示。去交错的结果是在传输中的四个相连位的相连误差位变成了四个一位误差，其分散的距离不少于19位。通过对于误差位置的位宽数目的估算可以估算出，包含误差位置的四位宽度的数目。因为在四位宽度中误差只有一位，从而可估算出1位误差是“1”或是“0”，并执行包括模式产生的内插。
用于执行数量估算和内插的内插器24用在整个坏数据段保持不变的预设定值的系数乘以由四个一位数字数据构成的坏数据段，坏数据段包含一位误差数据，并且已由去交错器23的去交错所分散；并分别用可变的系数乘以坏数据段之前和之后的数据，以便估算出在坏数段中出现的“1”和“0”的数目。因为已估算出四个一位数字数据字所代表的总能量，故内插器24可执行确定“0”和“1”排列模式的内插。在没有所谓的坏数据段时，内插器24输出非内插数据，代替内插数据，即非内插数据是其中没有坏数据的四个一位数字数据。
内插器24包括延迟单元31，用于延迟从去交错器23来的经过输入端30提供的四个一位数字数据；内插单元32，用于内插通过延迟单元31延迟的四个一位数字数据；选择器33，如图3所示根据端子34加来的控制信号，在来自延迟单元31的非内插数据和来自内插单元32的内插数据之间有选择地进行切换。内插器32包括移动平均处理电路36，用于以预设定的系数乘以坏数据段，并以可变的系数乘以坏数据段之前和之后的数据；数量估算器37，从移动平均单元36的输出估算构成坏数据段的“1”和“0”的数目；内插数据产生器38，基于数量估算单元37的估算结果和经去交错器23从控制器25送来的误差标志，确定该坏数据段的排列模式，以便产生内插数据。
选择器33包括加以来自延迟电路31的非内插数据的第一固定触点a；加以来自内插单元32的内插数据的第二固定触点b；可动触点c，根据经控制信号端子34加来的内插开/关控制信号选择地连接到触点a或b。
现在结合图4A-4D，5A-5C和6来说明内插器24的工作原理。假设在传输通道19上传输的分散输出数据产生比如四个相连的一位误差，如图2C所示。通过去交错器将这些误差转换为四个分散在彼此相距19位的位置上的一位误差，如图2C所示。在本例中将一位误差数据D22拿出来研究。内插单元32内插由包含1位误差数据D22的4位数据构成的图4A中的坏数据段Bb。首先，移动平均电路36执行图4A所示在坏数据段Bb之前的11个正确的一位音频数据D11-D21上的4个和8个分支的两级移动平均滤波，以便得到图4D中所示PA点上的移动平均值MA。在4分支移动平均处理中，图4A所示的1位数字音频数据D11-D21是通过比如D11-D14，D12-D15，D13-D16，D14-D17，D15-D18，D16-D19，D17-D20，D18-D21等4分支移动平均进行处理的，产生如图4B中所示的8个4分支移动平均输出。移动平均处理电路36，在这些8个4分支移动平均输出之上，进一步执行8分支移动平均，以产生在图4C中所示的8分支移动平均输出，从而得到图4D中所示的点PA上的移动平均值MA。
移动平均处理电路36还对坏数据段Bb之后的正确的11个1位数字音频数据执行上述的2级移动平均，以便获得PB点上的移动平均值MB，如图4B-4D所示。
可由4分支有限脉冲响应(FIR)滤波器和8插头FIR滤波器来构成两级移动平均滤波器。然而，为了简化结构可由11分支FIR滤波器构成，如图6所示。
利用获取的移动平均值MA和MB，则可通过线性内插计算出误差数据的中点值MC′。
MC′＝(MA+MB)/2…… (2)移动平均值MC也可从包含坏数据段Bb的11个一位数字数据D19-D29中得到，如果采用图6中所示的FIR滤波器，这个移动平均值MC可由下式给出MC＝{D19×K0+D20×K1+D21×K2+D22×K3+D23×K4+D24×K5+D25×K6+D26×K7+D27×K8+D28×K9+D29×K10}/32……(3)在上述通过移动平均电路36进行的两级移动平均时，用如图4B中所示4分支移动平均处理一位数字数据D19-D29，产生了8个4分支移动平均输出，然后用8分支移动平均进行处理，于是移动平均值MC变为MC＝{(D19+D20+D21+D22)/4+(D20+D21+D22+D23)/4+(D21+D22+D23+D24)/4+(D22+D23+D24+D25)/4+(D23+D24+D25+D26)/4+(D24+D25+D26+D27)/4+(D25+D26+D27+D28)/4+(D26+D27+D28+D29)/4}/8＝{D19×1+D20×2+D21×3+(D22+D23+D24+D25)×4+D26×4+D27×3+D28×2+D29×1}/32 ………(4)未知的是图5A中所示坏数据段Bb的误差数据D22，D23，D24，D25。系数K3-K6是与这些项相联系的，并且有常数值“4”，如图5B中所示，因为公式(3)和(4)相等，由于K0＝1，K1＝2和K2＝3，故系数K0-K2其值向右上升，如图5B中所示。由于K7＝4，K8＝3，K9＝2，K10＝1；故系数K7-K10其值向右衰减。移动平均电路63利用图5B中所示的这些系数进行两级平均。
于是，即使不知道构成坏数据段Bb的四个误差数据D22，D23，D24，D25的“1”和“0”的排列模式，根据“1”和“0”的数量也可确定移动平均值MC。数量估算电路37估算“1”和“0”的数量。数量估算电路37由下列公式估算“1”和“0”的数量，该公式是通过MCMC′得到的(D22+D23+D24+D25){MC′-(D19×1+D20×2+D21×3+D26×4+D27×3+D28×2+D29×1)}/4………(5)如果在上面公式中，D(1)＝1，d(0)＝-1，数量估算电路37由下式估算“1”和“0”的数量。
(D22+D23+D24+D25)4---→“1”∶4，“0”∶0(D22+D23+D24+D25)2---→“1”∶3，“0”∶1(D22+D23+D24+D25)0---→“1”∶2，“0”∶2(D22+D23+D24+D25)-2---→“1”∶1，“0”∶3(D22+D23+D24+D25)-1---→“1”∶0，“0”∶4通过移动平均电路36执行这个移动平均，使得在误差数据的宽度内这些系数值是常数，数量估算电路能够很容易地估算出在该误差数据中的“1”和“0”的数量，尽管这里是对4位误差执行4分支和8分支的两级移动平均，但位数，分支数，或级数都不限于这些值，可以根据需要而改变。
如果，通过数量估算电路37能够如上所述地估算出在误差数据中的“1”和“0”的数量，则估算能保持对一位数字数据适合的总能量。这样，如果内插数据产生电路38确定了内插数据的“1”和“0”的排列模式，产生内插数据，同时保持由“1”和“0”的数量确定的能量，这就足够了。例如，如果“1”的数目和“0”的数目都是2，可以把0011，0101，1001，1010和1100看作五种候选的内插模式。于是将这五个排列模式配合缺陷数据段Bb就足够了。
因为在坏数据段Bb中的误差数据只有一位D22，只要根据该一位误差是“1”或是“0”的估算就可产生内插模式。也就是说，采用数字信号发送/接收装置的本实施例，通过简单的处理操作就能内插误差数据。
参照确定排列模式的该方法，在缺陷数据段中用“1”和“0”替代D22时也可找出D2-D12的移动平均值。
将如此找到的移动平均值与作为移动平均基准值的图4D的PA和PB之间间隔的线性内插值比较，把接近该基准值的移动平均值作为正确数据。
然后，通过用“0”和“1”替换D23可求出移动平均值D13和D23。
将如此找到的移动平均值与线性内插移动平均的基准值作比较，将接近基准值的移动平均值作为正确数据。
对于缺陷数据段的每一位重复这种操作，以确定该位是“0”或“1”。因为预先找到了“0”和“1”的数量，达到这些数目操作就结束了。
内插处理器32以这种方法内插缺陷数据段Bb，并将结果数据送到选择器33的选择端b。如果从控制器25经控制信号端子34送来的是内插接通控制信号，则内插电路24将选择器33的可动触点C连接到选择端b，以便在输出端26上输出内插数据。
用数字信号发送/接收装置的本实施例，其内插可达到将误差数据产生抑制到完全恢复的程度。原因是在内插数据产生器38中的内插模式的一位估算满足需要，于是能进行可靠地内插，即是恢复。图7D示出了通过本数字信号发送/接收装置进行内插和恢复成模拟信号的说明性信号。为了比较，图7C示出了如上所述的未采用交错和去交错的误差数据的内插信号。
本发明的数字信号处理方法和装置不仅可应用到数字信号发送/接收装置，也可应用到在或从磁带形记录介质或光学记录介质进行一位数字数据记录/重放的数字音频记录/重放装置。通过增加交错宽度，以不少于4位的位宽可完成同样的处理。
交错并不限于图2B中所示的重新排列，还包括一种简单延迟型重新排列。
如果，当对一位数字化产生的数字数据进行交错和记录或重放时，在传输或记录/重放的数字数据中检测到误差，并且通过内插装置，借助误差检测信息，识别出去交错输出数据中的误差数据并进行内插，用本发明的数字信号处理方法，在传输过程中的一位数字数据丢失可通过简单的操作高精度地进行内插。
如果，当对一位数字化产生的数字数据通过交错装置进行交错，并进行记录或重放时，通过误差检测装置检测在传输或记录/重放的数字数据中的误差，通过内插装置，借助误差检测信息，识别去交错装置的去交错输出数据中的误差数据并进行内插，采用本发明的数字信号处理装置，在传输过程中的一位数字数据丢失可通过简单的处理操作进行高精度的内插。
虽然上文已经参照最佳实施对本发明作了描述，但是要理解的是本发明并不是仅限于这种说明性的实施例，在不脱离仅由所附权利要求所限定的本发明的精神及主要特性的前提下，可以设计出各种各样的改型。
权利要求
1.一种内插装置，用于内插由预定位数构成的缺陷数据段，所述的缺陷数据段是在经∑Δ调制数字化的交织数字信号的传输过程中产生的，所述内插装置包括误差检测器，用于检测在交织数字信号中含有的缺陷数据；误差标志产生装置，根据来自误差检测器的误差检测信息，产生对应于缺陷数据的误差标志；去交织单元，用于对交织的数字信号进行去交织；内插器，用于以替换数据替代在选择的去交织数字信号中所含的缺陷数据，其中，该内插器包括移动平均单元，以预定的系数乘以该缺陷数据段，并以预定的可变系数乘该缺陷数据段之前和之后的数据；估算器，根据移动平均单元的输出结果，估算去交织数字信号的替代数据模式；内插数据产生器，根据估算器估算出的替代数据模式确定对于缺陷数据段的替换数据。
全文摘要
内插在∑Δ调制的一位数字数据传输或记录/重放中产生的数据,交错器将输入的相连一位音频数据分配在比一般内插更宽范围;误差检测器对经传输通道发送的分配数据作4位宽度的检测;去交错器对分配输出数据去交错,将分配输出数据变换为交错前存在的相连一位音频数据,同时在对应位地址重新分配误差检测器检测的误差检测信息;内插器用误差检测器产生的误差检测信息指出去交错器的输出数据中的误差数据,内插指定的误差数据。
文档编号H04B14/02GK1380655SQ01143779
公开日2002年11月20日 申请日期1996年9月21日 优先权日1995年9月21日
发明者市村元, 野口雅义, 深见正 申请人:索尼公司