高动态范围接收机的制作方法

专利名称：高动态范围接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及信号处理系统，并且更具体地涉及在无线通信系统中减少干扰的改进技术。
背景技术：
近来，需要一些可以操作于不同通信网络中的接收机。现存的和推荐的通信网络在很多方面都不同，这些方面包括在不同信道带宽规格和用于多用户的不同接入技术上的操作。调制解调器和协议功能的不同处理需求可以用可编程元件来实现。通常实现这些多系统接收机来满足更宽宽带系统的需求，从而需要前端来处理落入宽带系统的宽信道带宽内的更多数量的窄带信道。如果可编程带宽滤波器被用来在前端中执行信号信道化，则可以避免这类情况。但是可编程带宽滤波器很难实现，并且使用适合不同带宽的多个滤波器会使系统体积变大而损耗系统。
图1说明了这类接收机的简单接收机结构100。接收机结构100包括天线110、射频(RF)处理与下变换电路110、模数转换(ADC)电路120以及基带处理与数据解调电路130，它们以上述顺序被依次连接。这种接收机结构100需要信号在可以按照每个调制解调器标准进行不同处理之前就被数字化。具有了不同的信道带宽，RF处理电路110必须能够处理高动态范围信号，因为窄带宽系统的多个信道可以适配到高带宽系统的一个信道带宽中。为了满足落入单个更宽信道带宽的窄带宽系统的阻塞信号需求，接收机结构100需要具有可编程的带宽的基带/中频(IF)滤波器，或具有每次开关一个的不同带宽的不同滤波器。这还可以通过数字域中的精确滤波来解决，其需要高动态范围数字转换器120或更高的过采样比率来对所需信号以及阻塞信号数字化。
通过把阻塞信号看作与所需信息信号重叠的噪声和用下述方法之一来消除噪声，可以减少对ADC或A/D120的需求。正如1999年5月11日发布给Romesburg的美国专利号5,903,819中所述的，通过使用预测技术产生复制的阻塞信号和产生噪声混合输入信号的延时形式以及把输入信号加入异相信号，可以消除噪声信号。不利地，这类方案需要很多元件来实现并且需要更大的处理功率来预测IF频率的噪声信号。复制的采样值的有效性取决于噪声估算器工作有多快以及估算器的准确度。
在1976年2月10日发布给Lewis等人的美国专利号3,938,153和在1976年2月10日发布给Lewis的美国专利号3,938,154描述的一些方案中，干扰阻塞信号可以用几个带宽不同的滤波器来隔离和/或用多个本机振荡器和从噪声混合下变换信号中减去来进行下变换。这类方案的缺点是有多个本机振荡器(LO)、混频器、带通滤波器和减法器。
用于消除阻塞信号的少数实施方式具有多个天线和执行某种波束控制来衰减干扰信号。其它实施包括解调干扰信号和利用解调信息来抵消阻塞信号的影响。上述例子被描述于1980年3月4日发布给Pontano等人的美国专利号4,191,926；1980年9月9日发布给Kretschmer，Jr.等人的美国专利号4,222,051；1988年4月5日被发布给Matsue等人的美国专利号4,736,455；和1983年5月17日发布给Kaitsuka的美国专利号4,384,366。通过从发射机的耦合的信号路径提取干扰信号样本和通过在适当相位检测和调整之后从输入接收信号中消除干扰信号，使任何来自收发机的发射机端的泄漏都被消除，这在1987年4月21日发布给Ekstrom的美国专利4,660,042中说明。
可替换地，如在2001年1月2日发布给Zuckerman的美国专利6,169,912中所公布的，干扰发射频带信号从接收信号本身中提取并用于消除来自接收信号的干扰。这类处理需要某种滤波来提取发射频带信号并且它不适合于抑制存在于接收频带本身中的阻塞信号。
实际信息数据上的阻塞信号的影响可以在数据解调之后在基带中被消除，如在1983年10月25日发布给Geisho等人的美国专利号4,412,341中所述。
如在2000年10月10日发布给Bergstrom等人的美国专利号6,131,013中所述的，在精巧地对干扰分类并且然后通过作为目标的干扰消除来减轻干扰影响之后，干扰也可以被消除。尽管这些系统中没有几个是健壮的，但是这些系统更为简易或者只可能在数字域中实现。这就需要高动态范围ADC在完成这类处理之前将信号以及阻塞信号数字化。
1976年6月15日发布给Di Fonzo的美国专利3,963,990描述了来自频率复用系统中两个不同信道的信号交叉耦合来减少干扰。然而，交叉耦合主要是为了用于来自操作于相同频率而在不同极化角中被信道化的信道的干扰，并且基本上不用于来自不同频率的干扰。
2001年4月3日发布给Shattil的美国专利号6,211,671描述了用于电磁拾音器(electromagnetic pickup)的电磁屏蔽、其它类型的电子装置和具体空间区域的干扰消除方案。这类方案不适合于消除阻塞信号，因为这些方案依赖于接收机中不同区域拾音器中的相变来有效地消除干扰。
除了输入阻塞信号的消除方案，这个问题还可以通过″接近理想的″数字滤波来解决。几个上述文件已经报告提高了ADC的动态范围，以致于这些信号可以整体上被数字化和执行所需要的滤波来满足阻塞测试。然而不利的是，所有这些方案都很复杂并且耗费更多能量，这是在手持类型应用中实现这类方案的主要缺点。这样，显然地需要一种改进技术来减少无线通信系统接收机结构中的干扰。

发明内容
根据本发明第一方面，提供了一种用于在输入射频(RF)信号中把在偏移频率的干扰/阻塞信号从期望信号衰减的接收机下变换结构。该接收机结构包括一个具有依赖于干扰信号偏移频率的延时的延时元件，和一个用于将输入信号的延时和瞬时形式相加的加法器。
根据本发明第二方面，提供了一种方法，其在接收机下变换结构中用于在输入射频(RF)信号中把在偏移频率的干扰/阻塞信号从期望信号衰减。该方法包括的步骤有基于干扰信号的偏移频率来延时输入信号，和把输入信号的延时和瞬时的形式相加来消除干扰/阻塞信号。


一些实施例在下文中参考附图描述，其中
图1是一个说明传统的、一般的接收机结构的方框图；图2是一个说明用于直接转换的根据本发明实施例的接收机结构的方框图，其具有镜频抑制混频器，用于很低的IF，需要两个ADC；图3A是一个说明输入RF信号频谱的频谱图，该输入RF信号具有频率RF的期望信号和频率RF±Δf、RF±2Δf等等的阻塞/干扰信号；图3B是一个说明下变换的信号频谱的频谱图，该下变换信号具有在ΔF的理想信号，在Δf处于更高信号电平的镜像，和在0、2Δf、3Δf等等的阻塞/干扰信号；图4A是一个说明根据本发明又一实施例的接收机结构的方框图，其在IF频率实现，用于超外差接收机结构；图4B是一个说明下变换的IF信号频谱的频谱图，该下变换IF信号具有在IF的理想信号和在IF±Δf、IF±2Δf等等的阻塞/干扰信号；图5是一个说明相对于频率(通过Td延时)的相位变化的频谱图；图6A是说明用于直接变换的根据本发明另一个实施例的接收机结构的方框图，其具有镜频抑制混频器，用于很低的IF，需要两个ADC的；图6B是一个说明根据本发明另一个实施例的另一个类似于图6A的接收机结构的方框图，其需要3个ADC而不是两个；图3A是一个在图6A的点″a″的RF/IF信号频谱的频谱图，其具有包含在RF的所需信号和在RF±Δf、RF±2Δf等等的阻塞/干扰信号的频谱；图7A是一个在图6A点″b″的下变换的RF/IF信号频谱的频谱图；图7B是一个在图6A点″c″的滤波后的下变换的RF/IF信号频谱的频谱图；图7C是下变换后的和滤波后的信号在相移和与同相下变换信号结合之后在图6A点″d″的频谱图；图7D是一个被延时并且与馈通信号相结合的镜频抑制信号在图6A中点″e″的频谱图；图7E是一个干扰和图像消除信号的频谱图，其被数字化并且被进一步滤波和进行基带处理；和图8是一个根据本发明又一个实施例的开关电容器延时线和加法器配置的示意图。
具体实施例方式
描述了一种用于窄信道带宽和宽信道带宽系统信号的多模式接收机/下变换器结构。在这个结构中，使用减少信号动态范围的技术以用于进一步处理，所选择窄带信道的干扰信号被衰减。该技术可以与诸如直接变换、低IF、超外差等等的接收机结构。在这个技术中，下变换信号被分成两个路径。一个信号路径被延时并从来自另一个路径的信号中减去。通过控制延时值，位于给定偏移量的干扰信号被衰减。基于所选择的结构，放置期望信号以使该期望信号承受最小失真。
本发明的实施例衰减窄带系统的干扰信号，该干扰信号另外还经过较宽的带宽基带/IF滤波器，该滤波器适合更宽带宽信号，充分减少接收链路中ADC的动态范围需求。
图2是一个示出直接变换类型的接收机结构200的方框图。一个RF/IF信号202被输入到同相功率分配器210。两个信号被提供给正交下变换电路220，其提供两个输出到低通滤波和镜频抑制电路230。电路230输出的信号C(t)通过功率分配器241A被拆分并提供给加法器250和具有延时Td的延时模块240。延时信号Cd(t)被提供给加法器250的负输入端。加法器250输出产生的信号Cs(t)给第一ADC模块260。这个ADC260的输出被提供给数字滤波与镜频抑制电路270。一个包括延时242、加法器252和ADC262的完全等效电路被耦合在低通滤波与镜频抑制电路230的另一个输出端和数字滤波与镜频抑制电路270的另一个输入端之间。电路270产生一个输出信号280。从而，被下变换的I&Q信号被分成两个路径，每个路径都使用功率分配器241A和241B。每个支路中的一个路径被延时240、242并前馈而且从如图2中所示未延时的路径减去250、252。
如图3A和3B所示窄带信号使用镜频抑制混频器被正交下变换，由此期望信号被放置在频率ΔF并且在更宽的基带滤波器310的上边缘降落。特别地，图3A说明了输入RF信号的频谱，且图3B示出了具有期望信号、它的镜像和阻塞/干扰信号的下变换信号。在信号下侧的阻塞信号衰减接近DC值。镜像信号被叠加在期望信号上。如图3B所示，在2ΔF、3ΔF等等的上侧阻塞信号被滤波器带宽滚降(roll off)310截止。这个实施例的衰减特性用图3B中的点线示出。
在下文中描述了一种简易的方法来计算将被引入信号用于加减的延时时间。假定信息信号是相移键控(PSK)信号S(t)并且干扰/阻塞信号也是相移键控信号X(t)，则这两个信号可以写作S(t)＝A cos[ωct+Φc(t)]，X(t)＝B cos[ωit+Φi(t)]，其中Φc(t)和Φi(t)是瞬时相位；ωc＝2πfc；fc是所需信道的载频；ωi＝2πfi；fi是干扰信道载频；fi＝fc+Δf；和Δf是来自期望信号频率的干扰信号偏移量。
在图2中，C(t)＝S(t)+X(t)，和Cd(t)＝C(t-Td)。
假定延时Td是足够小的，则相位Φc(t-Td)和Φi(t-Td)可以近似于Φc(t)和Φi(t)。
在Cs(t)＝C(t)-Cd(t)中，如果Td＝1/(2*Δf)；和Fc＝a*Δf；a＝1、3、5、7...(′a′是一个奇整数)。
则信息信号累加并且干扰信号被消除。
这个关系对于直接下变换、低IF下变换和使用较高IF的传统超外差结构来说有效。重要地，载频和需要最大消除干扰信号的偏移频率之间的关系是载频应该是干扰的偏移频率的奇倍数。因此所需信号经受180度相移而干扰信号相移零度或者多个360度相移。当延时的和前馈的路径被减掉时，180度相移的载波累计并且另一干扰信号消除。该方案可以被修改使用一个加法器代替减法器，而在这样情况下，干扰信号将被相移180度，而所需信号被相移零度或者360度的倍数。
从上面分析可知，通过控制前馈路径中的延时(等于1/(2*Δf))，不需要的阻塞信号可以被消除或者衰减，而所需信号能够被累计。消除量取决于固定延时线给予信号的相移量以及延时和瞬时信号的幅度匹配到什么程度。基于两条路径中的幅度和相位误差，能够定量地计算消除量。这对信号频谱中的瞬时频率分量来说也是正确的。对于未失真的所需信号，延时是充分小于调制到所需载波上的数据带宽的倒数。延时可以被实现为固定延时元件用于要被消除的特定偏移频率，或者可以形成一个可编程延时，其能够变化地以特定偏移来消除信号。图5示出了当延时Td时不同频率的信号的相位变化。
图4示出了在IF频率实现的本发明的另一实施例，用于超外差接收机的结构。图4A的接收机结构400包括RF处理和下变换电路410，IF带通滤波器420，功率分配器422，延时模块430，ADC 450，以及数字滤波、下变换、基带处理与数据解调电路460。电路410的输出耦合到带通滤波器420的输入。使用功率分配器422分开带通滤波器420的输出并将其提供给加法器440的正输入和延时电路430，其提供延时Td。把延时电路430的输出提供给加法器440的负输入。加法器440的输出提供给ADC 450。随后，把ADC 450的输出提供给电路460。
在这种情况下，所需信号被下变换到IF频率而且在IF频率两侧的干扰信号被衰减。根据相移量，把延时引入到信号中，信号被消除或者累加。
在超外差下变换结构的情况下，在截止远处的阻塞信号的IF带通滤波器(420)之后实现分配器、延时和减法技术(430，440)。根据干扰信号的偏移频率，计算固定/可变的延时值Td。IF频率也必须以该频率满足上述条件这种方式被固定。
图3A显示了在电路410的输入端接收的输入RF信号的频谱，其具有频率为RF的期望信号和频率为RF±Δf、RF±2Δf等等的阻塞/干扰信号。图4B显示了具有频率IF的期望信号和频率为IF±1Δf、IF±2Δf等等的阻塞/干扰信号的下变换IF信号频谱。图4B显示了由图4A中的带通滤波器420提供的IF带通滤波器特性470。此外还用点线示出的是由这个技术提供的衰减特性480。基带滤波器的通带内的干扰/阻塞信号按照衰减特性480衰减。通带外的干扰/阻塞信号由BPF特性470衰减。
在正交直接下变换方案的情况下，存在一个镜像信号在下变换之后与所需信号重叠的问题。如果偏移频率基于阻塞信号，则镜频信号可能是窄带系统的阻塞信号而且具有比所需信号电平高得多的幅值。这个镜频必须在任何进一步处理之前被除去，而且可以通过使用镜频抑制混频器结构来除去。
图6A是一个使用直接变换的接收机结构的方框图，具有镜频抑制，用于很低的IF，使用两个ADC。RF/IF信号在点″a″被提供为到同相功率分配器610的输入。分配器610向混频器612和614提供分别的输出。本机振荡器(LO)直接提供另一个输入到混频器612，并将延时元件616产生的90度的相位延时信号提供给另一个混频器614。混频器612的输出被标记为点″b″并提供到低通滤波器620。同样，混频器614的输出被提供到低通滤波器622。低通滤波器620和分配器621A的输出被标记为点″c″并提供到加法器630和90度移相器624。类似地，低通滤波器622的输出被分配器621B拆分并提供到加法器632的正输入端和-90度的移相器626。移相器624和626的输出被分别提供到加法器630和632的输入端。加法器630的输出使用分配器631A拆分并标记为点″d″，并且被提供为加法器650和延时元件640a的输入。提供延时Td的延时元件640a的输出被提供到加法器650的负输入端。同样，加法器632的输出使用分配器631B拆分并作为输入提供给加法器652和延时元件640b。延时元件640b的输出被提供到加法器652的负输入端。加法器650的输出被标记为点″e″并提供到ADC660。同样，加法器652的输出被提供到ADC662。ADC660和662的输出被提供到数字滤波与镜频抑制模块670。模块670的输出被标记为点″f″。
图6B是涉及直接变换的一个说明本发明又一实施例的方框图，具有镜频抑制，用于很低IF，需要三个ADC。这个电路结构与图6A的相关元件610、612、614、616、620、622和623相同。功率分配器623的输出提供为-90度移相器626的输入，加法器632的正输入，和加法器632的另一个正输入送入正交下变换信号来消除镜频和提取所需信号。提取的所需信号被提供到延时元件640B，延时元件640B提供延时Td。当被延时和前馈的路径被减掉时680，干扰信号根据延时Td而消除。这个信号由ADC690数字化并且被提供到模块数字滤波与镜频抑制模块670。低通滤波器620和功率分配器623的输出被直接传递到ADC660和662，这两个ADC为数字滤波与镜频抑制模块670提供输出。在模块670中，所需信号被滤波并且镜像信号进一步由标准的滤波与镜像消除技术来消除/衰减。
图7A-7E示出了在电路图6A的不同阶段的信号频谱。
图7A显示了在图6A的点″b″处的下变换RF/IF信号频谱。频谱与频率为Δf的所需信号和频率为0、2Δf、3Δf等等的阻塞/干扰信号一起被移动到基带。在频谱图中，可以看出镜像信号在频率Δf与所需信号重叠。
图7B是显示在图6A的点″c″的频谱的频谱图。低通滤波器620的低通滤波器特性710被示出。下变换RF/IF信号频谱被滤波用于和数分量和其它干扰。频谱在2Δf、3Δf等等具有由低通滤波器特性710衰减的阻塞/干扰信号。频率为0的阻塞/干扰信号和在频率Δf与期望信号重叠的镜像信号仍然是显著的。
图7C是一个在图6A点″d″的信号频谱的频谱图。被下变换、滤波的信号相移90度并且与同相下变换的信号相结合。该频谱具有显著衰减的镜像信号(与频率Δf的所需信号重叠)。
图7D是一个显示在图6A点″e″的频谱的频谱图。镜频抑制信号被延时并且在ΔF与馈通信号相结合，这样在频率0衰减了干扰信号。图7D说明了所推荐的衰减特性720。衰减量取决于延时元件640A提供的相移。示出的频谱具有镜像信号(在频率Δf与所需信号重叠)和在频率0衰减的干扰信号。
模块670在它的输出端提供了图6A点F的信号。图7E是一个说明干扰与镜象消除信号的频谱图，该信号被数字化和进一步滤波并且基带处理。这被执行来衰减在频率0干扰信号和镜像信号(在频率Δf与所需信号重叠)。在这之后，频率为Δf的所需信号可以进一步在数字上下变换以用于进一步处理。
镜频抑制混频器结构的应用不能完全衰减镜频，并且它取决于用来在下变换之后结合正交下变换信号和信号路径长度的90度混合。因为所建议的技术可以用于窄带信号，所以满足所关心窄带中需要的90度混合是足够的。阻塞/干扰信号的衰减导致了用于多模式信号数字化和后续处理的ADC动态范围需求的减少。
延时Td可以以许多方法来实现，其中的例子被陈列如下。
一个方法使用电缆的简单长度或具有被调整电长度的传输线路，由此电缆给出上面计算的用于所需偏移频率的所需延时。电缆的长度可以基于实现的电缆材料中的电磁(EM)波速度而在数字上估算。
另一个方法把延时结合到A/D处理中。只要信号被抽样和保持，信号就可以被分成两个路径。一个路径可以使用开关电容器电路延时并且在量化之前与主路径样本相结合。用这个方法，采样和保持放大器的限制保持不变，而量化器看出阻塞信号的衰减电平。量化器中的量化电平可以设置来用减少的位的数量最大化动态范围，并且适当的增益放大器可以被用来最大化量化器的动态范围的应用。图8示出了使用开关电容技术的一个典型实施例。在具体实施时，开关电容器延时线取决于用来打开和关闭开关的时钟频率和所使用的单位延时阶段数量，可以使给出不同的延时值。在1991年7月的Electronics Letters，27卷，14号，1262-1263页的Eriksson，S.的″Realisation of Switchedcapacitor delay lines and Hilbert transformers″中，给出了基于该电路操作的更详细的说明。
从而，多模式接收机/下变换器结构已经被描述。
虽然只描述了少量实施例，但是对于所属领域的技术人员很明显的是，按照此公开文件，可以在不背离本发明范围和精神的前提下作出修改和变化。
权利要求
1.一种用于在输入射频(RF)信号中从期望信号衰减偏移频率的干扰/阻塞信号的接收机下变换结构，所述接收机结构包括具有依赖于干扰信号偏移频率的延时的延时元件；和基于信号之间的相位关系用于加/减所述输入信号的延时和瞬时形式的加法器。
2.根据权利要求1的接收机下变换结构，其中，所述消除导致所述输入信号中的不期望信号衰减，由此减少了用于模数转换的动态范围需求。
3.根据权利要求1的接收机下变换结构，还包括用于修改直接变换结构以便把所述期望信号偏移一个偏移频率的工具，所述偏移频率至少接近至少一个关键干扰信号的频率偏移。
4.根据权利要求1的接收机下变换结构，其中，所述延时等于Td＝1/(2*Δf)，其中Δf等于所述至少一个关键干扰信号相对于所述期望信号的的所述频率偏移。
5.根据权利要求1的接收机下变换结构，其中，使用传输线路来实现所述延时元件。
6.根据权利要求1的接收机下变换结构，其中，使用开关电容器和运算放大器来实现所述延时和所述加法器。
7.根据权利要求1的接收机下变换结构，其中，所述延时和所述加法器与模数转换器(ADC)的前端成为整体。
8.根据权利要求1的接收机下变换结构，还包括用于把所述期望信号转换到中频(IF)的工具，所述中频等于Δf＝1/(2*Td)的奇倍数，其中，Td是所述延时元件的所述延时。
9.根据权利要求1的接收机下变换结构，其中，所述延时元件是可编程的。
10.根据权利要求1的接收机下变换结构，还包括一个低频中频(IF)/零IF结构。
11.根据权利要求10的接收机下变换结构，还包括混频器，其中，所述期望信号由此位于低通频谱的上端。
12.根据权利要求1的接收机下变换结构，包括具有中频(IF)的超外差结构，其中，所述中频(IF)等于有干扰的频率偏移的奇倍数。
13.一种用于在接收机下变换结构中在输入射频(RF)信号中从期望信号衰减偏移频率上的干扰/阻塞信号的方法，所述方法包括下列步骤依赖于干扰信号的偏移频率，使所述输入信号延时；和把所述输入信号的延时和瞬时形式相加以消除所述干扰/阻塞信号。
14.根据权利要求13的方法，其中所述消除导致所述输入信号中的不期望信号被衰减，由此减少了模数转换的动态范围需求。
15.根据权利要求13的方法，还包括修改一个直接变换结构以把所述期望信号偏移一个偏移频率的步骤，所述偏移频率至少近似至少一个关键干扰信号的频率偏移。
16.根据权利要求13的方法，其中，所述延时步骤产生的延时等于Td＝1/(2*Δf)，其中Δf等于所述至少一个关键干扰信号相对于所述期望信号的所述频率偏移。
17.根据权利要求13的方法，其中，使用传输线来实现所述延时步骤。
18.根据权利要求13的方法，其中，使用开关电容器和运算放大器来实现所述延时和所述相加步骤。
19.根据权利要求13的方法，其中，用与模数转换器(ADC)前端集成的电路来实现所述延时和所述相加。
20.根据权利要求13的方法，还包括把所述期望信号转换到等于Δf＝1/(2*Td)的奇倍数的中频(IF)的步骤，其中，Td是所述延时元件的所述延时。
21.根据权利要求13的方法，其中，由所述延时步骤产生的延时是可编程的。
22.根据权利要求13的方法，其中，所述接收机下变换结构包括一个低频中频(IF)/零IF结构。
23.根据权利要求22的方法，还包括混频的步骤以使得期望信号由此位于低通频谱的上端。
24.根据权利要求13的方法，其中，所述接收机下变换结构包括一个中频(IF)等于有干扰的频率偏移的奇倍数的超外差结构。
全文摘要
本发明说明了一种用于窄信道带宽和信道带宽系统信号的多模式接收机/下变换器结构。使用减少信号动态范围的方法，衰减所选窄带信道的干扰信号用于进一步处理。所推荐方法可以使用诸如直接变换、低IF、超外差法等等之类的接收机结构。被下变换的信号被分成两个路径。一个信号路径被延时并从来自另一个路径的信号中减去。通过控制延时值，在给出的偏移量处的干扰信号被衰减。基于所选择的结构，放置期望信号以使该信号承受最小失真。
文档编号H04B1/12GK1602591SQ01823938
公开日2005年3月30日 申请日期2001年12月20日 优先权日2001年12月20日
发明者A·K·马拉斯, N·A·A·赛义德 申请人:科学和技术研究院