专利名称：用于cdma中的码同步的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种检测扩频信号的方法和用于扩频信号的接收器，并具有在例如用于估计信号到达时间的设备、用于估计信号从发射器到接收器所传播距离的设备中以及在位置确定设备中的应用。
背景技术：
已知通过使所接收信号与基准信号相关来检测扩频片序列，相关函数的峰值表示检测到该序列。典型地，使用所接收信号和基准信号的采样来进行检测。由于采样，用于确定所接收信号中序列的位置的最大分辨率为±0.5个采样间隔。例如，以2.2M片·s-1的片速率被传输并以22M采样·s-1在接收器中被采样的序列将给出±0.5/22 10-6＝±2.27 10-8秒的检测分辨率。如果这样的检测过程被用于计算从发射器到接收器的信号传播时间，则传播时间计算的精度为±2.27 10-8秒。此外，如果这样的所计算传播时间被用于计算信号从发射器到接收器所传播的距离，则距离计算的精度为±c×2.27 10-8，其中c为光速，近似为3.10-8m·s-1。因此所得到的距离分辨率为±6.81m。
通过增加采样速率可达到较高的分辨率，然而这是以增加功率消耗和复杂度为代价的。亦可通过在对所接收信号中几次出现的片序列的测量结果上求平均而得到较高的分辨率，然而是以增加功率消耗和增加时间延迟为代价的。在一些应用中，例如在用于在室内环境中使用的便携式范围确定设备和便携式位置确定设备中，具有快速高检测分辨率和低功率消耗是理想的。
发明公开内容本发明的目的是提供扩频片序列检测的改进。
依照本发明的一个方面，提供了一种检测包括片序列的扩频信号的方法，包括在采样间隔处对所接收信号进行采样；在匹配的滤波器中过滤由此所获得的采样；确定被过滤采样的绝对值；得出在等于片序列长度的间隔处出现的被过滤采样的绝对值的加权平均值，加权平均值在至少两个这样的绝对值上计算；内插相继的加权平均值，由此在比采样间隔短的子采样间隔处产生加权平均值的子采样；以及通过确定从片序列基准相关函数在于采样间隔处取得的采样和子采样之间最接近匹配的位置，确定所接收信号中片序列的位置。
依照本发明的另一个方面，提供了一种用于包括片序列的扩频信号的接收器，包括采样装置，用于在采样间隔处采样接收信号；匹配的滤波装置，用于过滤由此所获得的采样；模数装置，用于确定被过滤采样的绝对值；平均装置，用于计算在等于片序列长度的间隔处出现的被过滤采样的绝对值的加权平均值，加权平均值在至少两个这样的绝对值上计算；内插装置，用于对相继的加权平均值内插，由此在比采样间隔短的子采样间隔处产生加权平均值的子采样；以及匹配装置，用于通过确定从片序列基准相关函数在子采样间隔处得到的采样和子采样之间最接近匹配的位置，确定所接收信号中片序列的位置。
通过在子采样间隔处使用被内插的子采样以确定基准相关函数和所接收信号中片序列之间最接近匹配的位置，可获得比从采样间隔处使用采样高的检测分辨率。较高检测分辨率的获得不需要模拟到数字采样电路以子采样速率来工作，由此避免了较高的功率消耗和这样的采样电路增加的复杂度。
片序列基准相关函数的采样和子采样之间最接近匹配的位置可通过使子采样相关于片序列基准相关函数的采样来确定。
扩频信号的到达时间可被确定为相对于时间基准的所接收信号内片序列的被确定位置。
扩频信号的到达时间可被确定为相对于时间基准的所接收信号内片序列的多于一个的被确定位置的平均。
如果发射器和接收器具有同步的时间基准，则无线电信号在发射器和接收器之间传播所花费的时间可从到达时间来确定。
发射器和接收器之间的距离可从无线电信号在发射器和接收器之间传播所花费的时间来确定。
内插和匹配不需要在整个片序列的持续时间上进行，而可在被过滤采样绝对值的加权平均值中的峰值区域内的较短持续时间上进行，由此避免了在整个片序列的持续时间上内插和匹配的较高的功率消耗和电路复杂度。
在本发明的一个实施例中，被过滤采样绝对值的加权平均值是依照以下方程来计算的x^in=α·x^in-1+(1+α)·xin]]>其中xin为第n个片序列中第i个被过滤采样的绝对值， 为第n个片序列中第i个被过滤采样绝对值的加权平均值， 为第n-1个片序列中第i个被过滤采样绝对值的加权平均值，并且α为平均增益并具有在范围0≤α≤1内的值。
附图简述现在将参照附图通过实例来描述本发明，在附图中
图1为扩频系统的实施例的方块示意图，图2为扩频接收器的基带处理部分的方块示意图，图3为平均电路的方块示意图，图4为内插电路的方块示意图，以及图5示出扩频接收器内的信号图。
在附图中，相同的参考数字已被用于表示相应的特征。
用于实现本发明的模式参考图1，扩频系统包括发射器Tx和接收器Rx。该系统使用C片P-N(伪噪声)序列用于扩展。为便于描述，将假定该系统以200kbit·s-1的位速率在2.4GHz的ISM带中工作，其中使用2.2M片·s-1片速率的11个片(C＝11)的序列将信号扩展到2.2MHz。发射器Tx包括数据源10，其以200kbit·s-1产生位形式的符号。该符号被提供给混合器12，码发生器14被连接于其，该码发生器提供11片P-N序列。2.2MHz的扩展信号被混合器12提供给GFSK调制器16，其输出为调制的无线电信号，其在功率放大器18中被放大并由天线20发射。在被发射的过程中，该无线电信号将受噪声和失真的影响。
在接收器Rx处，被发射的无线电信号由天线22接收并被传递给RF前端和解调器24。RF前端和解调器24的输出23被耦合于基带处理部分26，其将在以下被详细描述。从基带处理部分26有两个输出。第一输出25提供所接收符号的值的指示。第二输出27提供所接收信号中片序列位置的指示并被耦合于延迟确定装置30的第一输入。延迟确定装置30亦接收来自时间基准源28的时间基准信号。延迟确定装置30确定所接收信号中片序列位置的指示与时间基准信号之间的时间差。这个时间差表示所接收信号相对于时间基准的到达时间，而这个到达时间的指示被提供于输出29上。
参考图2，示出接收器Rx的基带处理部分26的方块示意图。由RF前端和解调器24递送的信号被耦合于1位模拟到数字转换器(ADC)110，其以每个片N个采样的速率对所接收信号进行采样，产生具有+1或-1值的采样。为了说明，我们使用N＝10的实例，在此情况下，ADC 110以22M采样·s-1进行递送。为了采样，采样速率时钟CK1由时钟发生器190提供给ADC 110。
来自ADC 110的采样被递送给匹配的滤波器，其被匹配于片序列。匹配的滤波器包括相关器120，其进行所接收信号采样与由基准采样发生器150提供给相关器120的基准片序列采样的相关。为了产生基准采样，基准采样发生器150被提供有来自时钟发生器190的采样速率时钟CK1。
相关器120由采样速率时钟CK1钟控，并在输出125上以采样时钟CK1的速率来递送相关值。
由于P-N序列的自动相关特性，当由基准采样发生器150产生的基准片序列的采样与所接收信号的采样同步时，在噪声和失真不存在的情况下，相关值到达峰值，并且更进一步，峰值的符号将对应于所传输位的值。然而，在噪声和失真存在的情况下，所输出的相关器120中的伪峰值可导致错误的位判定。此外，若没有依照本发明的进一步处理，接收器Rx中这个点处的峰值的位置具有±0.5个采样间隔的分辨率。
通过在输出125上将由相关器120递送的相关值提供给平均电路130，噪声和失真的影响被减少。平均电路130为每个采样计算在片序列长度的间隔处出现的相关值的绝对值的加权平均。该计算由以下方程来概括x^in=α·x^in-1+(1-α)·xin]]>i＝1到C.N其中 为第n个片序列中相关值的第i个加权平均值，xin为第n个片序列中第i个相关值的绝对值， 为第n-1个片序列的相关值的第i个加权平均值，并且α为平均增益并具有在范围0≤α≤1内的值。典型地，对于简单平均，α＝0.5，对于较能抵抗噪声和失真作用的系统，为较接近1的较高值。
参考图3，示出平均电路130的实施。模数装置49将xin，每个相关值的绝对值，递送给第一乘法器58的第一输入。第一乘法器58的第二输入被提供有常数1-α，其在第一存储60中被保存，并且第一乘法器58将乘积(1-α)·xin递送给第一求和级62的第一输入。第一求和级62的第二输入被提供有来自第二乘法器54的乘积 第二乘法器54在第一输入处被提供在第二存储56中被保存的常数α并在第二输入处被提供 的产生在以下说明。第一求和级62递送 α)·xin之和，其为加权平均相关值。
对于 的产生，有复用器-去复用器40，包括多级存储50、复用装置66和去复用装置52。多级存储50借助复用装置66被耦合于第一求和级62的输出。多级存储50包括C.N+1级(在当前实施例中为11.10+1＝111级)，用于存储对应于C.N个采样的C.N个加权平均相关值中的每个加上附加的一值，所述采样包括片序列持续时间。每个值通过复用装置66被输入到多级存储50的其相应级中。多级存储50的每级被耦合于去复用装置52以使每个被存储的值可被相继读出并被应用于第二乘法器54的第二输入。去复用装置52被安排以读出先前片序列的相应第i个加权平均相关值.复用器-去复用器40中的复用和去复用与采样速率时钟CK1同步。
再次参考图2，对平均电路130输出的观察将使得由相关器120输出的相关值内的峰值能以±0.5个采样间隔的时间分辨率被检测。然而，依照本发明，如以下提供了附加处理以获得较高的分辨率。由平均电路130计算的加权平均相关值 i＝1到C.N，被提供给内插电路180。
内插电路180计算平均加权相关值的相邻的值之间的中间采样。尽管平均加权相关值由平均电路130在等于采样间隔的间隔处来计算，但中间采样在子采样间隔处被计算。例如，在本实施例中，对于每个采样间隔，产生了M个子采样(M＝10)，由此产生每个片N·M＝10·10＝100个子采样。子采样间隔为1/(2.2 106·100)＝4.54 10-9s。子采样值的计算由以下方程来概括yijn=x^i-1n+jM[x^in-x^i-1n]]]>i＝1到C.N并且j＝1到M其中yijn为第n个片序列的第i个平均加权相关值的第j个子采样， 为第n个片序列的第i个加权平均相关值，而 为从先前(即i-1)采样产生的第i-1个加权平均相关值。
参考图4，示出内插电路180的实施例。有包括第一级210和第二级220的二级移位寄存器。第一级210存储由平均电路130计算的当前加权平均相关值 而第二级220存储由平均电路130为先前采样计算的加权平均相关值 二级移位寄存器的计时同步于采样速率时钟CK1。存储于移位寄存器第一和第二级210、220中的值之间的差在减法级230中被确定，而所得到的差值 被存储于第三存储240中。子采样增量在第三乘法器250中被计算，其以在第四存储290中保存的值1/M乘以由第三存储240提供的差值。相继的子采样增量在第四乘法器280中被计算，其以由子采样计数器270递送的计数值j乘以由第三乘法器250提供的子采样增量。子采样计数器以由子采样时钟CK2控制的子采样速率从j＝1到M计数，该时钟由时钟发生器190产生。子采样值yijn，j＝1到M，在第二求和级260中被形成，第二求和级260将相继的子采样增量加给在移位寄存器第二级220中保存的先前平均加权相关值 的值上，而子采样值在内插电路180的输出上被递送。
再次参考图2，子采样值yijn被递送给匹配电路170。由基准采样发生器150产生的基准片序列的采样被提供给基准子采样发生器160，其在与子采样值yijn相同的间隔处产生基准片序列相关函数的子采样。基准片序列相关函数的子采样在基准子采样发生器160内的产生可由具有与内插电路180相同结构的电路和相关器来进行。可选地，基准片序列相关函数的子采样可被预先计算并保存于存储中。基准片序列相关函数的子采样被递送给匹配电路170。
通过确定由内插电路180递送的子采样yijn和由基准子采样发生器160递送的基准片序列相关函数的子采样之间最接近匹配的位置，匹配电路170确定所接收信号中片序列的位置。作为实例，最接近匹配的位置可通过使用相关器来确定。
当匹配电路已确定了所接收信号中片序列的位置时，它在输出27上产生指示。在接收器Rx内对这个位置指示的处理已在以上被描述。另外，任选地，位置指示可被递送给时钟发生器190，在那里它被用于使时钟信号CK1、CK2和CK3(在以下被描述)同步于所接收的片序列。
时钟发生器190以符号速率(在本实施例中为200kbit·s-1)产生符号时钟CK3。符号时钟CK3被提供给判定级140。由相关器120递送的相关值亦被递送给判定级140。判定级140存储由符号时钟CK3所确定的时间处的当前相关值，而这个值作为所接收位软判定值在输出25上被递送。可选地，判定级140存储由每个所接收片序列中 的最大值所确定的时间处的当前相关值，而这个值作为所接收位软判定值在输出25上被递送。任选地，通过量化当前相关值，可递送硬判定值。
参考图5的图表，横坐标以片周期表示时间，而1000个片周期的满刻度对应于1000/11＝90.9个序列，每个有11个片。
图5的迹线A表示在所接收信号中3dB信噪比和每个片N＝10个采样的采样速率的情况下，在采样相关器120的输出处所获得的相关值。在无噪声的情况下，相关值内的峰值将每个序列出现一次，而迹线A中的峰值被噪声使得失真并且部分模糊。
图5的迹线B表示以平均增益α＝0.975在平均电路130的输入处获得的加权平均相关值。可观察到，平均处理已抹平了噪声的作用，由此使加权平均相关值内的峰值变得清楚。
图5的迹线C表示所接收信号中片序列的位置，其将由迹线B的加权平均相关值内峰值的位置来示出(即无需使用子采样)。可观察到，由于噪声，所示出的片序列位置以一个采样间隔(4.54 10-8s)而变化，在11和12个采样的值之间进行变化。因此，单个位置指示被精确到采样间隔的仅±0.5，即±2.27 10-8s。通过在位置指示上进行平均可获得较高的精度，这是以增加处理功率和时间延迟为代价的，但获得特定精度所需要的平均周期是依赖于接收器内的噪声水平的，并且所需要的平均周期对很低的噪声水平和很高的噪声水平增加。当接收器中没有噪声时，片位置指示可在±0.5个采样间隔的误差中，这是因为没有噪声导致可被平均的不同值之间的变化。例如，如果真实的片序列位置在11.6个采样处，当没有噪声时，所指示的片位置将被量化到12的值，由此引入0.4的采样间隔的误差。
图5的迹线D表示所接收信号中片序列的位置，其由在匹配电路170的输出27处产生的指示来示出并示出由内插电路180递送的子采样yijn和由基准予采样发生器160递送的基准片序列相关函数的子采样之间最接近匹配的位置。可观察到，通过使用子采样，分辨率已被增加到子采样间隔，±2.27 10-9。噪声导致了片序列所示位置的变化，但获得特定精度所需要的平均周期比在迹线C中小。
通过使用依照本发明进行工作的接收器所获得的子采样分辨率等效于在±0.681m的发射器和接收器之间的距离测量中的分辨率。
任选地，在延迟确定装置的输出29上提供的到达时间可包括从所接收信号中多于一次出现的片序列得到的、时间基准信号和所接收信号中芯片序列的位置指示之间的时间差的平均。通过以这种方式进行平均，可获得较高的分辨率。例如，通过在图5的迹线D中所述的1000个片周期上进行平均，片序列的平均位置为11.76，有0.04个采样周期的偏差。如果未使用子采样，仅有采样，则确定时间基准信号和所接收信号中片序列的位置指示之间的时间差的相应平均将为11.92，有0.07个采样的偏差。
任选地，平均加权相关值的子采样可在比片序列长度短的周期上产生，其被限定于平均加权相关值内峰值的附近。
任选地，由基准子采样发生器160产生的基准片序列子采样可包括由传播通道导致的所接收信号中的失真或由发射器Tx或接收器Rx导致的失真的失真表示。
工业适用性用于接收扩频信号的设备，如测距(ranging)设备和位置确定设备。
权利要求
1.一种检测包括片序列的扩频信号的方法，包括在采样间隔处对所接收信号进行采样；在匹配的滤波器中过滤由此所获得的采样；确定被过滤采样的绝对值；得出在等于片序列长度的间隔处出现的被过滤采样的绝对值的加权平均值，加权平均值在至少两个这样的绝对值上计算；对相继的加权平均值内插，由此在比采样间隔短的子采样间隔处产生加权平均值的子采样；以及通过确定从片序列基准相关函数在于采样间隔处得到的采样和子采样之间最接近匹配的位置，确定所接收信号中片序列的位置。
2.权利要求1的方法，其中片序列基准相关函数的采样和子采样之间最接近匹配的位置可通过在至少一部分片序列长度的周期上使子采样相关于片序列基准相关函数的采样来确定。
3.权利要求1或2的方法，其中被过滤采样绝对值的加权平均值是依照以下方程来计算的x^in=α·x^in-1+(1-α)·xin]]>其中xin为第n个片序列中第i个被过滤采样的绝对值， 为第n个片序列中第i个被过滤采样绝对值的加权平均值， 为第n-1个片序列中第i个被过滤采样绝对值的加权平均值，并且α为平均增益并具有在范围0≤α≤1内的值。
4.权利要求1、2或3的方法，包括将扩频信号的到达时间确定为相对于时间基准的所接收信号内片序列的被确定位置。
5.权利要求1、2或3的方法，包括将扩频信号的到达时间确定为相对于时间基准的所接收信号内片序列的多于一个的被确定位置的平均。
6.一种用于包括片序列的扩频信号的接收器，包括采样装置，用于在采样间隔处对所接收信号进行采样；匹配的滤波装置，用于过滤由此所获得的采样；模数装置，用于确定被过滤采样的绝对值；平均装置，用于计算在等于片序列长度的间隔处出现的被过滤采样的绝对值的加权平均值，加权平均值在至少两个这样的绝对值上计算；内插装置，用于对相继的加权平均值进行内插，由此在比采样间隔短的子采样间隔处产生加权平均值的子采样；以及匹配装置，用于通过确定从片序列基准相关函数在子采样间隔处得到的采样和子采样之间最接近匹配的位置，确定所接收信号中片序列的位置。
7.权利要求6的接收器，其中匹配装置包括相关装置，用于在至少一部分片序列长度的周期上使子采样相关于片序列基准相关函数的采样。
8.权利要求6或7的接收器，其中被过滤采样绝对值的加权平均值是依照以下方程来计算的x^in=α·x^in-1+(1-α)·xin]]>其中xin为第n个片序列中第i个被过滤采样的绝对值， 为第n个片序列中第i个被过滤采样绝对值的加权平均值， 为第n-1个片序列中第i个被过滤采样绝对值的加权平均值，并且α为平均增益并具有在范围0≤α≤1内的值。
9.权利要求6或7的接收器，包括延迟确定装置，用于将扩频信号的到达时间确定为相对于时间基准的所接收信号内片序列的被确定位置。
10.权利要求6或7的接收器，包括延迟确定装置，用于将扩频信号的到达时间确定为相对于时间基准的所接收信号内片序列的多于一个的被确定位置的平均。
全文摘要
一种检测扩频信号的方法和用于扩频信号的接收器，在其中片序列被采样(110)并在匹配的滤波器中被过滤(120)，该滤波器的输出在相继片序列的相应采样上被平均(130)，子采样通过在被平均的采样之间进行内插而被确定(180)，并且通过确定从片序列的基准相关函数(160)在相同间隔处得到的采样和子采样之间最接近匹配的位置而确定(170)扩频信号中片序列的位置。通过比较片序列的位置或多于一个这样的位置的平均与时间基准，可确定扩频信号到达的时间。最接近匹配的位置可通过相关来确定。
文档编号H04B1/707GK1462512SQ02801471
公开日2003年12月17日 申请日期2002年4月22日 优先权日2001年4月28日
发明者K·R·怀特 申请人:皇家菲利浦电子有限公司