专利名称：一种wcdma系统中用于多用户接收装置的网格编码调制方法
技术领域：
本发明涉及通信系统，尤其涉及宽带码分多址(WCDMA)蜂窝移动通信系统中上行专用物理信道的信道编码技术、调制技术和基站的多用户检测技术。
背景技术：
3GPP的协议汇集了WCDMA系统的全套标准。按照3GPP的协议，上行专用物理信道中专用物理数据信道(DPDCH)的信息比特先进行信道编码，然后进行二相移相键控(BPSK)映射和扩频。而专用物理控制信道(DPCCH)的信息比特直接进行BPSK映射和扩频，其扩频因子为256。图7显示的是现有的WCDMA协议中12.2kbps上行专用物理信道的扩频加扰过程的示意图。如图7所示，扩频后的DPDCH信道码片和DPCCH信道码片构成I、Q两路数据，一起进行加扰处理。加扰后的I、Q两路码片分别进行脉冲成型，然后分别通过载波调制发送给基站。在3GPP的25.104、25.944和25.212协议中，规定了上行专用物理信道中DPDCH信道的信道编码方法。上行专用物理信道的扩频、加扰、脉冲成型和调制方法见3GPP的25.213协议。
以上是WCDMA系统中用户端(UE)在上行专用物埋信道上发送比特的过程。在WCDMA系统的基站端对UE在上行专用物理信道上发送的比特的接收可以采用RAKE接收技术。RAKE接收技术的装置如图1所示。但是传统的单用户RAKE接收装置在用户数目增多和远近效应下接收性能降低。
多用户检测技术是克服多址干扰的影响，提高WCDMA系统容量的一种增强型技术。它对多个用户信号进行联合检测，从而尽可能地减小多址干扰对接收机性能的影响，提高系统的容量。文献1提出了专利申请号为02151067.9的一种上行专用物理信道的多用户接收装置，该装置采用多用户检测技术，将双层加权并行干扰对消方法的简化方法应用于上行专用物理信道的信号接收，具有高于传统的单用户RAKE接收装置的性能。而且该装置采用的双层加权并行干扰对消方法，包括BPSK调制下的双层加权并行干扰对消方法和MPSK调制下的双层加权并行干扰对消方法，较大地提高了性能。
在上述上行专用物理信道的多用户接收装置中，只考虑DPDCH信道的处理过程。当本级用户的RAKE合并结果的信噪比较高时，RAKE合并的软判决结果就比较准确，用户的符号级再生信号和码片级再生信号就比较准确，因而本级干扰对消的性能就越好，这使得下一级PIC的性能也会相应提高。反之，本级干扰对消的性能就降低，这使得下一级PIC的性能也会相应降低。因此，提高用户RAKE合并结果的信噪比，可以提高多用户接收装置的性能。这里的性能指用户DPDCH信道的解调误码率。
图6显示的是现有的WCDMA协议中12.2kbps上行专用物理信道的信道编码方法。在3GPP的25.212和25.104协议中，规定了12.2kbps上行专用物理信道的DPDCH信道编码方法。如图6所示，在12.2kbps上行专用物理信道中，DTCH信道和DCCH信道分别进行CRC比特添加、尾比特添加、1/3速率卷积编码、第一次交织、无线帧分割和速率匹配。然后，这两个信道的数据复用在一起进行第二次交织和时隙分割。在这种编码方法下，DPDCH信道的扩频因子为64。1/3速率卷积编码器的框图见协议25.212；速率匹配采用均匀重复方式。该编码方法中，第一次交织、无线帧分割、速率匹配、数据复用、第二次交织和时隙分割的具体方法参见协议25.212。
表1是现有的WCDMA协议中12.2kbps上行专用物理信道的信道编码方法的参数表
在WCDMA系统中，UE端在12.2kbps上行专用物理信道中发送信息比特的过程如上所述上行专用物理信道的信息比特发送过程。在发送过程中采用如图6所示的信道编码方法进行DPDCH信道的编码、并按扩频因子64对DPDCH信道进行扩频。
WCDMA系统的基站端，采用上述的多用户接收装置来接收UE端在12.2kbps上行专用物理信道发送的信息比特。在DPDCH信道信道解码时，按照图6所示编码过程的反过程进行解码。
研究表明在多用户接收装置中采用如图6所示的现有的WCDMA协议中12.2kbps上行专用物理信道的信道编码方法效果并不是最佳的，该信道编码方法还可以改进。本文针对12.2kbps上行专用物理信道提供了一种WCDMA系统中用于多用户接收装置的网格编码调制方法。
网格编码调制把编码和调制作为一个整体考虑，得到该整体的最佳设计。1974年Massey根据香农信息论，首先证明将编码和调制作为一个整体考虑时的最佳设计，可以大大提高系统的性能。Ungeboech和今井秀树等在70年代后期进行这方面的研究，并于1982年提出将码率为k/(k+1)的格状码(卷积码)映射为2(k+1)个调制信号集中一个信号的方法。该编码与调制相结合的方法在不增加带宽和相同信息速率下可获得3～6dB的增益。因为调制信号是网格码，故这种体制就称为网格编码调制，简记为TCM(Trellis Coded Modulation)。
TCM不仅是编码和调制作为整体考虑时的最佳设计，可以提高系统的性能；而且可以极大地降低符号速率，提高扩频因子。本发明将它引入12.2kbps上行专用物理信道的编码调制方法中，提出该信道的编码调制新方法——网格编码调制方法。
发明内容
本发明的目的在于针对12.2kbps上行专用物理信道提供一种WCDMA系统中用于多用户接收装置的网格编码调制方法，该网格编码调制方案可以大大提高扩频因子，而且该网格编码调制方案在提高译码性能和提高多用户检测系统性能方面具有很大潜力。
本发明是通过下面的方法实现的，该方法包括以下步骤a、在12.2kbps上行专用物理信道下，专用业务信道(DTCH)和专用控制信道(DCCH)分别先对输入的信息序列进行循环冗余校验(CRC)比特添加；b、将CRC比特添加后的DTCH信道信号进行网格编码调制处理，得到I、Q两路数据；同时将CRC比特添加后的DCCH信道信号进行1/3速率卷积编码和8PSK调制，得到I、Q两路数据；c、对网格编码调制处理后的DTCH信道的I路数据和Q路数据分别进行第一次交织、无线帧分割和速率匹配，同时对1/3速率卷积编码和8PSK调制后的DCCH信道的I路数据和Q路数据分别进行第一次交织、无线帧分割和速率匹配；d、将速率匹配后的DTCH信道的I路数据和速率匹配后的DCCH信道的I路数据复用在一起进行第二次交织和时隙分割，形成DPDCH信道的I路数据，并将速率匹配后的DTCH信道的Q路数据和速率匹配后的DCCH信道的Q路数据复用在一起进行第二次交织和时隙分割，形成DPDCH信道的Q路数据。
上述网格编码调制处理由2/3速率卷积编码和8PSK调制构成，先进行2/3速率卷积编码后进行8PSK调制，其中8PSK调制指M＝8的MPSK调制。8PSK调制可以和不同状态数的2/3速率卷积编码搭配。
在网格编码调制方法中，1/3速率卷积编码根据3GPP的25.212协议中的规定操作。第一次交织、无线帧分割、速率匹配、数据复用、第二次交织和时隙分割均根据3GPP的25.212协议中的规定操作。速率匹配采用3GPP的25.212协议中的速率匹配方法，具体采用均匀重复方式。
对经过网格编码调制后得到所述DPDCH信道的I路数据和Q路数据进行扩频，扩频因子为256。其扩频过程是从1～255的正整数中任意选择两个数分别作为DPDCH信道I路和Q路的信道码的码号，用信道码的码号相对应的两个信道码分别对DPDCH信道I路和Q路数据进行扩频。
本发明通过采用由2/3速率卷积编码和8PSK调制构成的网格编码调制处理不仅大大提高了DPDCH信道的扩频因子，而且该网格编码调制方案在提高译码性能和提高多用户检测系统性能方面具有很大潜力。
图1是现有的上行专用物理信道单用户RAKE接收装置示意图；图2是现有的上行专用物理信道多用户接收装置示意图；图3是现有的上行专用物理信道多用户接收装置中第一级PIC结构示意图；图4是现有的上行专用物理信道多用户接收装置中中间级PIC结构示意图；图5是现有的上行专用物理信道多用户接收装置中最后一级PIC结构示意图。
图6是现有的WCDMA协议中12.2kbps上行专用物理信道的信道编码方法的示意图；图7是现有的WCDMA协议中12.2kbps上行专用物理信道的扩频加扰过程的示意图；图8是本发明的12.2kbps上行专用物理信道的网格编码调制方法的示意图；图9是本发明的12.2kbps上行专用物理信道在网格编码调制下的扩频加扰过程示意图；图10是状态数为8的2/3速率编码器框图；图11是本发明的TCM和BPSK调制下1/3速率卷积编码的性能比较图。
具体实施例方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的描述。
在WCDMA系统的发送端，用户设备(UE)按照以下过程在12.2kbps上行专用物理信道上发送信息比特专用物理数据信道(DPDCH)的信息比特先按照本发明的网格编码调制方法进行信道编码调制，该网格编码调制方法包含以下步骤a、在12.2kbps上行专用物理信道下，专用业务信道(DTCH)和专用控制信道(DCCH)分别先对输入的信息序列进行CRC比特添加；b、将CRC比特添加后的DTCH信道信号进行网格编码调制处理，即对CRC比特添加后的DTCH信道信号进行2/3速率卷积编码和8PSK调制，得到I、Q两路数据；同时将CRC比特添加后的DCCH信道信号进行1/3速率卷积编码和8PSK调制，得到I、Q两路数据；c、对网格编码调制处理后的DTCH信道的I路数据和Q路数据分别进行第一次交织、无线帧分割和速率匹配，同时对1/3速率卷积编码和8PSK调制后的DCCH信道的1路数据和Q路数据分别进行第一次交织、无线帧分割和速率匹配；d、将速率匹配后的DTCH信道的I路数据和速率匹配后的DCCH信道的I路数据复用在一起进行第二次交织和时隙分割，形成DPDCH信道的I路数据，并将速率匹配后的DTCH信道的Q路数据和速率匹配后的DCCH信道的Q路数据复用在一起进行第二次交织和时隙分割，形成DPDCH信道的Q路数据。
图9显示的是本发明的12.2kbps上行专用物理信道在网格编码调制下的扩频加扰过程。在网格编码调制方法下，DPDCH信道按照如图9所示进行扩频，扩频因子为256。具体扩频过程如下从1～255的正整数中选择两个数分别作为DPDCH信道I路和Q路的信道码的码号，用相应的两个信道码分别对DPDCH信道I路和Q路数据扩频。而DPCCH信道的信息比特直接进行BPSK映射和扩频，扩频因子为256。扩频后的DPDCH信道Q路码片和DPCCH信道码片叠加在一起构成上行信道的Q路数据，该路数据和扩频后的DPDCH信道I路码片一起进行加扰处理。加扰后的I、Q两路码片分别进行脉冲成型，然后分别通过载波调制发送给基站。上行专用物理信道的扩频、加扰、脉冲成型和调制方法见3GPP的25.213协议。
在网格编码调制方法中，1/3速率卷积编码器的框图见协议25.212；速率匹配采用均匀重复方式；第一次交织、无线帧分割、速率匹配、数据复用、第二次交织和时隙分割的具体方法参见协议25.212。
8PSK调制可以和不同状态数的2/3速率卷积编码相结合，表2给出了2/3速率卷积编码和8PSK调制相结合的多种方法。
从表2中可以看到8PSK调制可以和不同状态数的2/3速率卷积编码相结合。随着编码器状态数的增加，8PSK调制和2/3速率卷积编码构成的网格编码调制(TCM)的性能在提高当状态数为4时，8PSK调制和2/3速率卷积编码构成的TCM的性能相对于未编码QPSK调制提高约3.0dB；当状态数为256时，8PSK调制和2/3速率卷积编码构成的TCM的性能相对于未编码QPSK调制提高约5.7dB。随着2/3速率卷积编码器状态数的增加，2/3速率卷积编码器和相应的译码器的复杂度也相应地增加。
状态数为8的2/3速率卷积编码器如图10所示。该编码器结构简单、复杂度很低，而且它和8PSK调制构成的TCM的性能相对于未编码QPSK调制提高约3.6dB。该性能与3GPP协议25.212中1/3速率卷积码在BPSK调制下的性能相差不大，如图11所示，曲线1表示状态数为8的2/3速率卷积编码和8PSK调制构成的TCM的性能，曲线2表示1/3速率卷积码在BPSK调制下的性能。因此，随着状态数增加，8PSK调制和2/3速率卷积编码构成的TCM的性能也将进一步提高，并超过3GPP协议25.212中1/3速率卷积码在BPSK调制下的性能。因此，本发明的网格编码调制方法不仅可以大大提高扩频因子而且具有提高自身译码性能的很大潜力，因而也就具有提高多用户检测系统性能的很大潜力。
在实现本发明的网格编码调制方法时，可以根据对编译码器复杂度和性能的要求从表2中选择一种2/3速率卷积编码器，或者采用表2中没有列出的2/3速率卷积编码器，只要使用的2/3速率卷积编码器和8PSK调制可以构成TCM，就可以实现本发明的网格编码调制方法。表2列出的2/3速率卷积编码器在文献2即西安电子科技大学出版社于1991年出版的由王新梅、肖国镇编写的《纠错码一原理与方法》，以及文献3即清华大学出版社于1992年出版的由曹志刚、钱亚生编写的《通信原理》中有具体的生成方式。
图8显示的是实现本发明的12.2kbps上行专用物理信道的网格编码方法的具体实例。如图8所示，包括以下步骤
a、在12.2kbps专用物理信道下，对DTCH信道信号即244比特的信息数据进行16比特的CRC比特添加后形成260比特的信号，同时对DCCH信道信号即100比特的信息数据进行12比特的CRC比特添加后形成112比特的信号；b、对CRC比特添加后的260比特的DTCH信道信号进行4M比特的尾比特添加形成260+4M比特的信号，同时对CRC比特添加后的112比特的DCCH信道信号进行8比特的尾比特添加形成120比特的信号；c、对尾比特添加后的260+4M比特的DTCH信道信号进行2/3速率卷积编码形成3(130+2M)比特的信号，同时对尾比特添加后的120比特的DCCH信道信号进行1/3速率卷积编码形成360比特的信号；d、对2/3速率卷积编码后的3(130+2M)比特的DTCH信道信号进行8PSK调制，生成130+2M个复符号，该复序列也可以看成由I/Q两路数据构成的复信号；同时对1/3速率卷积编码后的360比特进行8PSK调制，生成120个复符号，该复序列也可以看成由I/Q两路数据构成的复信号；e、对经过8PSK调制生成的130+2M个DTCH信道复符号序列进行第一次交织即改变复信号序列的排列顺序，同时对8PSK调制后的120个DCCH信道复符号序列进行第一次交织即改变复信号序列的排列顺序；f、对第一次交织后的130+2M个复符号的DTCH信道信号进行无线帧分割形成大小为65+M个复符号的2帧信号，同时对第一次交织后的120个复符号的DCCH信道信号进行无线帧分割形成大小为30复符号的4帧信号；g、采用均匀重复方式对无线帧分割后的每帧大小为65+M个复符号的2帧DTCH信道信号进行速率匹配，形成对应的每帧大小为a个复符号的2帧信号；同时采用均匀重复方式对无线帧分割后的大小为每帧30复符号的4帧DCCH信道信号进行速率匹配，形成每帧大小为b个复符号的4帧信号；h、将速率匹配后的DTCH信道复信号和DCCH信道复信号的数据复用在一起形成大小为(a+b)个符号的2帧信号，进行第二次交织；并将第二次交织后的4帧信号进行时隙分割形成专用物理数据信道(DPDCH)信号，每帧信号被分割成大小为10比特、时隙数为15的复信号。
当采用图10所示的状态数为8的2/3速率卷积编码器时，M＝1。
表3是本发明的12.2kbps上行专用物理信道的网格编码调制方法的的参数表
在WCDMA系统的基站端，采用如图2～图5所示的多用户接收装置来接收UE端在12.2kbps上行专用物理信道发送的信息比特，其具体的接收过程如下如图2所示，天线的接收信号经过解调和匹配滤波器201处理得到基带信号，将基带信号同时送入多径搜索器组205、第一级PIC结构202和中间各级PIC结构203。
多径搜索器组205搜索得到每个用户的径时延信息，并将所有用户的径时延信息同时送给第一级PIC结构202、中间级PIC结构203和最后一级PIC结构204。如图2所示，基带信号进入多径搜索器组205，设系统有K个用户，多径搜索器组205就有K个多径搜索器。每个用户对应一个多径搜索器，其中K是大于1的正整数。
第一级PIC结构的处理图3显示的是上行专用物理信道多用户接收装置中第一级PIC结构。第一级PIC结构202由K个用户信号处理单元300和一个干扰对消单元320构成。每个用户对应一个用户信号处理单元300。如图3所示，进入第一级PIC结构202的基带信号并行进入各用户的信号处理单元300，进入第一级PIC结构202的各用户的多径时延信息分别进入相应用户的信号处理单元300。各用户的信号处理单元300完成完全相同的功能。
进入用户信号处理单元300的基带信号和用户的多径时延信息分别进入DPDCH处理通道和DPCCH处理通道。
DPCCH解扩单元302根据DPCCH信道的扩频码即DPCCH信道码和扰码之积，以及输入的多径时延信息，对输入的基带信号进行多径解扩，并将多径解扩结果送给信道估计单元304、功率控制单元303、噪声功率估计单元308和DPCCH信道的RAKE合并单元307。
信道估计单元304由DPCCH各径的解扩结果得到各径的信道估计，并将信道估计结果同时送给DPDCH信道的RAKE合并单元305、DPCCH信道的RAKE合并单元307。
功率控制单元303由输入的DPCCH信道的各径解扩结果得到功率控制指令，并将功率控制指令作为第一级PIC的一个输出，反馈给用户的发送端。
噪声功率估计单元308由DPCCH各径的解扩结果得到DPCCH信道的噪声功率的估计，并将噪声功率的估计结果同时送给DPDCH软判决与软判决加权单元309和DPCCH软判决与软判决加权单元310。
DPCCH信道的RAKE合并单元307，用于结合输入的信道估计结果对输入的DPCCH解扩结果进行去信道调制和RAKE合并，并将合并结果分别送给DPCCH软判决与软判决加权单元310和TFCI译码单元306。
TFCI译码单元306，用于对输入的DPCCH信道的RAKE合并结果进行TFCI译码，得到DPDCH信道的扩频因子，并将扩频因子送给DPDCH解扩单元301。
DPDCH解扩单元301的解扩分成I、Q两路。I路解扩根据DPDCH信道的I路扩频码即DPDCH信道的I路信道码和扰码之积，以及输入的多径时延信息和经TFCI译码后得到的扩频因子，对基带信号进行多径解扩，并将I路多径解扩结果送给DPDCH信道的RAKE合并单元305。Q路解扩根据DPDCH信道的Q路扩频码即DPDCH信道的Q路信道码和扰码之积，以及输入的多径时延信息和经TFCI译码后得到的扩频因子，对基带信号进行多径解扩，并将Q路多径解扩结果送给DPDCH信道的RAKE合并单元305。
DPDCH的RAKE合并单元305，用于结合输入的信道估计结果分别对DPDCH的I路和Q路解扩结果进行去信道调制和RAKE合并，并将I路和Q路合并结果同时送给DPDCH软判决与软判决加权单元309。I路和Q路去信道调制和RAKE合并的过程与通常的RAKE合并过程完全一样。
DPDCH软判决与软判决加权单元309由DPDCH的I路和Q路RAKE合并结果和噪声功率的估计结果得到DPDCH每个符号的软判决，然后进行软判决加权。在DPDCH软判决与软判决加权中，DPDCH的I路和Q路RAKE合并结果可以看成复符号，软判决的计算按照文献[3]中MPSK调制下双层加权方法进行。软判决结果是个复数，再进行加权(加权的权值是个实数)，所以软判决加权结果还是个复数。
DPCCH软判决与软判决加权单元310由DPCCH的RAKE合并结果和噪声功率的估计结果得到DPCCH每个符号的软判决，然后进行软判决加权。
DPDCH信道的软判决加权的权值和DPCCH信道软判决加权的权值可以取不同的数值。DPDCH信道在计算软判决时，首先要由DPCCH信道噪声功率的估计折算出DPDCH信道的噪声功率。
信号再生单元311由DPDCH信道软判决结果、DPCCH信道的软判决结果和用户的各径时延信息得到用户的符号级再生信号和码片级再生信号，并将码片级再生信号送入干扰对消单元320；将符号级再生信号输送给中间级PIC结构203中同一用户的信号处理单元400的符号修正子单元。
码片级再生信号生成过程如图9所示。
DPDCH信道的符号级再生信号包括I路符号级再生信号和Q路符号级再生信号。由DPDCH信道的软判决加权结果的实部生成DPDCH的I路符号级再生信号，由DPDCH信道的软判决加权结果的虚部生成DPDCH的Q路符号级再生信号。生成方法与DPDCH信道只有一路符号级再生信号时相同，即与在WCDMA协议中编码方法下，多用户接收装置中DPDCH信道的符号级再生信号生成方法一样。只是在网格编码调制下，符号级再生信号分成I路符号级再生信号和Q路符号级再生信号。
对于DPCCH信道，由DPCCH的软判决加权结果生成DPCCH信道的符号级再生信号。
所有用户的码片级再生信号和基带信号进入干扰对消单元320中的信号求和装置321。该信号求和装置321对输入的各用户的码片级再生信号进行求和，然后将求和结果送给成型与匹配滤波单元322。该成型与匹配滤波单元322对输入信号进行成型滤波和匹配滤波。成型滤波器同上行专用物理信道调制部分采用的成型滤波器，匹配滤波器就是上行专用物理信道接收端采用的匹配滤波器。滤波结果送入残差计算单元323。基带信号也进入残差计算单元。残差计算单元323从基带信号中减去滤波结果，得到残差信号，并将残差信号作为本级PIC的输出信号送给下一级PIC结构，在下一级PIC结构中，该信号被并行送给各用户的信号处理单元。
对第一级PIC结构，TFCI译码得到的扩频因子可以只供本级PIC结构使用，也可以传输给后续各级PIC结构，供后续PIC结构中DPDCH解扩单元使用。
中间各级PIC结构的处理中间各级PIC的结构完全一样，下面以第二级PIC结构为例来说明中间各级PIC结构的处理过程。
图4显示的是上行专用物理信道多用户接收装置中中间级PIC结构。第一级PIC结构202得到的残差信号、各用户的符号级再生信号和各用户的径时延信息进入中间级PIC结构203。中间级PIC结构203依旧由K个用户信号处理单元400和一个干扰对消单元420构成。每个用户有一个用户信号处理单元400。各用户的用户信号处理单元400完成完全相同的功能。
如图4所示，在中间级PIC结构203中，用户的信号处理单元400的输入信号为残差信号、本用户的符号级再生信号和本用户的径时延信息。
用户的信号处理单元400首先把用户的多径时延信息和残差信号同时送给DPDCH信道处理通道和DPCCH信道处理通道。
DPDCH解扩单元401的解扩分成I路解扩和Q路解扩，并将DPDCH信道的I路和Q路扩结果同时送给DPDCH信道的RAKE合并单元405。
DPCCH解扩单元402根据DPCCH信道的扩频码即DPCCH信道码和扰码之积，以及输入的多径时延信息，对输入的残差信号进行多径解扩，并将解扩结果送给信道估计单元403、噪声功率估计单元404和DPCCH信道的符号修正单元406。
信道估计单元403由DPCCH各径的解扩结果得到各径的信道估计，并将信道估计结果同时送给DPDCH信道的RAKE合并单元407、DPCCH信道的RAKE合并单元408。
噪声功率估计单元404由输入的DPCCH信道的各径解扩结果得到DPCCH信道的噪声功率的估计，并将噪声功率的估计结果同时送给后面的两个软判决与软判决加权单元。
DPDCH信道的符号修正单元405的符号修正过程分成I路符号修正和Q路符号修正。对输入的DPDCH信道的I路解扩结果进行符号级修正，即将DPDCH信道I路某径的解扩结果和I路该径的符号级再生信号相加。
对输入的DPDCH信道的Q路解扩结果进行符号级修正，即将DPDCH信道Q路某径的解扩结果和Q路该径的符号级再生信号相加。
DPCCH信道的符号修正单元406对输入的DPCCH信道的解扩结果进行符号级修正，即将DPCCH信道某径的解扩结果和该径的符号级再生信号相加。
DPDCH信道的RAKE合并单元407和DPCCH信道的RAKE合并单元408，分别对DPDCH符号修正结果和DPCCH符号修正结果进行去信道调制和多径合并，并将合并结果分别送给DPDCH软判决与软判决加权单元409和DPCCH软判决与软判决加权单元410。DPDCH信道的RAKE合并单元407的RAKE合并分成I路RAKE合并和Q路RAKE合并。
DPDCH软判决与软判决加权单元409由输入信号即DPDCH信道的I路和Q路RAKE合并结果以及噪声功率的估计结果得到DPDCH每个复符号的软判决，然后进行软判决加权。
DPCCH软判决与软判决加权单元410由输入信号即DPCCH信道的RAKE合并结果以及噪声功率的估计结果得到DPCCH每个符号的软判决，然后进行软判决加权。
DPDCH信道的软判决加权的权值和DPCCH信道软判决加权的权值可以取不同的数值。但本级DPDCH的软判决加权的权值要大于前一级软判决加权的权值。DPCCH信道的软判决加权的权值也是如此。
信号再生单元411由DPDCH信道软判决结果、DPCCH信道的软判决结果和用户的各径时延信息得到用户的符号级再生信号和码片级再生信号，并将码片级再生信号送入干扰对消单元420；将符号级再生信号输送给后一级PIC结构204中同一用户的信号处理单元的符号修正子单元。DPDCH信道的符号级再生分成I路符号级再生和Q路符号级再生，具体过程同第一级PIC结构所述。
所有用户的码片级再生信号和基带信号进入干扰对消单元420中的信号求和装置421。该信号求和装置421对输入的各用户的码片级再生信号进行求和，然后将求和结果送给成型与匹配滤波单元422。该成型与匹配滤波单元422对输入信号进行成型滤波和匹配滤波。滤波结果送入残差计算单元423。基带信号也进入残差计算单元。残差计算单元423从基带信号中减去滤波结果，得到残差信号，并将残差信号作为本级PIC的输出信号送给下一级PIC结构，在下一级PIC结构中，该信号被并行送给各用户的信号处理单元。
DPDCH的解扩单元需要知道DPDCH的扩频因子，扩频因子可以使用第一级PIC结构中TFCI译码得到的扩频因子，也可以由本级PIC的扩频因子计算单元得到。本级PIC的扩频因子计算单元430包括TFCI译码器431，通过对DPCCH信道的RAKE合并结果进行TFCI译码，得到DPDCH信道的扩频因子。经过前一级PIC结构的干扰对消，本级PIC结构中DPCCH信道的RAKE合并结果的信噪比应该比前一级PIC结构中DPCCH信道的RAKE合并结果的信噪比高，所以，本级TFCI译码得到的扩频因子的误码率将更小。因此，在本级采用扩频因子计算单元430，并使用该单元得到的扩频因子进行DPDCH的解扩，对用户的检测将更有利。但是，TFCI译码不仅增加了复杂度，而且增加了时延。可以根据需要确定是否在本级采用扩频因子计算单元。
以后的各中间级PIC结构进行完成相同的操作。
最后一级PIC结构的处理图5显示的是上行专用物理信道多用户接收装置中最后一级PIC结构。最后一级PIC结构204由K个用户信号处理单元500构成。用户的信号处理单元500如图5所示。
信号处理单元500的输入为前一级得到的残差信号和符号级再生信号，以及多径时延信息。用户信号处理单元500首先将多径时延信息和残差信号分别送入DPDCH处理通道和DPCCH处理通道。
DPDCH解扩单元501的解扩分成I路解扩和Q路解扩，并将I路和Q路解扩结果同时送给DPDCH信道的符号修正单元504；DPCCH解扩单元502根据DPCCH信道的扩频码即DPCCH信道码和扰码之积，以及输入的多径时延信息，对输入的残差信号进行多径解扩，并将解扩结果送给信道估计单元503和DPCCH信道的符号修正单元505。
信道估计单元503由DPCCH各径的解扩结果得到各径的信道估计，并将信道估计结果同时送给DPDCH信道的RAKE合并单元506、DPCCH信道的RAKE合并单元507。
DPDCH信道的符号修正单元504对输入的DPDCH信道的I路和Q路解扩结果分别进行符号修正，并将I路和Q路符号修正结果同时送给DPDCH信道的RAKE单元506。DPCCH信道的符号修正单元505对输入的DPCCH信道的解扩结果进行符号级修正，即将DPCCH信道某径的解扩结果和该径的符号级再生信号相加。
DPDCH信道的RAKE合并单元506和DPCCH信道的RAKE合并单元507，分别结合信道估计结果对DPDCH的I/Q符号修正结果和DPCCH符号修正结果进行去信道调制和多径合并。将DPDCH信道的I/Q合并结果送入DPDCH通道的信道解码器508，DPCCH信道的合并结果送给DPCCH通道的硬判决器509。
信道译码器508对输入信号进行信道解码得到DPDCH信道发送的信息比特。对12.2kbps上行专用物理信道，信道解码过程是图8所示过程的反过程。只是对于TCM方法，2/3速率卷积编码和8PSK调制是整体最佳的设计，所以在译码时，在得到反第一次交织的结果后，直接进行TCM译码，即进行TCM方式译码，具体译码方法见文献3。TCM具体过程参照文献2、3。
硬判决器509对输入信号进行硬判决，得到DPCCH信道发送的信息比特。
其中DPDCH的解扩单元501需要知道DPDCH的扩频因子，扩频因子可以使用前一级PIC结构中TFCI译码得到的扩频因子，也可以由本级PIC的扩频因子计算单元510得到。可以根据需要确定是否在本级采用扩频因子计算单元。
PIC结构的级数可以根据需要确定。可以只采用第一级和最后一级PIC结构，也可以采用更多级的PIC结构。
权利要求
1.一种宽带码分多址(WCDMA)系统中用于多用户接收装置的网格编码调制方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤a、在12.2kbps上行专用物理信道下，专用业务信道(DTCH)和专用控制信道(DCCH)分别先对输入的信息序列进行循环冗余校验(CRC)比特添加；b、将CRC比特添加后的DTCH信道信号进行网格编码调制处理，得到I、Q两路数据；同时将CRC比特添加后的DCCH信道信号进行1/3速率卷积编码和8PSK调制，得到I、Q两路数据；c、对网格编码调制处理后的DTCH信道的I路数据和Q路数据分别进行第一次交织、无线帧分割和速率匹配，同时对1/3速率卷积编码和8PSK调制后的DCCH信道的I路数据和Q路数据分别进行第一次交织、无线帧分割和速率匹配；d、将速率匹配后的DTCH信道的I路数据和速率匹配后的DCCH信道的I路数据复用在一起进行第二次交织和时隙分割，形成专用物理数据信道(DPDCH)的I路数据，并将速率匹配后的DTCH信道的Q路数据和速率匹配后的DCCH信道的Q路数据复用在一起进行第二次交织和时隙分割，形成DPDCH信道的Q路数据。
2.如权利要求1所述的网格编码调制方法，其进一步特征在于，所述网格编码调制处理由2/3速率卷积编码和8PSK调制构成，先进行2/3速率卷积编码后进行8PSK调制。
3.如权利要求1或2所述的网格编码调制方法，其进一步特征在于，所述8PSK调制指M＝8的MPSK调制。
4.如权利要求2所述的网格编码调制方法，其进一步特征在于，8PSK调制可以和不同状态数的2/3速率卷积编码搭配。
5.如权利要求1所述的网格编码调制方法，其进一步特征在于，所述第一次交织、无线帧分割、速率匹配、数据复用、第二次交织和时隙分割均根据3GPP的25.212协议中的规定操作。
6.如权利要求1或5所述的网格编码调制方法，其进一步特征在于，所述速率匹配采用3GPP的25.212协议中的速率匹配方法，具体采用均匀重复方式。
7.如权利要求1所述的网格编码调制方法，其进一步特征在于，所述1/3速率卷积编码根据3GPP的25.212协议中的规定操作。
8.如权利要求1所述的网格编码调制方法，其进一步特征在于，对经过网格编码调制后得到所述DPDCH信道的I路数据和Q路数据进行扩频，扩频因子为256。
9.如权利要求8所述的网格编码调制方法，其进一步特征在于，所述扩频过程是从1～255的正整数中任意选择两个数分别作为DPDCH信道I路和Q路的信道码的码号，用信道码的码号相对应的两个信道码分别对DPDCH信道I路和Q路数据进行扩频。
全文摘要
本发明针对12.2kbps上行专用物理信道提供了一种宽带码分多址(WCDMA)系统中用于多用户接收装置的网格编码调制方法，该网格编码调制方法采用由2/3速率卷积编码和8PSK调制构成的网格编码调制处理，不仅大大提高了专用物理数据信道(DPDCH)的扩频因子，而且该网格编码调制方案在提高译码性能和提高多用户检测系统性能方面具有很大潜力。
文档编号H04L1/00GK1518256SQ0311486
公开日2004年8月4日 申请日期2003年1月13日 优先权日2003年1月13日
发明者魏立梅 申请人:华为技术有限公司