专利名称：检测和补偿无线电信号的到达时间误差的系统和方法
技术领域：
本发明一般涉及电信，更确切地说是涉及检测和补偿电信系统中到达时间误差的技术。
背景技术：
在使用例如“911”这样的电话号码时，紧急服务是经常需要的。当呼叫用户的地点固定，例如在居所中时，电脑系统就使用自动号码标识(ANI)来跟踪接入电话呼叫的电话号码并快速确定呼叫始发的地址。这样，确定需要紧急服务的位置是一件相对简单的任务。
在移动通信中，例如蜂窝电话、个人通信系统(PCS)设备等等，用户需要紧急服务的地点就不那么容易确定了。无线三角测量技术长期用于确定移动单元的位置。但是，已知这种无线三角测量技术的不准确性是与生俱来的。几千米数量级的误差并不罕见。但是，这类误差在实施紧急服务时是不能容忍的。
联邦通信委员会(FCC)已经定制了通信技术中的改进以允许更精确的定位。在移动通信情况下，FCC已制定了条例，要求基于大型设备的系统在67％时间内达到150米精度(以及在95％时间内达到300米精度)。对于需要改进手持终端的系统，FCC规定这类系统必须在67％时间内达到50米精度(以及在95％时间内达到150米精度)。
基于全球定位系统(GPS)的现有定位技术使用天空中的卫星网络在已知时间发送信号。地面上的GPS接收机测量各个它能检测到的卫星的信号到达时间。到达时间、各个卫星的精确位置以及信号从各个卫星上的精确发送时间被用于对GPS接收机的位置进行三角测量。一个典型的GPS接收机需要四颗卫星来进行三角测量，而且其运算结果的性能随着其能检测到的卫星的数目增加而增强。
作为对GPS的替代，一种现存的蜂窝基站网络可以在用作定位时被视作卫星网络。与GPS技术相似，每个基站的精确位置、每个基站发送信号的精确时间以及每个从基站发出的信号到达移动站的精确时间被用来对移动站的位置进行三角测量。这种技术被服务商描述为高级前向链路三边测量技术(AFLT)。移动站面临的重大问题是如何测量来自各个基站的信号的精确到达时间。不同的无线技术会使用不同方法来测量到达时间。码分多址(CDMA)就是这样一种技术。CDMA调制是允许大量系统用户共享通信系统的几种技术之一。使用常规的CDMA调制技术作为AFLT系统的一部分是可行的。
无线定位系统使用来自位置已知的不同发射机的信号的到达时间(TOA)对移动站位置进行三角测量和估计。但是由于多条传输路径，或者由于网络天线和移动站之间缺乏可视路径，因此TOA信号经常失真或产生误差。图1显示了交通工具10内的移动电话可能会经历的多条传输路径问题。在图1显示的例子中，移动单元10从发射塔顶端的发射机12及14处接收信号，不过也从接收机14处接收经过附近建筑反射的信号。这样，移动单元10从发射机14处接收多个信号。在图1显示的例子中，移动单元10不在发射机16的可视路径(LOS)上。也就是说，建筑物或其他结构物阻挡了移动单元10和发射机16之间的直线可视路径。但是移动单元10仍然可以检测到移动站16发送后被建筑物或其他结构物反射或者从这些建筑物或其他结构物的边界散射的信号。另外，移动单元10接收来自处于建筑物顶端的发射机16的信号，也可能接收来自地球轨道上的全球定位系统(GPS)卫星18的信号。因此，移动单元10从发射机16接收多个信号，其中没有一个是直接可视路径(LOS)信号。来自GPS卫星18的信号也可包含LOS信号和反射信号。
由于这类多径信号，因此移动单元测量到达时间时会产生误差。这类误差在多径信号存在时会很严重，使得FCC指令的定位准确度很难满足或者无法满足。因此可以理解，人们非常需要一种改进移动定位系统的TOA测量的系统和方法。本发明提供了此方法和系统，并且提供了从以下详细描述和附图来看十分明显的其他优势。
发明内容
本发明的实施例体现在用于修正电信设备的多径误差的系统和方法中。在一示范性实施例中，此系统包含一个用来分析接收信号以及在预定时间点上确定相关信号的搜索器。搜索器在多个预定时间点中的选定点上确定最大信号电平。信号分析器产生一个使用此最大信号电平以及在与选定点相邻的预定时间点上的相关信号电平来产生预定响应函数的数学模型。信号分析器使用此数学模型来确定与预定响应函数相关的实际峰值电平以及脉冲宽度，并基于脉冲宽度对到达时间应用修正因数以产生正确的到达时间。
在一实施例中，脉冲宽度在数学模型的一点上确定，此点处相关信号电平比实际峰值电平小一个预定数值。在一示范性实施例中，信号分析器可以动态选择此预定数值。此信号分析器可以基于接收信号的信噪比选择此预定数值。
在一示范性实施例中，相关信号电平基于接收信号的接收信号强度。最大信号电平以及与选定点相邻的预定时间点上的相关信号电平可以用于确定数学模型的系数。在一示范性实施例中，数学模型的这些系数用于确定数学模型的脉冲宽度。在一实施例中，数学模型是一个二次数学函数。在另一实施例中，数学模型是一大于二次的函数。
图1显示了发射源和移动单元之间的多条接收路径。
图2是实现本发明的系统的功能框图。
图3是一波形图，说明了不存在多径效应的情况下由图2的系统所产生的相关信号。
图4是一波形图，说明了存在同相多径信号的情况下由图2的系统所产生的相关信号。
图5是一波形图，说明了存在异相多径信号的情况下由图2的系统所产生的相关信号。
图6是一波形图，说明了本发明中用于更精确地确定到达时间的建模函数。
图7是一流程图，说明了本发明的操作过程。
优选实施例的详细描述本发明使用数学建模技术来更精确地确定从收发机基站(BTS)发送的信号的到达时间(TOA)。图1是一框图，说明了无线系统使用高级前向链路三边测量(AFLT)来确定移动单元位置的操作过程。如图1所示，移动单元10处在多个BTS 12-16的范围内。为了允许例如语音通信的正常通信，移动单元10分别与BTS 12-16建立通信链路。在建立通信链路过程中导出的信息可以用来估计TOA，从而确定移动单元10相对于BTS 12-16的位置。但是，多径信号使一般在移动单元10中产生的相关脉冲产生了变化，使得在计算精确TOA时产生了可能的误差。TOA测量在多径信号存在的情况下无法达到足够精度来确定移动单元10的精确位置。本发明导出了更多精确的TOA数据来修正或补偿多径信号并允许更精确地确定移动单元10的位置。
本发明体现在图2的功能框图所示的系统100中。系统100包括一个控制系统操作的中央处理单元(CPU)102。本领域的技术人员可以理解，CPU 102试图包含所有能够操作此电信系统的处理设备。其中包括微处理器、嵌入式控制器、专用集成电路(ASICs)、数字信号处理器(DSP)、状态机、专用离散硬件等等。本发明并不受为实现CPU 102而选择的特定硬件组件所限制。
系统最好还包括存储器104，存储器104可以包括只读存储器(ROM)和随机存取存储器(RAM)。存储器104向CPU 102提供指令和数据。一部分存储器104也可以包括非易失性随机存取存储器(NVRAM)。
一般体现在例如蜂窝电话等无线通信设备中的系统100也包括机架106，其中包括能够在系统100和远程位置例如BTS(例如图1中的BTS 12)之间发送接收数据的发射机108和接收机110，所述数据比如音频通信。发射机108和接收机110可以合并成收发机112。天线114附着在机架106上，电耦合至收发机112。发射机108、接收机110和天线114的操作在本领域中是为人所熟知的，不必在此描述，除非与本发明尤其相关。
在CDMA设备的实现中，系统也包括用于检测并量化接收机110收到的信号电平的搜索器116。搜索器116检测一个或多个参数，例如总能量、每个伪噪声(PN)码片的导频能量、功率谱密度以及其他本领域公知的参数。搜索器116执行相关分析来确定从某一位置如BTS 12(见图1)的到达时间(TOA)，下文将对此详细讨论。
搜索器116在参考信号和接收信号之间执行相关分析，并产生一个相关输出信号。信号分析器或者建模处理器120分析这些相关信号并使用数学模型112来产生用于修正、补偿多径效应的精确的TOA数据。
系统100包含计时器124来提供系统定时，所述系统定时用于测量来自不同信号源(例如BTS 12-16和卫星18)的信号的到达延迟时间。计时器124可以是独立设备或者CPU 102的一部分。
系统100的各个部分通过总线系统126耦合在一起，除了数据总线以外，总线系统126可包括功率总线、控制信号总线和状态信号总线。但是为清楚起见，各条总线在图2中显示为总线系统126。
本领域的技术人员可以理解，图2显示的系统100是一功能框图而不是特定部件的列表。例如，虽然在系统100中搜索器116和信号分析器120被显示为两个分开的方框，实际上它们可以在一个物理部件中实施，例如数字信号处理器(DSP)。它们也可以在存储器104中程序代码形式存在，CPU 102运行这些代码。同样的考虑也可应用于图2系统100中列出的其他部件，例如计时器124。
当检测到BTS时，搜索器116的输出是一个脉冲，可以被视为相关脉冲。此相关脉冲可用于测量来自BTS的信号的到达时间。但是，这种到达时间的测量精度严重限制了位置确定的精度。
图2中系统100显示的各部件的操作在图3-5中予以解释。图3是一波形图，说明了搜索器116在多径效应不存在的情况下产生的典型相关脉冲。为了帮助正确地理解本发明，这里给出使用以CDMA移动单元为例的TOA过程的简要描述。实现了图2中系统100的移动单元(例如图一中的移动单元10)最初被分配到一个伪噪声(PN)码。PN码可以存放在存储器104中作为本地参考。当基站(例如BTS 12)将数据发送到移动单元10时，基站发送此PN码。系统100连续搜索本地参考(例如存储的PN码)与发送数据(例如发送的PN码)之间的相关值。
正如本领域技术人员所知，所有发射机(例如BTS 12-16)发送相同的PN码，不过每个BTS的发射机发送PN码的起始时间都延时一个精确已知的偏移。时间偏移以64个码片的倍数测量。本领域的技术人员可以理解，一个“码片”是PN序列中的一块单独数据。由于信号按已知速率发送，因此码片可以用作时间度量。虽然本描述可能以实际时间为单位，但是使用码片或者码片的一部分表示时间更为方便，因为系统100以码片为度量执行其分析和测量。
PN偏移被选择性的分配给各个发射机，这样可以尽可能地展开一个地理区域内的偏移，以避免各个发射机之间的干扰。发射机(例如BTS 12-16的发射机)可以根据发送的标识数据来标识，不过有时也可根据它们的PN偏移时间来标识。例如BTS 12中的发射机可以被标识为PN 320，以指示它是以320个码片的偏移发送PN码。在本例中，发射机14和16可以分别被标识为PN 448和PN 640，以指示它们发送PN码的各自偏移为448和640个码片。
但是，本领域的技术人员需要了解，无论如何标记发射机，它们分别相对于彼此的偏移都可以从信号中编码的信息重建。移动单元10中的接收机110(见图2)会检测来自地理区域内各个发射机(例如BTS 12-16内的发射机)的PN码。
当PN码从BTS(例如BTS12)发送出去后，由于分配给每个发射机的PN偏移，会产生延时。另外，也会有指示发射机和移动单元10之间距离的传播延时。系统100可以测量此传播延时来确定移动单元的位置。例如，来自具有最低PN偏移的BTS的相关脉冲会早于任何其他BTS的信号到达移动单元10。系统100必须精确地确定这个最先信号的TOA，也可以任意地分配一个零时偏给它。移动单元10也可检测到来自其他BTS或卫星(例如卫星18)的后续相关脉冲，不过由于其PN偏移和传播延时会有附加的延时。与PN偏移相关联的延时是精确已知的。这样一来，残留延时是由BTS和移动单元10之间距离导致的传播延时、加上由于网络天线和移动单元间缺乏可视路径而导致的误差因数获得。
本领域的技术人员可以理解，测量正确TOA时的少许误差都会导致位置确定过程中的巨大误差。也就是说，可能由多径效应引起的TOA中的少许误差会导致AFLT计算中的误差。系统100提供了补偿多径效应的技术，从而提供了更精确的TOA。使用基于TOA延时的三角测量来确定移动单元10的位置的实际过程是本领域内所熟知的，无需在此详细描述。但是，任何基于TOA的测量技术都会受到TOA中误差的影响，这一点应该清楚。多径效应是这类误差的重要来源。系统100降低了多径误差的效应，从而提供了更精确的TOA确定。
搜索器116移动存储器中的参考，直到检测到存储参考和发送数据之间的相关为止。选择存储参考移动的幅度以优化采集率，并提供无线设备10和特定BTS(例如图1中的BTS 12)之间的充分同步。这显示在图3的波形图中。在图3显示的例子中，不存在多径效应，波形140的相关在码片0处达到最大值。
很多不同的度量例如总能量、每个PN码片的导频能量或功率谱密度可以用作相关值。一种简单的常用度量是例如由接收信号强度索引(RSSI)指示的接收信号强度。本领域的技术人员会认识到，搜索器116(见图1)产生与存储的PN码和发送的PN码之间的相关有关的数值。波形140由搜索器在不同码片值处的相关值画出。
图3的波形显示了在不存在任何多径信号时由搜索器116(见图2)从单个BTS(例如BTS 12)产生的一个采样相关输出。搜索器116每次将参考数据(即存储的PN)移动半个时隙，直到它检测到参考数据和接收数据之间的相关为止。
从发射机12处发送的数据也包括标识数据，使实现系统100的移动单元10可以将发射机12标识为所检测相关信号的来源。除了发射机12以外，实现系统100的移动单元10也会从发射机14-16接收数据。
另外，实现系统100的移动单元10可以检测到来自其他基站发射机(未显示)或来自使用全球定位系统(GPS)的卫星(例如卫星18)的脉冲。正如本领域技术人员所知，GPS也使用到达时间数据来确定移动单元10的位置。在一示范性实施例中，移动站10确定来自四个或更多不同发射机的到达时间数据。在多径效应不存在的情况下，图3波形所示的脉冲提供了相对精确的到达时间的度量，从而可以和来自其他BTS或卫星的相关脉冲结合使用，以精确地确定移动单元10的位置。
不幸的是，多径效应在几乎所有TOA测量技术中都存在。虽然使用GPS定位技术的卫星的多径效应会比较小，这些效应仍然存在。来自GPS卫星(例如GPS卫星18)的多径效应在城市地区尤其普遍，在这些区域建筑物和其他人造结构物会干扰GPS信号。地面系统例如发射机12-16(见图1)也会被人造结构物影响，信号被折射或反射。因此，移动单元10接收到同一信号的多个接近分布的镜像。系统100能够估计由这些多径效应导致的误差。这些多径效应可以使用术语“短多径效应”称呼，因为一般这些信号只延时了很短的时间量，而且可能在系统100的天线114(见图2)处到达，这样相对的到达时间就太接近而无法在总相关函数上产生不同的峰值。也就是说，多个信号在这样短一段时间内到达，以至于搜索器116的输出是由多个检测到的信号的交叠效应导致的失真脉冲。
在前面关于图3波形的讨论例子中，移动站10从发射机12处接收一个信号，没有多径信号。多径信号的效应在图4波形中显示，其中搜索器116显示了由两个信号142和144产生的相关值，这两个信号是同相信号，而且在一个码片内到达移动单元10。这两个同相信号的附加效应在波形146中显示，由于同一个信号在短时间内的多次接收，因此峰值会高于正常幅度，脉冲宽度也宽很多。如图3波形所示，搜索器116产生一个中心约在0.5码片的宽脉冲，而非中心在0.0码片的较窄脉冲。这一误差使得精确确定TOA变得困难，因为系统被设计成检测峰值信号。这样，多径效应使相关脉冲变宽，从而在实际TOA内产生误差。
图5的波形显示了搜索器116(见图2)由两个异相信号146和148产生的输出，这两个信号在一个时隙内到达移动单元10。这两个异相信号的附加效应在波形150中显示，波形150分别有两个峰值152和154。峰值152和154的幅度略大于正常幅度，其脉冲宽度则略小于正常幅度。如图3波形所示，搜索器116产生两个窄脉冲，其峰值152和154分别在-0.25码片和+1.25码片处，而非产生中心在0.0码片的单个窄脉冲。此误差使确定TOA产生困难。
需要注意的是，图4、图5波形中显示的效应仅为说明性作用。许多多径效应会导致更多信号同相、异相地到达天线114(见图2)，使得搜索器116会产生与此信号相关联的多个峰值。本发明至少部分补偿了由多径效应导致的误差。这里描述的补偿系统不限于图4、5显示波形形状或过度延时。
系统100使用数学模型122来仿真相关响应函数的大体曲线。曲线的形状、实际峰值以及脉冲宽度可以使用相对较少的采样点来方便地确定。在一示范性实施例中，响应函数根据以下形式的简单二次方程式来建模y(x)＝ax2+bx+c (1)其中y(x)是x的函数，等于相关输出值(例如RSSI)，x等于一个码片值，a、b、c为系数。系数a、b、c可以使用三个采样点的相关值方便地确定。第一个采样点是检测到最大信号电平的码片值。有时此值被称为“准时”能量值，在以下的等式(2)中也可数学引用为y(0)。另外两个值是相邻采样点的相关值。在以上例子中，搜索器116以1/2时隙为增量搜索，“准时”值前1/2码片和后1/2码片处的相关值用来确定系数a、b和c。这些可以称为“早”能量值和“晚”能量值，在以上的等式(1)中可以分别引用为y(-0.5)和y(0.5)。
系数a、b和c可以使用以下公式方便地确定a＝2y(0.5)+2y(-0.5)-4y(0)(2)b＝y(0.5)-y(-0.5)(3)
以及c＝y(0)(4)响应函数的二次方程式建模允许精确地确定峰值的实际位置并简单计算脉冲宽度。对于峰值的实际位置，图3显示了搜索器116(见图2)的精确地位于0码片的响应函数。但是本领域的技术人员可以理解，搜索器116以1/2码片为增量移动所存储的PN码。这样，搜索器的分辨率就在正负1/4个码片。也就是说，实际的峰值位置就在离搜索器116确定的位置1/4码片。但是信号分析器120可以实际地使用参数a、b、c精确地确定实际的峰值位置。一旦确定了实际峰值位置，信号分析器就使用数学模型122来确定实际的脉冲宽度。图6的波形显示了使用响应函数的二次方程式建模，其中最大相关值(例如RSSI)在码片0处检测到，由参考数字160指示。早能量值(即在-0.5码片处)的相关值由参考数字162指示，而晚能量值(即在0.5码片处)的相关值由参考数字164指示。可以在以上等式(2)-(4)处插入在点160-164处的相关值来确定参数a、b、c的值。观察图5的波形，可以确定峰值在码片0和0.25之间的某处。但是，使用简单的数学公式确定峰值的确切位置也是可行的。等式(2)是一个简单的二次方程等式，其导数式可以表示为y′(x)＝2ax+b(5)此等式的斜率在峰值处等于零。将等式(5)设为0，我们可以解出x为x=-b2a---(6)]]>这样，可以通过计算系数a和b方便地确定峰值。
为了计算脉冲宽度，等式(1)可重写为以下形式y(x)＝A(x-x0)2+B (7)等式(7)表示的曲线也是一条抛物线，其最大值点为Y(x0)＝B (8)从以上等式可以很容易地看出A＝a，峰值位置可以表示为B=c-b24a---(9)]]>系统100允许通过计算抛物线从最大值衰减δ倍的点来方便地确定脉冲宽度。此点可以在线性或对数空间内计算。如果在对数空间内计算，则脉冲宽度根据低于最大值δ分贝(dB)的点来确定。以下显示的一组等式是线性空间的解
A(x1-x0)2+B=Bδ---(10)]]>PW=x1-x0=(δ-1)BA·δ---(11)]]>A(x1-x0)2+B＝B-δ(12)PW=x1-x0=-δA---(13)]]>项δ用于表示抛物线上从峰值点(即x0点)开始的衰减量。系统100动态地变换δ因数来适应信噪比(SNR)的上升和下降。例如，在一实施例中，系统100可以将δ的值选择为10。也就是说，脉冲宽度根据抛物线上从峰值点下降因数10的点来决定。但是，在噪声存在的情况下(例如SNR下降时)，可以减少δ值来补偿此时不够高的峰值。或者，可以在低噪声情况下(例如SNR上升时)升高δ因数以考虑到此时过于明显的脉冲。这样，系统100有利地允许动态调整因数δ以提供更可靠的脉冲宽度的确定。
一些仿真研究表明，多径信号的脉冲峰值宽度或者大于图3所示的正常相关脉冲的峰值宽度(当独立脉冲是同相脉冲时，如图4所示)，或者小于图3所示的正常相关脉冲的峰值宽度(当独立脉冲是异相脉冲时，如图5所示)。
信号分析器(见图2)以上述方式计算脉冲宽度。基于脉冲宽度，可以确定接收信号是正常信号还是多径信号。还可以判断是由同相多径信号引起的多径信号，如图4所示，还是由异相多径信号引起的多径信号，如图5所示。
一旦信号分析器120确定了多径信号的类型和电平，就可以在峰值位置上加上一个修正因数以补偿多径效应，并提供更精确的TOA确定。以下的表1提供了补偿多径效应的修正因数。
表1
信号分析器120在峰值位置(即x0点)处加上或减去一个或几分之一个码片以补偿多径效应。如表1所示，信号分析器对同相信号效应减去增量的码片值，对异相多径信号加上增量码片值。本领域的技术人员可以理解，向系统100提供更精确的TOA信号，就可以更精确地确定移动单元10的位置。
在当前的电信标准下，例如CDMA用于定位的标准IS-801，移动单元10能够通过使用TOA数据的计算来确定自身位置。但是，移动单元10的位置也可根据固定基础设施的一部分来确定。在此实施例中，移动单元将标识数据和延时测量数据发送至远程位置，例如BTS 14。与BTS 14相关的位置确定实体(PDE)进行计算并基于各个发射机的已知位置和从各个发射机测得的延时数据来确定移动单元10的位置。
如上所述，若移动单元能获得各个发射机的精确位置，PDE就可以在移动单元10内单独实现。在当前电信标准下，该信息不被提供给移动单元，但被提供给各个基站。若PDE和基站(例如BTS 12)相关联，移动单元就将检测到的PN码和延时发送至与BTS 12相关联的PDE。延时可能包括测得的延时和修正因数，也可以仅包括修正后的延时。在另一实施例中，系统100可以将测得的脉冲宽度发送至与例如BTS 12相关联的PDE，以允许计算PDE内的修正因数。本发明并不被计算修正因数以测量延时的位置所限制，也不被PDE的位置所限制。
在大多数应用中，一般情况下在多径信号存在时，用等式(1)的二次模型确定TOA是令人满意的，并且为使用常规的AFLT技术确定移动单元10(见图1)的位置提供了可接受的精度。但是若需要更高的精度，则可以使用较高次的数学模型来仿真相关响应函数。例如，三次等式可以为所需函数更接近地建模。本领域的技术人员可以认识到，高次函数需要更多的采样点来确定其系数。但是，本发明仍能对响应函数进行有效的数学建模。本发明的原理可以概括为三次或其他较高次的函数。二次函数是精度与处理时间之间权衡后的产物。需要注意的是，在二次方程式中，三个计算数据点，即早能量值、准时能量值、晚能量值，都与实际响应函数相交，从而提供判断精确峰值位置和脉冲宽度时的可接受的精度。
系统100的操作如图7的流程图所示，在起始200处，移动单元10是功率不足的。在步骤202处，系统100检测相关脉冲并计算相关值。正如本领域的技术人员所知，相关值可以通过许多不同类型的测量方法指示，例如总能量、每个PN码元的导频能量、RSSI或其他。移动单元10将存储的PN码与接收机110(见图2)接收到的PN码作比较。若PN码匹配，在步骤202会计算得出一个较高的相关值。
在步骤204处，系统100使用常规方法确定SNR。例如，可以将峰值相关值与背景噪声基底作比较来确定SNR。
在步骤206处，系统100基于例如步骤204处计算的SNR来选择参数δ的值。可以通过使用其他因数，例如总能量、每个PN码元的导频能量、功率谱密度以及其他本领域技术人员所知的参数，来计算因数δ。
在步骤208处，信号分析器120(见图2)计算与数学模型122相关联的系数。在使用二次方程式对响应函数建模的例子中，由搜索器116确定的峰值能量信号以及早能量值、晚能量值被用来确定这些系数。在步骤210中，信号分析器120确定实际峰值的位置。
在步骤212中，信号分析器确定选定δ值的脉冲宽度。也就是说，信号分析器120使用所计算的系数和选定的δ值来确定脉冲宽度。在步骤214中，信号分析器120确定多径的类型。例如，信号分析器可以确定多径信号是由相隔1/2码片的同相多径信号导致。在步骤216中，信号分析器使用例如表1提供的数据来应用合适的修正因数。在以上讨论的例子中，信号分析器从所计算的TOA中减去1/4码片来补偿多径效应。过程在218处结束，此处系统100已经补偿了多径效应，并提供了更精确的TOA。
本领域的技术人员可以理解，以上描述的过程用于修正来自一个基站或卫星(例如BTS 12)的多径效应。同样的过程也可以用于来自其他BTS(例如BTS 14-16)的相关信号或来自GPS卫星(例如卫星18)的信号。这样，系统100补偿了来自任何BTS或卫星的多径效应，并且提供了更精确的TOA数据。基于经修正的TOA数据可以进行更精确的位置确定。基于TOA数据的实际位置计算是本领域内技术人员所熟知的，这里无需描述。但是，需要补充的是，系统100所提供的较精确的TOA数据导致对移动单元10位置更为精确的计算。这种增加了的精确度在用户需要紧急服务时定位用户单元10时会相当关键。
虽然系统100被描述为与两种多径信号相关，然而本发明的原理可以扩展至三种或更多种多径信号。另外，系统100可以使用上述系统对三种或更多种多径信号进行合理的建模。其导致的TOA数据精度的提高使移动单元10能更精确地被定位。
应该理解的是，即使在前文描述中提出了本发明的各个实施例和优势，以上的公开仅为描述，会在本发明的广泛原理上有细节上的变化。所以，本发明仅被所附的权利要求书所限定。
所有以上本说明书所涉及的或在应用数据表中列出的美国专利、美国专利申请出版物、美国专利申请、外国专利、外国专利申请以及非专利出版物都在此作为整体被参考。
权利要求
1.用于修正电信设备中的多径误差的系统，包括分析接收信号以确定预定时间点上的相关信号电平的搜索器，所述搜索器确定所述预定时间点中选定的一点上的最大信号电平；以及使用所述最大信号电平以及从与选定时间相邻的预定时间点获得的相关信号电平来产生预定响应函数的数学模型的信号分析器，所述信号分析器使用所述数学模型来确定与所述预定响应函数相关联的实际峰值电平和脉冲宽度，并基于所述脉冲宽度对到达时间应用修正因数来获得经修正的到达时间。
2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述脉冲宽度在相关信号电平比实际峰值电平小一个预定量的点上确定。
3.如权利要求2所述的系统，其特征在于，所述信号分析器动态地选择所述预定量。
4.如权利要求2所述的系统，其特征在于，所述信号分析器基于接收信号的信噪比来选择所述预定量。
5.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述相关信号电平基于接收信号的接收信号强度。
6.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述最大信号电平以及从与选定时间点相邻的预定点上获得的相关信号电平被用于确定数学模型中的系数。
7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述数学模型中的系数用于确定数学模型的脉冲宽度。
8.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述数学模型是二次数学函数。
9.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述数学模型是大于二次的数学函数，所述最大信号电平以及从与选定时间点相邻的预定点获得的相关信号电平被用于确定数学模型中的系数。
10.用于修正电信设备中的多径误差的系统，包括分析接收信号以确定预定时间点处的相关信号电平的装置；确定多个预定时间点中选定一点处的最大信号电平的装置；以及使用所述最大信号电平以及从与选定时间点相邻的预定点获得的相关信号电平来产生预定响应函数的数学模型的分析装置，所述分析装置使用所述数学模型来确定与预定响应函数相关的实际峰值电平和脉冲宽度，并基于所述脉冲宽度对到达时间应用修正因数来产生经修正的到达时间。
11.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述脉冲宽度在相关信号电平比实际峰值电平小一个预定量的点上确定。
12.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述分析装置动态地选择所述预定量。
13.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述分析装置基于接收信号的信噪比来选择所述预定量。
14.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述相关信号电平基于接收信号的接收信号强度。
15.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述分析装置使用二次数学函数作为数学模型。
16.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述分析装置使用大于二次的数学函数作为数学模型。
17.用于修正电信设备中的多径误差的方法，包括分析接收信号以确定预定时间点处的相关信号电平；确定多个预定时间点中选定一点处的最大信号电平；使用所述最大信号电平以及从与选定点相邻的预定点获得的相关信号电平来产生预定响应函数的数学模型；以及使用所述数学模型来确定与所述预定响应函数相关联的实际峰值电平和脉冲宽度，并基于所述脉冲宽度对到达时间应用修正因数以产生经修正的到达时间。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，确定所述脉冲宽度是在相关信号电平比实际峰值电平小一个预定量的点上进行确定。
19.如权利要求18所述的方法，还包括动态地选择所述预定量。
20.如权利要求18所述的方法，还包括基于接收信号的信噪比来选择所述预定量。
21.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述相关信号电平基于接收信号的接收信号强度。
22.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述数学模型是二次数学函数。
23.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述数学模型是大于二次的数学函数。
全文摘要
此处公开了一种可以减小到达时间(TOA)的误差效应的系统和方法。在移动单元中，相关脉冲是在从基站发出的信号被检测到时产生。发送的信号可能被折射或散射，导致有多径信号到达移动单元。这样会导致产生相关脉冲时失真，测量精确的TOA时有误差。本发明对响应函数建模，使用带有示从峰值处下降多少点的动态可调因数的模型函数来计算脉冲宽度。基于脉冲宽度的计算，可以确定多径信号的类型，并对测得的TOA使用合适的修正因数来获得更精确的TOA确定。系统可以在移动电话单元中对来自基站的TOA信号或对来自全球定位系统(GPS)卫星的信号使用修正因数。
文档编号H04B1/00GK1669237SQ03816417
公开日2005年9月14日 申请日期2003年5月15日 优先权日2002年5月16日
发明者M·阿莫加, R·里克 申请人:高通股份有限公司