专利名称：路径增益估测方法与系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及下行链路通信系统在多路径(multi-paths)下的操作，特别涉及一种在宽带码分多址(wideband code division multiple access；WCDMA)系统中路径增益估测的方法与系统。
背景技术：
移动通信系统中，由于传播媒体的多路径现象会因为多个传输信号的破坏性累加(destructive addition)，或是因为其它移动电话使用者相互干扰，而造成传输信号严重的衰减(fading)，使得接收器无法正确的接收并恢复已严重衰减的传输信号。
移动通信的效率会受信道环境而被影响，直接序列扩频(direct-sequencespread spectrum)移动通信系统，例如IS-95以及CDMA2000，所使用的基频接收器(baseband receiver)必须克服信道环境对传输信号的影响。WCDMA通信系统通常使用RAKE接收器(RAKE receiver)来处理多路径传播的情况，并且配合移动通信装置与基地台之间通信所需用到的转移机制(hand-overmechanism)。图1显示常见技术的扩频系统中RAKE接收器的方块图。
首先，接收系统必须确认传输路径的存在。第二，传输信号强且稳定的传输路径分别被指定到对应的指节(fingers)，并将接收器检测到的信号加以解调。第三，接收器利用图1中路径搜寻与延迟追踪模块102，估测并追踪对应传输路径的相对延迟时间。第四，RAKE接收器中各指节的延迟补偿模块108对所对应的路径做传播延迟的补偿。第五，各指节的信号会在扩频增益补偿模块104中被扩频(dispread)，并按照信道所造成的相位旋转的反方向但以相同角度，将信号的相位旋转回来。这样，各指节的信号会同相(in phase)，使得可以将指节的信号结合起来。最后，各指节的路径增益与旋转角度可以被编码与增益估测模块106以及RAKE组合与SINR估测模块110，以路径增益估测算法估计出来。
通常至少一个导频信道(pilot channel)会在移动通信系统的下行链路(downlink)信道中被建立，以减少移动设备端硬件的复杂性。导频信道提供参考相位给服务范围内所有的移动设备端。当联机被建立时，基地台会通过导频信道分配并传送专属实体信道的参考相位，因此，移动设备端不需要各自判断基准的参考相位。以上为路径增益估测算法的一些基本假设。
在3GPP规范中提出时空编码发射分集(space time transmit diversity；STTD)为下一代移动通信系统的规格。在此STTD系统中，传输装置如基地台，包括以空间分集方式将至少两个天线的位置分开。
如图2a与图2b所示，传输信号原先以四位b0、b1、b2以及b3为一区块，该信号于STTD编码后会被编码在两个互正交序列(mutually orthogonalsequences)上。如图2a所示，STTD编码器将区块(b0，b1，b2，b3)编码为给天线#0的第一区块(b0，b1，b2，b3)，以及给天线#1的第二区块(-b2，b3，b0，-b1)。这两个STTD编码区块会同在同一时间，分别由天线#0与天线#1传送出去。宽带码分多址(wideband code division multiple access；WCDMA)系统利用四相相移键送(quadrature phase shift keying)调变方式，每两个位会被调变为一个符号。于图2b当中，一个区块中有两个复数(complex)符号S1与S2，与图2a中输入区块相同，即S1对应位b0与b1，而S2则对应位b2与b3。图2b以符号为单位来表现STTD编码程序，其中STTD编码器的输入区块为(S1，S2)，而输出区块则为(S1，S2)与(-S2*，-S1*)。*的标记代表复数的复共轭(complex conjugate)。如果信道被STTD编码，主要公共导频信道(primarycommon pilot channel；P-CPICH)会被用来规范其参考相位。由两个不同的天线传送的两个互正交序列于是都会被对应的移动设备端接收。
再者，如果天线#0与天线#1的多路径增益分别被设为h0与h1，可因推导出下列算式r0=s0h0-s1*h1.............(1)]]>r1=s1h0-s0*h1.............(2)]]>r0r1=s0-s1*s1s0*h0h1]]>r0*r1=h0*-h1*h1h0s0*s1]]>
在导频信道中所传送的复数符号S0与S1于传送前，都为传送端与接收端知晓的。接收值r0与r1利用将导频信道中传送的信号恢复扩频而得到的。因此可以由解联立方程式(1)与(2)得到的结果估测路径增益h0与h1。
当路径增益h0与h1由导频信道传送的信息中取得时，估测数据信道中所载符号的联立方程式也可被导出。将接收到的对应值r0与r1代入联立方程式中，便可以计算出于数据信道中传递的符号。RAKE接收器于是将各个接收路径得到的符号结合在一起，并将此结合数据输出至信道译码器。
图4显示WCDMA系统里的主要CPICH(P-CPICH)与次要CPICH(S-CPICH)中传输位的排列顺序。这种设计将数据区块中两个QPSK符号s0与s1当作同一个符号看待，即s0＝s1，因此可更加简化路径增益估测的计算。
如图3a所示，各无线电框包括15个时隙(time slot)，而各时隙载有10个符号。图3b描述从天线1与天线2传递的符号调变格式，其中A＝1+j。如图5所示，区块类型STTD路径增益估测程序首先将数据区块分割成两种不同的区块类型。每一种数据区块包括两个QPSK符号，也就等同于4位的数据。图5显示区块种类#0以及区块种类#1的格式，而这两种区块种类会以交错顺序传递出去。图5的范例与图3及图4的例子类似，图3b的符号A代表二进制位(00)，若符号-A则代表二进制位(11)。
根据灰阶编码规则，如果字节(00)对应QPSK符号s0，字节(11)就会对应QPSK符号-s0。如果两个天线所对应的路径增益在各数据区块传递时被假设为固定不变的，于传递区块种类#0的时间内，接收值(r0，r1)与这两根天线的路径增益(h0，h1)之间的关系就可由算式(3)与(4)表示。
r0＝h0·s0+h1·s0............................................(3)r1＝h0·s0-h1·s0............................................(4)同样的，于传递区块种类#1的时间内，接收值(r0，r1)与这两根天线的路径增益(h0，h1)之间的关系就可由算式(5)与(6)表示。
r0＝h0·s0-h1·s0............................................(5)r1＝h0·s0+h1·s0............................................(6)根据上述算式(3)--(6)，天线#0与天线#1的路径增益都可以于接收到导频符号(pilot symbol)之后判断得到。于是在数据信道上传递的STTD编码数据就可以根据算式(1)以及算式(2)被解码。
为了减少传递信号的噪声，两根天线的每一个通过增益序列h0与h1都会分别被送至低通滤波器中。低通滤波器的截止频率(cutoff frequency)比最大的载频补偿加上最大的多普勒(Doppler)频率还大。
当先前叙述的路径增益方法应用在移动设备端时，会有下列几点缺点。
常见技术的路径增益估测方法并不适用于移动设备端因为无线通信的路径增益不可能为不变的，而是会因着位置移动而随着时间改变，因此常见技术中固定路径增益的假设会在计算上产生很大的误差。
当传送端(例如基地台)的载频与接收端(例如移动电话)的载频不同步或不一样时，常见技术的路径增益估测方法就会不适用。当载频的偏移超过一个可接收范围时(例如0.1ppm)，区块种类STTD路径增益估测方法将会产生严重的时基抖动(jitter)干扰。
常见技术的另一个缺点就是其高成本的硬件实现，这是因为路径增益估测必须要利用到低通滤波器来减少噪声。
由于发现了上述几项缺点，本发明提供一种改进的技术方案，会随着时间改变而改变的路径增益估测方法与系统。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种适合操作在多路径环境下的下行链路通信系统，尤其使用在WCDMA系统中的路径增益估测方法。
简单来说，本发明呈现一种路径增益方法，适用于利用STTD(时空编码发射分集)架构传递数据的下行链路WCDMA系统。CPICH符号根据STTD架构，被编码成第一导频符号序列以及第二导频符号序列，这两个序列并会分别通过第一天线与第二天线被传送。接收器的第三天线接收信号，并将接收信号译码并恢复扩频成已接收的CPICH符号。路径增益系利用STTD滤波器系数判断程序所估测的，STTD滤波器系数判断程序包括用来选择已接收的CPICH符号的一种组合的区块选择程序，以及用来判断已接收的CPICH符号的加权值的分支增益判断程序。
对应四个已接收的CPICH符号(ra，ra+b，ra+2b，ra+3b)，并拥有相同时间间隔b的四组符号(s0a，s1a；s0a+b，s1a+b；s0a+2b，s1a+2b；s0a+3b，s1a+3b)会被选择，其中(a，a+b，a+2b，a+3b)代表该等符号的时间指针，s00，s01，s02，…代表由第一天线传送的第一导频符号序列，而s10，s11，s12，…代表由第二天线传送的第二导频符号序列。联立方程式可以根据这些选择符号而被推导出来。符号的选择方法必须根据选择特定加权值的规定，其中，特定加权值必须为彼此正交。最后，路径增益就可通过解联立方程式而被估测出来。联立方程式的解答为(h0，h1，Δ0，Δ1)，其中(h0，h1)分别代表第一与第二天线的平均传输路径增益，而(2Δ0，2Δ1)则代表在一段时间间隔b之后，连续两个符号之间路径增益的增加量。此联立方程式为ra＝s0a×(h0-3Δ0)+s1a×(h1-3Δ1)＝s0a×h0-3s0a×Δ0+s1a×h1-3s1a×Δ1ra+b＝s0a+b×(h0-Δ0)+s1a+b×(h1-Δ1)＝s0a+b×h0-s0a+b×Δ0+s1a+b×h1-s1a+b×Δ1ra+2b＝s0a+2b×(h0+Δ0)+s1a+2b×(h1+Δ1)＝s0a+2b×h0+s0a+2b×Δ0+s1a+2b×h1+s1a+2b×Δ1ra+3b＝s0a+3b×(h0+3Δ0)+s 1a+3b×(h1+3Δ1)＝s0a+3b×h0+3s0a+3b×Δ0+s1a+3b×h1+3s1a+3b×Δ1解完上述联立方程式之后，分支增益判断程序还包括为已接收的CPICH符号保持固定的加权值总合、分配一常数或一整数给各个加权值，以减少计算复杂度、以及设定加权值，以补偿载频偏移(carrier frequency offset)造成的路径增益估测抖动干扰。
本发明还提供一种利用STTD架构，适用于下练WCDMA系统中的路径增益估测系统。路径估测系统包括传送装置、接收装置、区块选择单元、以及分支增益判断单元。传送装置包括STTD编码器，根据STTD架构将CPICH符号编码成第一导频符号序列以及第二导频符号序列，传送第一导频符号序列的第一天线，以及传送第二导频符号序列的第二天线。接收装置中的第三天线用来接收复数信号，而STTD译码器则将接收信号译码并恢复扩频成已接收的CPICH符号。区块选择单元选择已接收的CPICH符号的一种组合，以构成联立方程式。分支增益判断单元根据本发明的路径估测方法判断对应已接收的CPICH符号的加权值。
为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合附图作详细说明如下。
图1为常见扩频系统中RAKE接收器的方块图；图2a显示WCDMA系统中STTD译码方式(以位为单位)；图2b显示WCDMA系统中STTD译码方式(以符号为单位)；图3a显示CPICH框架的结构；图3b显示由天线1与天线2传送的CPICH符号序列的调变格式；图4显示由天线1与天线2传送的CPICH序列的传输位；图5显示由天线1与天线2传送的导频(CPICH)序列的两种区块种类；图6显示在多普勒效应下(fDoppler＝460Hz)路径增益估测的模拟结果；图7显示CPICH路径增益估测的模拟结果；图8为判断本发明的STTD滤波器系数表的流程图。
附图标记说明102--路径搜寻与延迟追踪；104--扩频增益补偿模块；106--编码&增益估测器；108--延迟补偿；110--RAKE组合&SINR估测；800--设计STTD滤波器系数表；802--区块选择程序；804--分支增益判断程序；806--区块选择条件；808--普通区块；810--边界状态区块；812--路径增益相符条件；814--缩小抖动干扰的条件；816--简易表示条件；818、820--四个符号区块；822--两个符号区块。
具体实施例方式
天线分集，例如空间分集，为接收端或传送端包括多个天线的通信系统。天线分集为无线通信中，普遍用来解决多路径衰减问题所使用的技术。
本发明提供一种在多路径衰减环境下，适用于无线通信系统中的路径增益估测方法。本发明有低延误，以及在强大衰减或强大载频偏移(carrierfrequency offset；CFO)环境下有抵抗力等优势。
图8显示本发明中为了得到路径增益估测而判断STTD滤波器系数表的流程图。本发明的方法主要包括两个程序，区块选择程序802以及分支增益判断程序804。这两个程序的详细内容会在下列做说明。
区块选择程序802是用来选择一个适当CPICH符号的组合，用来估计路径增益以及判断路径增益估测的算式。
区块选择程序802的第一个步骤为判断区块选择条件806。如果被天线#0传送的符号被假设为s00，s01，s02，…，而被天线#1传送的符号被假设为s10，s11，s12，…，因此对应四个接收符号(ra，ra+b，ra+2b，ra+3b)的四个从各天线接收到的连续符号为(s0a，s1a；s0a+b，s1a+b；s0a+2b，s1a+2b；s0a+3b，s1a+3b)。这四个连续符号彼此之间相隔的时间间隔皆为b。
如果传输的平均路径增益值为，(h0，h1)，并且如果于时间间隔b中，两个路径增益值的改变为(2Δ0，2Δ1)，联立方程式(1-1)、(1-2)、(1-3)、以及(1-4)便可推导如下。
ra＝s0a×(h0-3Δ0)+s 1a×(h1-3Δ1)＝s0a×h0-3s0a×Δ0+s1a×h1-3s1a×Δ1 (1-1)ra+b＝s0a+b×(h0-Δ0)+s1a+b×(h1-Δ1)＝s0a+b×h0-s0a+b×Δ0+s1a+b×h1-s1a+b×Δ1(1-2)ra+2b＝s0a+2b×(h0+Δ0)+s 1a+2b×(h1+Δ1)＝s0a+2b×h0+s0a+2b×Δ0+s1a+2b×h1+s1a+2b×Δ1(1-3)ra+3b＝s0a+3b×(h0+3Δ0)+s1a+3b×(h1+3Δ1)＝s0a+3b×h0+3s0a+3b×Δ0+s1a+3b×h1+3s1a+3b×Δ1 (1-4)符号时间点(a，a+b，a+2b，a+3b)的选择规则就是选择适当的a与b，使联立方程式(1-1)、(1-2)、(1-3)、与(1-4)的系数h0，Δ0，h1，Δ1互相为正交的。互为正交的特点就是相乘结果为零，因此将任何两个[s0a，s0a+b，s0a+2b，s0a+3b]、[-3s0a，-s0a+b，s0a+2b，3s0a+3b]、[s1a，s1a+b，s1a+2b，s1a+3b]、以及[-3s1a，-s1a+b，s1a+2b，3s1a+3b]相乘，结果都会等于零。
表1显示本发明的四种方块选择种类。此范例中b被选择为b＝1，将接收符号(ra，ra+b，ra+2b，ra+3b)、以及已知导频符号格式(s0a，s1a；s0a+b，s1a+b；s0a+2b，s1a+2b；s0a+3b，s1a+3b)代入联立方程式(1-1)、(1-2)、(1-3)、与(1-4)后去解系数h0，Δ0，h1，Δ1的数值。当找出系数h0，Δ0，h1，Δ1后，随时间改变的信道响应算式因此可借着将接收信号ra、ra+b、ra+2b、ra+3b给予加权(weighting)而被判断出来。
表1 本发明中传输数据序列中区块种类的符号排列顺序，越过数据框界线的区块种类会与其它不同。因此需要额外增加一种特殊的路径估测程序，专门设计给跨越数据框界线的情况。当一个随机选择到的时间点a，以及时间间隔b(b的时间单位为256位的处理时间)被选来接收四个CPICH符号。四个CPICH符号的系数特性会被检验以得知是否符合步骤806的条件。如果一组符号符合步骤806的条件，该组符号被归类于某一种资料区块，并可被用来推导路径估测的算式。如果两个数据区块的路径增益估测的计算结果相同时，这两个数据区块会被归类到相同的区块种类。如果相同区块种类的数据区块并不跨越到资料框界线，就会被称作普通区块种类。如果相同区块种类的数据区块跨越数据框界线，就被称作界线状态区块种类。如图表1所示的范例中，如果b＝1，包括四个符号的数据区块总共有五种区块种类，其中只有一种归属于界线状态区块种类，其余都属于普通数据种类。常见技术中包括两个符号的数据区块，就不会有这种界线状态的问题。
本发明的四个符号的数据区块种类或两个符号的数据区块种类都可被用来估测路径增益，而估测结果与常见方法得到的结果类似。本发明的设计还包括其它会影响分支增益判断程序的考虑。
步骤812的路径增益符合条件限制接收信号的加权值(即符号的系数)的总合一定要为固定，以维持路径增益的估测。
步骤816的目的在于通过减少计算的复杂度而简化所需的硬件。简化计算的方法可为分配一个常数、或是一个整数给每一个加权值。
接收信号的加权值被设定为补偿如步骤814中，因载频偏移所造成的路径增益估测抖动干扰。
通常四个符号的数据区块比两个符号的数据区块更好，因为两个符号的数据区块有路径增益估测抖动干扰的问题。不过四个符号的数据区块不适合邻近框边界的数据，因此在框边界旁的数据，会以两个符号数据区块代替四个符号的数据区块。
如果符号时间够长，基地台与移动设备端之间的载频偏差，或是当移动设备端在高速下移动，当输入信号乘以PN码造成的相位转动。
本发明结合了符号恢复扩频方法与STTD译码程序，适用于扩频系统中符号恢复扩频的相关整合时间(coherent integration time)的应用，以及在一个STTD译码数据区块期间路径增益明显的改变的情况。这里假设系统已经达到符号的同步性以及框的同步性，并且已为各符号时间判断了一组的路径增益(h0，h1)。
如果解调的数据信道操作在STTD模式下，系统会根据以下所描述的规则处理各指头的输入。
如果符号时间大于或等于符号恢复扩频的相关整合时间，对应的接收信号的数据区块(d0，d1)会被分成2N个部分，r0，r1，…，r2N-1。对应天线#0的传输信号的估测路径增益为h00，h01，…，h02N-1，而对应天线#1的传输信号的估测路径增益为h10，h11，h12N-1。数据符号因此可以根据下列算是被估计出来。
d0∝Σx=0N-1[(|h0N+x|2h0x+|h1x|2h0N+x)*·rx+(|h0N+x|2h1x+|h1x|2h1N+x)·rN+x*]]]>d1∝Σx=0N-1[-(|h0x|2h1N+x+|h1N+x|2h1x)·rx*+(|h0x|2h0N+x+|h1N+x|2h0x)*·rN+x]]]>在解调(demodulation)之后，MRC程序结果也以通过累积RAKE接收器的信号结合区块中各指节的d0与d1而得到。数据符号被假设为在STTD架构中译码，同时也假设数据区块不需要被连续传送，因此可以于WCDMA规范中利用STTD译码，将此算式应用在主要共通控制实体信道(Primary Common ControlPhysical Channel；P-CCPCH)当中。
如果符号时间比符号恢复扩频的相关整合时间更短，通过代入接收信号r0与r1、以及对应的估测路径增益h0与h1，利用传统的解调算式将数据符号求出。
d0∝(|h0|2+|h1|2)·(h0*·r0+h1·r1*)d1∝(|h0|2+|h1|2)·(-h1·r0*+h0*·r1)如果解调的数据信道在正常模式下被操作，系统会根据下列方式处理各指节的输入。
如果符号时间接近或大于符号恢复扩频的相关整合时间，对应的数据区块(d0，d1)会被分成N个部分，r00，r1，…，rN-1。相位会根据传送信号的路径增益估测h00，h01，…，h0N-1而被调整，以得到数据符号d0，其公式显示如下。
d0=Σx=0N-1|h0x|2h0x*·rx]]>如果符号时间比符号恢复扩频的相关整合时间更少时，系统将信号恢复扩频，根据常见方法得到r0。相位会随着传送信号h0的路径增益估测而被调整，并且数据符号d0可由以下算式计算出。
d0＝r0·h0*图6显示在多普勒偏移效应下的路径增益估测的模拟结果。由于常见的路径估测方法假设整个区块的信道响应为固定的，因此其路径增益估测的输出无法准确的追踪迅速衰减环境下的信道。传统的估测方法的误差因此会比本发明估测方法的误差大。仿真结果显示本发明的路径增益估测的输出能够根据各个接收符号追踪信道的变化。
图7显示路径增益估测的模拟结果，其中包括传统的区块种类STTD路径估测及本发明的滤波式连续路径增益估测方法，仿真当CPICH符号的载频偏移值(CFO)为0.3ppm(600MHz)。处在载频偏移的环境下，本发明的模拟结果比传统的方法更能准确的得到路径增益值，由本发明的路径增益估测方法得到的误差值可以是很小的。
本发明并不仅限于利用STTD架构的路径增益估测方法，也可以被利用在其它包括RAKE接收架构的通信装置中，作为解决多路径衰减影响的路径增益估测方法。
虽然本发明已被上述较佳实施例公开，然其并非用以限定本发明，任何本领域普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，可作一些变动与修改，因此本发明的保护范围以权利要求为准。
权利要求
1.一种路径增益估测方法，适用于一下行链路WCDMA系统中，其特征在于，该方法包括下列步骤将多个CPICH符号编码成一第一导频符号序列以及一第二导频符号序列；将该第一与该第二导频符号序列分别通过一第一天线与一第二天线传递；由一接收器的一第三天线接收信号；将该等接收信号译码并恢复扩频成多个已接收的CPICH符号；以及利用一STTD滤波器系数判断程序判断该路径增益，该STTD滤波器系数判断程序包括用来选择该等已接收的CPICH符号的一种组合的一区块选择程序，以及用来判断该等已接收的CPICH符号的多个加权值的一分支增益判断程序。
2.如权利要求1所述的路径增益估测方法，其特征在于，该区块选择程序还包括通过选择对应于该等已接收的CPICH符号(ra，ra+b，ra+2b，ra+3b)的四组符号(s0a，s1a；s0a+b，s1a+b；s0a+2b，s1a+2b；s0a+3b，s1a+3b)得到联立方程式；其中，s00，s01，s02，…代表由该第一天线传送的该第一导频符号序列，而s10，s11，s12，…代表由该第二天线传送的该第二导频符号序列，(a，a+b，a+2b，a+3b)代表该等符号的时间指针，而选择该等时间指标系为了得到该等联立方程式的多个正交加权值。
3.如权利要求2所述的路径增益估测方法，其特征在于，该区块选择程序的该等联立方程式为ra＝s0a×(h0-3Δ0)+s1a×(h1-3Δ1)＝s0a×h0-3s0a×Δ0+s1a×h1-3s1a×Δ1ra+b＝s0a+b×(h0-Δ0)+s1a+b×(h1-Δ1)＝s0a+b×h0-s0a+b×Δ0+s1a+b×h1-s1a+b×Δ1ra+2b＝s0a+2b×(h0+Δ0)+s1a+2b×(h1+Δ1)＝s0a+2b×h0+s0a+2b×Δ0+s1a+2b×h1+s1a+2b×Δ1ra+3b＝s0a+3b×(h0+3Δ0)+s1a+3b×(h1+3Δ1)＝s0a+3b×h0+3s0a+3b×Δ0+s1a+3b×h1+3s1a+3b×Δ1其中，h0，h1，Δ0，Δ1为该等加权值，(h0，h1)分别代表该第一与第二天线的平均传输路径增益，以及(2Δ0，2Δ1)代表在一段时间间隔b之后该等路径增益的增加量。
4.如权利要求3所述的路径增益估测方法，其特征在于，该分支增益判断程序包括解该等联立方程式，并根据该等平均传输路径增益与该等路径增益的增加量，估测该第一与第二天线的该等路径增益。
5.如权利要求4所述的路径增益估测方法，其特征在于，该分支增益判断程序还包括为该等已接收的CPICH符号保持固定的加权值总合。
6.如权利要求5所述的路径增益估测方法，其特征在于，该分支增益判断程序还包括分配一常数或一整数给每一该加权值，以减少计算复杂度。
7.如权利要求6所述的路径增益估测方法，其特征在于，该分支增益判断程序还包括设定该等加权值，以补偿载频偏移造成的路径增益估测抖动干扰。
8.一种路径增益估测系统，适用于一下行链路WCDMA(宽带码分多址)系统中，其特征在于，包括一传送装置，包括一STTD编码器，根据STTD架构将多个CPICH符号编码成一第一导频符号序列以及一第二导频符号序列；一第一天线，传送该第一导频符号序列；以及一第二天线，传送该第二导频符号序列；一接收装置，包括一第三天线，用以接收信号；一STTD译码器，将该等接收信号译码并恢复扩频成多个已接收的CPICH符号；一区块选择单元，用来选择该等已接收的CPICH符号的一种组合；以及一分支增益判断单元，判断对应该等已接收的CPICH符号的多个加权值。
9.如权利要求8所述的路径增益估测系统，其特征在于，该区块选择单元通过选择对应该等已接收的CPICH符号(ra，ra+b，ra+2b，ra+3b)的四组符号(s0a，s1a；s0a+b，s1a+b；s0a+2b，s1a+2b；s0a+3b，s1a+3b)得到联立方程式；其中，s00，s01，s02，…代表由该第一天线传送的该第一导频符号序列，而s10，s11，s12，…代表由该第二天线传送的该第二导频符号序列，(a，a+b，a+2b，a+3b)代表该等符号的时间指针，而选择该等时间指标系为了得到该等联立方程式的多个正交加权值。
10.如权利要求9所述的路径增益估测系统，其特征在于，该区块选择单元中使用的该等联立方程式为ra＝s0a×(h0-3Δ0)+s1a×(h1-3Δ1)＝s0a×h0-3s0a×Δ0+s1a×h1-3s1a×Δ1ra+b＝s0a+b×(h0-Δ0)+s1a+b×(h1-Δ1)＝s0a+b×h0-s0a+b×Δ0+s1a+b×h1-s1a+b×Δ1ra+2b＝s0a+2b×(h0+Δ0)+s1a+2b×(h1+Δ1)＝s0a+2b×h0+s0a+2b×Δ0+s1a+2b×h1+s1a+2b×Δ1ra+3b＝s0a+3b×(h0+3Δ0)+s1a+3b×(h1+3Δ1)＝s0a+3b×h0+3s0a+3b×Δ0+s1a+3b×h1+3s1a+3b×Δ1其中，h0，h1，Δ0，Δ1为该等加权值，(h0，h1)分别代表该第一与第二天线的平均传输路径增益，以及(2Δ0，2Δ1)代表在一段时间间隔b之后该等路径增益的增加量。
11.如权利要求10所述的路径增益估测系统，其特征在于，该分支增益判断单元解该等联立方程式，并根据该等平均传输路径增益与该等路径增益的增加量，估测该第一与第二天线的该等路径增益。
12.如权利要求11所述的路径增益估测系统，其特征在于，该分支增益判断单元为该等已接收的CPICH符号保持固定的加权值总合。
13.如权利要求12所述的路径增益估测系统，其特征在于，该分支增益判断单元分配一常数或一整数给每一该加权值，以减少计算复杂度。
14.如权利要求13所述的路径增益估测系统，其特征在于，该分支增益判断单元设定该等加权值，以补偿载频偏移造成的路径增益估测抖动干扰。
15.一种路径增益估测装置，适用于一下行链路WCDMA系统中，其特征在于，该装置包括一编码单元，将多个CPICH符号编码成一第一导频符号序列以及一第二导频符号序列；一传送单元，将该第一与该第二导频符号序列分别通过一第一天线与一第二天线传递；一接收单元，利用一第三天线接收信号；译码单元，将该等接收信号译码并恢复扩频成多个已接收的CPICH符号；以及一判断单元，利用一STTD滤波器系数判断程序判断该路径增益，该STTD滤波器系数判断程序包括用来选择该等已接收的CPICH符号的一种组合的一区块选择程序，以及用来判断该等已接收的CPICH符号的多个加权值的一分支增益判断程序。
16.如权利要求15所述的路径增益估测装置，其特征在于，于该判断单元中执行的该区块选择程序还包括通过选择对应于该等已接收的CPICH符号(ra，ra+b，ra+2b，ra+3b)的四组符号(s0a，s1a；s0a+b，s1a+b；s0a+2b，s1a+2b；s0a+3b，s1a+3b)得到联立方程式；其中，s00，s01，s02，…代表由该第一天线传送的该第一导频符号序列，而s10，s11，s12，…代表由该第二天线传送的该第二导频符号序列，(a，a+b，a+2b，a+3b)代表该等符号的时间指针，而选择该等时间指标为了得到该等联立方程式的多个正交加权值。
17.如权利要求16所述的路径增益估测装置，其特征在于，该区块选择程序的该等联立方程式为ra＝s0a×(h0-3Δ0)+s1a×(h1-3Δ1)＝s0a×h0-3s0a×Δ0+s1a×h1-3s1a×Δ1ra+b＝s0a+b×(h0-Δ0)+s1a+b×(h1-Δ1)＝s0a+b×h0-s0a+b×Δ0+s1a+b×h1-s1a+b×Δ1ra+2b＝s0a+2b×(h0+Δ0)+s1a+2b×(h1+Δ1)＝s0a+2b×h0+s0a+2b×Δ0+s1a+2b×h1+s1a+2b×Δ1ra+3b＝s0a+3b×(h0+3Δ0)+s1a+3b×(h1+3Δ1)＝s0a+3b×h0+3s0a+3b×Δ0+s1a+3b×h1+3s1a+3b×Δ1其中，h0，h1，Δ0，Δ1为该等加权值，(h0，h1)分别代表该第一与第二天线的平均传输路径增益，以及(2Δ0，2Δ1)代表在一段时间间隔b之后该等路径增益的增加量。
18.如权利要求17所述的路径增益估测装置，其特征在于，该判断单元中执行的该分支增益判断程序包括解该等联立方程式，并根据该等平均传输路径增益与该等路径增益的增加量，估测该第一与第二天线的该等路径增益。
19.如权利要求18所述的路径增益估测装置，其特征在于，该判断单元中执行的该分支增益判断程序还包括为该等已接收的CPICH符号保持固定的加权值总合。
20.如权利要求19所述的路径增益估测装置，其特征在于，该判断单元中执行的该分支增益判断程序还包括分配一常数或一整数给每一该加权值，以减少计算复杂度。
21.如权利要求20所述的路径增益估测装置，其特征在于，该判断单元中执行的该分支增益判断程序还包括设定该等加权值，以补偿载频偏移造成的路径增益估测时基抖动干扰。
全文摘要
一种路径增益估测方法，适用于下行链路WCDMA系统中。本发明还提供一种实现此路径增益估测方法的系统。该系统的传输装置包括第一与第二天线，利用STTD架构传送信号。第一与第二天线传送互为正交(orthogonal)的公共导频信道(CPICH)符号。CPICH符号会被接收装置的天线接收，接收装置于是利用STTD滤波器系数判断程序判断路径增益值，该程序包括用来选择一组CPICH符号的区块选择程序，以及用来估测系统路径增益的分支增益判断程序(tap－gain determination process)。
文档编号H04L5/02GK1592170SQ20041007791
公开日2005年3月9日 申请日期2004年9月17日 优先权日2003年9月17日
发明者李松樵, 刘明伦 申请人:威盛电子股份有限公司