专利名称：电子信号处理装置中调适阈值之方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明系关于在电子信号处理装置中用于调适阈值的方法与装置，特别系用于移动无线电基站。
背景技术：
在多重信号处理装置中，使用阈值用于信号检测与决定处理。例如，自其所得到的信号功率或处理变量系被测试以对照一规定值—该阈值。取决于该处理变量是否超过该阈值，认为已检测一信号或是有一特定决定。
例如，可使用一阈值决定以测试一被接收的信号是否包含有用的资料。通常，这些有用的资料具有重叠的扰乱(噪声、干扰)且需要自这些干扰中被分离。例如，在一无线电接收器(例如使用一关联器)中以一合适的方式处理该被接收的信号，以及比较该处理值与一阈值。若该处理值系超过此阈值，则认为该有用的信号已被检测。否则，假设所接收的信号系独占性地包含扰乱组件。
以阈值为基础的决定，其缺点在于由于绝对值系彼此比较，所以会依赖对于平均所接收的信号功率之决定品质。然而，所接收的信号功率会变动，例如造成连接上游的放大器之交换。因此，变得需要调适阈值至带处理或待测的该信号之平均功率。
第1图系说明一般基于阈值决定的信号处理装置的一般方法。在不同的信号处理阶段1、2、...、N，提供一输入信号s于不同的信号处理程序。个别的信号处理阶段系包含检测器1.1、2.1、...、N.1，连接于其下游，其系测试该处理信号，其系由该个别信号处理阶段1、2、...、N所输出。藉由比较该处理信号与一个别阈值以形成该测试。藉由一局部阈值产生阶段1.2、2.2、...、N.2，该检测器1.1、2.1、...、N.1获得该个别阈值。为了必须的阈值调适，提供局部阈值调适阶段1.3、2.3、...、N.3，其系在其输入接受该个别处理信号，且在其输出获得一校正值。以阈值为基础的该校正值系经由一接口，而被供至个别下游阈值产生阶段1.2、2.2、...、N.2。连接该检测器1.1、2.1、...、N.1下游的处理区段，系评估自该检测器所获得的该阈值比较结果，对其评估且而后规定进一步的信号处理。
第1图中所示的该局部阈值调适，较佳系以函数的方式进行，但其缺点为由该阈值调适阶段1.3、2.3、...、N.3所输出的该阈值调适之计算需要有高度的关联。虽然由该信号处理阶段1、2、...、N所输出的处理信号通常是不同的，但是在该系统中通常该调适值非常复杂的计算系多次进行至少数次计算循环。首先这增加了电路的功率消耗，其次由于高度的电路复杂性而造成所增加的电路表面积需求。
发明内容
本发明之目的系提供一种方法与装置，用于调适电子信号处理装置中的阈值，其可用合理的方式执行。特别地，该方法与该装置可允许较低的功率需求，且可减少在硬件中实施所需的电路复杂度。
本发明之目的可藉由权利要求独立项而达成。本发明具有优点的结构与发展系如权利要求之依附项所述。
如本发明用于调适阈值的方法，系计算对于不同阈值皆有效的一公共校正值。而后基于该公共校正值的基础上，设定该阈值。
计算一「总体」校正值以取代多重阈值特定的校正值，系达到明显简化计算个别阈值。本发明中心方法(就执行硬件与执行软件而言)其复杂度系约相当于单独局部执行计算单一阈值的复杂度。所以，本发明之方法允许一降低的功率进行复数个不同阈值的计算，以及简化电路与韧体。
较佳为，以一特定阈值设定变量，自排列该(共同)校正值获得该不同的校正值。所以，该个别阈值可被设定以符合要求。至于该信号处理装置中所计算的处理变量与中心确立的校正值之间线性关系，可藉由简单的线性操作以产生该排列。在任何例子中，取决于该信号处理装置的该输入信号之该校正值，仅需要被计算一次。由于计算该校正值的复杂度通常系远高于进行阈值特定排列操作所需要的复杂度，所以即使是当需要排列操作时，系获得整体复杂度或优点优于阈值确立的习知方法，如第1图中所示。
本发明方法之一有利变化，其特征在于该校正值系正比于由该信号处理装置所接收的该信号功率之预期值。在此范例中。该信号功率系被用以计算所有的阈值，其系指取决于该信号功率的一阈值比较总是迅速的。
根据本发明之一优点，该处理信号系一关联器之输出处的信号功率，其系将在一无线接收器所接收的信号关联至该无线接收器中所知的一码。其系为一般知识，一所接收的信号之关联评估，系在一无线接收器中进行，以确立所接收的信号是否包含一有用的信号。例如，在设定一资料连接至一或多基站之前，一移动无线接收器需要将其本身与该传输与接收时脉同步化，且而后需要辨识发射该所接收的信号之基站(胞元)。在此范例中，一有利的方法变化其特征在于用于设定该资料连接该码的第一方法步骤系一第一同步化码，用于同步化该无线接收器与该基站中的次数，以及特征在于若超过一阈值，则该所接收的信号之槽计时(时隙计时)系被检测。在第二方法步骤中，所使用的码较佳系为一第二同步化码，用于同步化该无线接收器与该基站中的次数，且若超过一阈值，则该所接收的信号之帧计时系被检测。最后，在第三方法步骤中，当设定该资料连接时，所使用的关联码可为扰乱码，且若超过一阈值，则该所接收信号的来源胞元系被检测。
本发明在一电子信号处理装置中用于调适阈值的装置，系包含用于计算一公共校正值的装置，其对于不同的阈值是有效的，基于该共同阈值，用于计算多个不同阈值的装置，以及用于比较该计算的阈值与该信号处理装置中所计算的处理变量之装置。如上所述，本发明的优点是藉由需要被计算的单一校正值而达到，以计算不同的阈值。因此，当公共校正值的计算装置在硬件中实施时，仅需要提供校正值计算的单一硬件电路于集成电路中。
本发明可藉由图式及以下说明，得以更进一步解释。其中第1图系一概示图，其系说明具有一电路之习知信号处理装置，用于计算阈值。
第2图系一概示图，其系说明本发明具有一电路之信号处理装置，用于计算阈值。
第3图系一概示图，其系说明在一移动无线接收器中的同步化循环。
第4图系一概示图，其系说明UMTS标准中该同步化频道SCH与共同向导频道CPICH。
第5图系说明在一关联器的输出处，常态化的平均信号功率的分布密度函数pdf与信号功率的关系。
第6图系说明在一关联器的输出处，常态化的平均信号功率的机率分布cdf与信号功率的关系。
第7图系说明在不同调适值，常态化的平均信号功率的机率分布cdf与信号功率的关系。
第8图系一方块图，其系根据本发明，说明具有中心阈值调适的同步化单元，用于一UMTS移动基站。
第9图系一方块图，其系说明自第8图的中心阈值调适单元GTAU。
第10图系一方块图，其系根据本发明，说明一中心控制阈值调适区段。
第11图系表示第8图中所示的该同步化单元之检测速度，成为基带中的平均功率的函数。
第12图系表示第8图中所示的该同步化单元之错误警告速度，成为基带中的平均功率的函数。
具体实施例方式
在第2图中，与第1图相同的处理方块系具有相同的参考符号。该输入信号s系被供至该信号处理阶段1、2、...、N，以及至一中心阈值调适阶段GTAU(总体门槛调适单元)10。该中心阈值调适阶段10系确立一校正值，其系控制所有检测器1.1、2.1、...N.1，其系进行以阈值为基础的信号评估与检测。为达此目的，该中心阈值调适阶段10是透过接口而连接至局部阈值产生阶段1.2、2.2、...N.2的个别输入。该接口通常是调适该总体校正值至该阈值产生阶段1.2、2.2、...、N.2的局部要求。至于该个别信号处理阶段1、2、...、N与该中心阈值调适阶段10之间的线性关系，可藉由简单的线性操作产生此排列。为了计算该公共校正值，由该个别信号处理阶段1、2、...、N所传送的该处理变量为被评估。第1图与第2图之间的比较系说明本发明实施中，该阈值产生阶段1.2、2.2、...、N.2的接口可能需要排列所接收的校正值，而非以习知技艺(第1图)为基础的信号处理装置。此阈值为基础的排列，其更详细明如下，其可被强制规定、或可变化调整或是可由一控制器设计。
本发明之方法与本发明之装置系由实施例说如下。
在设定资料连接至一或多基站之前，移动无线接收器需要将其本身同步化至传输与接收时脉。这通常是由使用三阶段方法而完成，如第3图所示在第一同步化阶段中，系进行槽同步化(时隙同步化)。在第二同步化阶段中，时隙计时的知识被用于确立该信号之帧限制(帧同步化)。在第三同步化阶段中，定义该传输器(基站)所使用的干扰码。当此三同步化阶段结束时，进行将该接收器同步化至该基站的进一步测量，例如频率同步化与频道估计，这下的范例中并不重要，所以并不会被详加考量。
如第4图中所示，一UMTS(通用移动电信通信系统)帧标含15时隙。每一时隙系包含2560芯片。在UMTS标准中，芯片期间为0.26μs。所以，该时隙期间为0.67ms。该帧期间为10ms。
将该移动站同步化至一基站(胞元搜寻)，系需要两UMTS频道，其称为同步化频道SCH与共同引航频道CPICH。该同步化频道SCH系包含一第一同步化频道P-SCH(主要同步化频道)以及一第二同步化频道S-SCH(次要同步化频道)。在该P-SCH中，在每一时隙的开始，该基站发射相同个别序列的256芯片，藉由检测该接收器所知的此序列，该接收器将其本身同步化至该时隙计时。
在该S-SCH中，该基站同样发射依一序列的256芯片于每一时隙的开始。然而，在个别时隙中的序列传播系不同的。该接收器系使用该时隙同步化，其系已存在用于检测该S-SCH中不同序列。使用该S-SCH中被检测到的序列，该接收器确立形成帧起始RA的时隙。此外，该基站系使用所传输的第二序列之选择与规则，以通知该码组的接收器，其系为该一基站中所使用的干扰码之来源。此限制了可能的干扰码数目，此表示简化了在下一步进行的干扰码辨识。
随着使用该SCH的时隙与帧，该接收器(移动站)系在该CPICH的基础上，进行干扰码辨识。在每一时隙中，传播10个CPICH符号。每一CPICH符号系包含该接收器所知的256芯片的序列。由于使用一干扰码使得该CPICH已被干扰，所以其可被用以辨识该基站所使用的该干扰码。
对于个别同步化阶段而言，该输入信号s(其可为天线信号，其已藉由使用一模拟/数字转换器而被下转换至基带且被数字化)系在关联器中，被关联至用于时隙同步化的该P-SCH、用于帧同步化的该S-SCH，以及用于干扰码辨识的该CPICH的系统特定码。该个别关联器的输出系提供x(i)=Σk=0k-1c(k)s(k+i)---(1)]]>其中c(k)系描述该个别系统特定码的第k个组件(芯片)，且s(k+i)系代表在时间k+i所接收的输入信号样品。在此范例中，该输入信号s(k+i)系包含有用的信号组件e(k+i)(传输信号)与干扰信号组件(噪声、干扰)n(k+i)。所以，如下所示x(i)=Σk=0k-1c(k)[e(k+i)+n(k+i)---(2)]]>在该关联器输出的信号功率X2(i)系该处理变量，其系用以决定在取样时间i，该传输信号序列e是否被检测到，且因而可能产生时间同步。在本文中，对于无法检测到该传输信号序列e的取样时间i，X2(i)具有中心卡方(chi-square)分布，且对于可检测到该传输信号序列e的取样时间i，X2(i)系具有非中心卡方分布。
第5图系说明此两范例中，在该关联器的输出，该平均信号功率的分布密度函数pdf，其中在该关联器的常态化平均信号输入功率系等于1。当在输入信号s为纯干扰信号的范例中，该分布密度函数pdf系随着该信号功率X2时，在包含有用信号组件的输入信号中，在特定信号功率X2(i)，该分布密度函数pdf有最大值。
第6图系说明相关的机率分布。
在同步化装置中的基础功率标准是检测机率(已被检测的现存有用信号e之机率)与错误警告速率(被认为有用信号的干扰之机率)。该检测机率与该错误警告速率主要是取决于该阈值设定，特别是关于平均输入信号功率。
对于第5图与第6图中所示的状况，例如在常态化的阈值TH＝2的例子中，超过该干扰值的干扰之机率是1-0.86＝0.14(错误警告速率)。超过该阈值的机率是1-0.3＝0.70(检测机率)。若例如该平均信号输入信号改变+/-3dB，则无法达到规定的速率。如第7图中所示，其中在该关联器的输出，该平均信号功率的机率分布，其是说明以因子0.5(-3dB)改变的平均信号输入功率，以及由因子2(+3dB)所改变的平均信号输入功率。当一信号输入功率减去-3dB时，该错误速率警告为0.02且该检测机率为0.36，而当一信号输入功率增加+3dB时，错误警告速率为0.36且该检测机率为0.88。
所以，需要调适该阈值TH至该现存的信号输入功率。
第8图系说明本发明具有调适的阈值调适之同步化装置。关于此装置的设计，请参阅第2图。该输入信号s系被提供至该中心阈值调适阶段GTAU 10以及四个信号处理与阈值决定方块B1、B2、B3、B4。请参阅第2图，该信号处理与阈值决定方块B1、B2、B3、B4是包含一个别信号处理阶段、一检测器与一阈值产生阶段。在方块B1、B2与B4中，该阈值产生阶段各具有一校正值输入21、22以及23，因而接受在该中心阈值调适阶段(GTAU)中所计算的校正值G。所得的阈值决定系被提供至一控制单元30，透过一个别数据连接24或25或26，用于这些方块中的同步化循环。该控制单元30是经由一数据连接27将一局部调适值TH_PSYNCHINIT、经由一资料连接28将一局部调适值TH_VERIINIT，以及经由一资料连接29将一局部调适值TH_SCIDINIT传送至该方块B1、B2与B4(以作为个别阈值产生阶段的更精确个别接口)。
此外，藉由使用信号Init的该控制器30，而激活或去激活每一方块B1、B2、B3、B4，亦即该控制单元30(相当于第2图中所得的处理区段)系进行流控制。经由一资料连接30，在方块B3中所确立的结果系被通信至该控制单元30。
第8图中所示的电路，其执行方式如下所述GTAU(中心阈值调适阶段10)为了计算总体有效的校正值G，估计该信号输入功率E{s2}的预期值。该预期值的近似值为该输入信号的平均平方 可在一时隙的长度上进行平均，例如，当N代表在一时隙中该输入信号的样品数目S‾MEAS2=1NΣn=0N-1S2(n)---(3)]]>所估计的信号输入功率 与已知的信号输入功率 使该通用校正值G为G=S‾MEAS2·1S‾TARGET2---(4)]]>信号处理与阈值决定方块B1、B2在方块B1(主要同步化)中，进行该时隙同步化，且在方块B2(第一确认)中，进行其确认。在方块B1与B2中，基于该P-SCH的码之基础上的关系，系分别进行于一时隙的每一取样时间。将该关联器输出信号平方，亦即确立该信号功率。在方块B2中，以取样计时为基础，该信号功率亦在多个时隙上平均。最后，该信号功率(方块B1)与该平均信号功率(方块B2)系与该个别阈值比较。
由于该两信号处理区段(方块b1与方块B2)系以与相同的同步化为基础，所以该方块可自实施点使用相同的关联器。
信号处理方块B3在方块B3中，进行该帧同步化。为达此目的，进行以该S-SCH的同步化码为基础之关联于一时隙的所计时，由于该方块B1与B2中的同步化与确认，其已被检测为一可能的时隙限制。此确立该帧限制RA。此透过该数据连接31而被通信至该控制单元30。由于没有进行阈值为基础的其它处理，所以不需要阈值调适。然而，对于该帧同步化，其亦可能基于阈值而进行。
信号处理与阈值决定方块B4
在方块B4中，自该CPICH辨识在该传输器终端所使用的该干扰码。对于一时隙的所有计时，由于该帧同步化其已被检测为一潜在的网络胞元，进行以该P-CPICH(主要共同引航频道)为基础的关联。该关联器输出信号被平方，亦即确立该信号功率，在多个符号上平均该信号功率，以及比较该信号功率与一阈值。若超过此阈值，则该胞元被认为已被检测到。
如上所述，该关联与检测程序的计时系藉由该控制单元30而控制。由于方块B1/2、B3与B4中的关联系连续发生，所以可藉由使用已买特定基础而设计的一共同关联器硬件电路而进行。
本发明更进一步地说明该个别阈值是如何被规定在信号处理与阈值决定方块B1、B2、B4中。
可能说明该信号输入功率E{s2}的该预期值与该关联器输出功率机率之间的关系或是超过一特定阈值的该关联器输出功率平均系为线性关系。此为本发明使用通用校正值的阈值调适之观念。
通常，对于一规定的错误警告速率，系优化阈值。在以下叙述中，第8图中所示的该同步化装置的调适运算，特别是基于一固定错误警告速率的阈值调适。
该时隙同步化之错误警告速率系由FA_PSYNCH表示，该时隙同步化的确认之错误警告速率系以FA_VERI表示，以及该干扰码辨识的该错误警告速率系以FA_SCID表示。该取样计时的关联器输出功率，其系仅包含干扰信号组件n(仅有这些构成一错误警告)，系具有一中心卡方分布，如Fy(y)=1-ey2σ2·Σk=0m-11k!(y2σ2)k,y≥0---(5)]]>其中y＝X2系为本范例的基础。在本文中，m为平均的数目，σ2=0.5S‾MEAS2]]>为真，且y系对应于一阈值TH_X(在此范例中，X系代表PSYNCH、VERI或是SCID)。
该方程式
FY(TH_X)＝FA_X (6)因而表示用于自该错误警告速率FA_X计算该阈值TH_X的方程式。
典型的错误警告速率是例如FA_PSYNCH＝0.64、FA_VERI＝5×10-5，FA_SCID＝5×10-5。
该控制方程式为FA_X(S‾MEAS2)=const.---(7)]]>亦即不论该估计的信号输入功率 该错误警告速率可总是为固定的。
计算方程式(4)、(5)与(7)，TH_XS‾MEAS2=TH_XG·S‾TARGET2=const.---(8)]]>以及获得TH_X＝G TH_XINIT(9)其中TH_XINIT是相当于一阈值，其需要被设定于一规定的错误警告速率FA_X在一信号输入功率 计算上述的该错误警告速率FA_PSYNCH、FA_VERI与FA_SCID，获得以下初始阈值如下TH_PSYNCHINIT＝0.44、FA_VERIINIT＝1.71与TH_SCIDINIT＝0.56。在该控制单元30中计算这些值，且经由该资料连接27、28、29而被提供至该方块B1、B2与B4。
第9图系一电路图，其系说明该中心阈值调适阶段GTAU 10，用于计算该通用调适值G。该输入信号的同相(inphase)组件S1(i)与正交(quadrature)组件SQ(i)是被分别平方，且将该平方加总。以此方式所确立的功率值系被累积在一累积器中，其系包含一加法器AD与一登录器REG。在N个额外操作上，进行该累积，亦即例如在一时隙期间。以此方式所确立的 系根据方程式(4)乘以值1/(N·S‾TARGET2).]]>第10图系说明该阈值调适的方块图，其系使用该通用校正值G而被中心控制。可根据第10图中的电路，提供在第8图所示的该信号处理装置中该阈值调适。将该通用校正值G排列或转换为局部阈值，是藉由个别乘法器M而进行，该初始阈值调适值TH_PSYNCHINIT(时隙同步化)、TH_VER1INIT(该时隙同步化的确认)以及TH_SCIDINIT(干扰码辨识)系被提供至该乘法器。
第11图系说明第8图中所示的用于一UMTS端以该基带中的平均功率为基础之该同步化单元之检测速率。在低信号功率，相较于无通用阈值调适，该通用阈值调适(曲线30)达到明显较高的检测速率。
第12图系说明第8图中所示的用于一UMTS端，以该基带中该平均功率为基础的同步化单元之错误警告速率。通用阈值调适(曲线40)达到相对固定的错误警告速率，而在没有阈值调适(曲线41)该错误警告速率中有一明显增加以升高信号功率。
权利要求
1.一种在一电子信号处理装置中调适阈值的方法，其中多个不同阈值(TH_X)乃被计算且与该信号处理装置中所计算出的处理变量作比较，所述的方法具有以下步骤一公共校正值(G)，计算出对于该不同阈值(TH_X)是有效的一公共校正值(G)；以及以该公共校正值(G)为基础，设定该阈值。
2.如权利要求1的方法，其特征在于该信号处理装置是一用于处理已被接收且/或是会在一无线电中，特别是在一移动无线电中，被传送的信号的单元。
3.如权利要求1或2的方法，其特征在于该不同的阈值(TH_X)是获自于与具有一特定阈值设定变量(TH_XINIT)的该校正值的一排列。
4.如权利要求3的方法，其特征在于规定一或多个特定阈值设定变量(TH_XINIT)，因此一规定的错误警告速率(FA_X)乃被设定，以便用于在该信号处理装置中所计算出的该处理变量与该阈值之间的比较。
5.如上述权利要求中任一项的方法，其特征在于该校正值(G)乃正比于通过该信号处理装置而接收受的信号功率的预期值。
6.如上述权利要求中任一项的方法，其特征在于一处理变量是一关联器输出的该信号功率，该关联器将在一无线接收器中所接收的一信号关联至该无线接收器中所知的一码。
7.如权利要求6的方法，其特征在于该码是一第一同步化码(P-SCH)，用以同步化该无线接收器与一基站中的时间，且其中若一阈值被超过，则该被接收信号的时隙计时乃被检测。
8.如权利要求6或7的方法，其特征在于该码是一第二同步化码(S-SCH)，用以同步化该无线接收器与一基站中的时间，且其中若一阈值被超过，则该被接收信号的该帧计时乃被检测。
9.如权利要求6至8中任一项，其特征在于该码是一干扰码，且其中若超过一阈值，则该所接收信号的来源胞元是被检测。
10.一种在一电子信号处理装置中调适阈值的装置，其包含用于计算一公共校正值(G)的装置(10)，该公共校正值(G)对于不同的阈值(TH_X)是有效的；以该公共校正值(G)为基础而计算该多个不同阈值(TH_X)的装置(1.2，2.2，...，N.2)；以及用于将所计算出的阈值与该信号处理装置中所计算出的处理变量作比较的装置(1.1，2.1，...，N.1)。
11.如权利要求10的装置，其特征在于该信号处理装置是一用于处理已被接收且/或是会在一无线电中，特别是在一移动无线电中，被传送的信号的单元。
12.如权利要求10或11的装置，其特征在于用于计算该多不同阈值(TH_X)的装置(1.2，2.2，...，N.2)，乃被设计用来自具有一特定阈值设定变量(TH_XINIT)的校正值的一排列中确立该不同的阈值(TH_X)。
13.如权利要求12的装置，其特征在于一控制装置(30)，其是被设计用来规定一或多个特定阈值设定变量(TH_XINIT)，因此一规定的错误警告速率(FA_X)乃被设定，以便用于在该信号处理装置中所计算出的该处理变量与该阈值(TH_X)之间的比较。
14.如权利要求10至13中任一项的装置，其特征在于用于计算一公共校正值(G)的该装置(10)，其被设计以确定该校正值(G)正比于一无线接收器所接收的信号功率的预期值。
15.如权利要求10至14中任一项的装置，其特征在于该信号处理装置乃包含一关联器(1，2，...N)，其将在一无线接收器中所接收的一信号关联至该无线接收器中所知的一码，该处理变量是在该关联器(1，2，...N)的输出的信号功率。
16.如权利要求15的装置，其特征在于该码是一第一同步化码(P-SCH)，用以同步化该无线接收器与一基站中的时间，且其中若一阈值被超过，则该被接收信号的时隙计时乃被检测。
17.如权利要求15或16的装置，其特征在于该码是一第二同步化码(S-SCH)，用以同步化该无线接收器与一基站中的时间，且其中若一阈值被超过，则该被接收信号的该帧计时乃被检测。
18.如权利要求16或17的装置，其特征在于该码是一干扰码，且其中若一阈值被超过，则该所接收信号的来源胞元是被检测。
19.如上述权利要求中任一项的装置，其特征在于对于该不同阈值是有效而用于计算一公共校正值(G)的该装置(10)是一规定的硬件电路形式。
全文摘要
一种用于在一电子信号处理装置中调适阈值的方法，其是关于多个不同的阈值的计算及该阈值与该信号处理装置中所计算的处理变量的比较，该方法包含其对于不同的阈值是有效的一公共校正值(G)的计算。而后该阈值乃以该公共校正值为基础而设定。
文档编号H04B7/26GK1612503SQ20041008778
公开日2005年5月4日 申请日期2004年10月28日 优先权日2003年10月28日
发明者S·鲍尔, T·鲁普里奇 申请人:因芬尼昂技术股份公司