专利名称：数字电视接收机中的同步信号检测的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种数字电视接收机(DTV)，具体地说，涉及在其中使用的可靠的同步检测电路。
背景技术：
现今技术的进步已经允许在NTSC(模拟)电视传输当前所使用的相同带宽传输数字电视(DTV)。数字传输提供改善的视频和音频接收。美国的DTV标准于1996年12月24日被采用，并允许中高质量的视频和音频信号的数字传输，尤其是特高清晰度电视(HDTV)。由于采用了数字电视(DTV)标准，所以一直在进行尝试以改善所述DTV接收机的设计。
在设计接收机过程中为了实现良好接收，设计者面临的主要挑战是由于在频道中多信号路径而导致的多路径干扰的存在。这种多路径干扰影响接收机覆盖诸如载波和码元时钟的信号分量的能力。因此，设计者向接收机添加均衡器，以便消除多路径干扰的影响，并借此改善信号的接收。在多路径环境下，迅速发现主路径是非常重要的，但是，在某些时候，不可能使用相关技术的接收机适当地确定主路径。
DTV接收机包括调谐器、解调器、滤波器、同步检测器和均衡器。DTV信号的数据格式如图1和图2所示。
图1示出了根据相关技术的数字电视(DTV)数据场的定时结构和维度，该数据场由313个段的串组成，第一段包含均衡器训练序列。在ATSC DTV系统中，以“奇”和“偶”数据场对的形式发送数据的帧，图1示出了一个数据场。每个数据场包含313个段，每个段包含832个码元。用于所有数字VSB模式的码元速率是10.762MHz，由此，码元周期是92.9nsec。因此，在DTV帧格式中，1帧＝2场(奇场和偶场)；1场＝313段＝1场同步段+312DATA段。
传输(数据)段与全世界通用的188字节MPEG-2数据分组标准(包括美国DTV标准)兼容。用于每个数据分组的20个Reed-Solomon校验字节增加达10个字节误差/分组的前向误差校正(FEC)冗余。由于Reed-Solomon解码器校正字节误差，并且所述字节可以具有从1到8个比特误差中的任何一个，所以，可以在DTV接收机中明显实现误差校正量。
每个段中前4个码元是顺序为[+5、-5、-5、+5]的“段同步”码元。重复的4码元二进制段同步协助与数据无关的码元时钟恢复和数据段描述。由于数据的随机特性，很容易从数据当中经过关联方法提取所述重复同步，并能够提供低到0dB的S/N比的可靠同步。
数字残留边带(VSB)DTV传输系统使用三种同步的增补信号。低电平导频(low-level pilot)被用于载波获取，(每个段中的)段同步用于在频率和相位方面同步数据时钟，以及数据场同步段被用于数据成帧和均衡器训练。所述低电平导频是通过将DC值添加到基带数据上建立的，由于所有的VSB数据级(例如，2、3、8、16)都是等概率的，所以，其平均值为0。在调制之后，所述DC值使得同相导频被加到数据频谱上以用于传输。在VSB DTV传输系统的接收机中载波的恢复是使用被添加到随机数据信号的低电平带内导频执行的。可以使用窄带频率和相位锁定(FPLL)同步检测所述导频信号。频率和相位锁定环(FPLL)将频率环和锁相环组合成一个电路，并能够被用于宽带频率的获取和窄带相位跟踪。当FPLL被相位锁定时，所检测到的导频是恒定的。因此，低电平的导频与数据无关地协助载波恢复。
VSG数据场对(DTV帧)包括第一(奇数)场(一个数据场)和第二(偶数)场(一个数据场)，其中的每一个都包括数据场同步段(每个数据场中的第一段)、数据、FEC和段同步。保留数据场同步段的中间63PN序列被反转以识别(奇数)Field Sync #1和(偶数)Field Syuc #2。其它312个段中的剩余数据包括格编码的8级(8-level)VSB码元。在格编码的8-VSB信号中，具有8个离散的数据级别。
在VSB DTV传输系统中的接收机中，通常利用窄带锁相环(PLL)使用与数据无关的段同步信号执行同步和定时。如图1和图2所示的重复二进制段同步向接收机提供从反之为随机数据信号中提取时钟信号。通过使用关联技术和窄带PLL跟踪滤波器，可以发现所述段同步和锁定到它的码元时钟。
图2是相关技术的时序图，该图示出了图1的数据帧的第一段的定时结构和维度，包括段同步，其包括4个码元的段同步，其后跟随有训练序列，该训练序列包括伪噪声序列，该伪噪声序列的长度为511个码元(PN511)，在该伪噪声序列之后跟随有3个伪噪声序列，其中每一个的长度均为63个码元(PN63)，再其后是由各种模式、保留和预编码码元组成的128个码元。图2所示的二进制的“VSB Mode”(2/4/8/16)级ID指示被选择用于传输的VSB模式。因此，在场同步段中，4个码元是所述段同步；700个码元(PN 511、3PN63)是均衡器训练信号；24个码元是VSB模式差；以及104个码元是保留的。
DTV数据场同步(训练)段(如图2所示)是一个段长(832个码元)和在每个数据场中重复(每313个段重复)。由于数据场同步(训练)段的插入，(数据场的)数据效率仅减小0.32％(1/313)。所述数据场同步(训练)段再次与数据无关并低到0dB的S/N速率协助数据帧同步。所述帧同步(训练)段还能够被用做接收机均衡器的已知参考训练信号和被用做确定接收信号(诸如S/N比值)状态和确定多路径环境中主路径的手段。
如图2所示，所述场同步段(每个数据场的第一段)包括上面讨论的4个段同步码元，其后跟随有长度为511个二进制码元(PN511)的伪噪声序列，再其后依次跟随有其中每一个的长度均为63个二进制码元(PN63)的3个伪噪声序列。与该段同步码元类似，所述伪噪声序列的所有4个码元由来自组{+5，-5}的(二进制)码元组成。在替代(偶数)数据场中，中央的PN63序列被反转。所述伪噪声序列后面跟随有128个码元，这些码元是由各种模式、保留和预编码码元组成的。
由于已经知道每个场同步段的前704个码元，所以，这些码元可以被用做自适应均衡器的训练序列。只有当正在被发送的特定场被检测时，从而使中央序列的极性成为已知时，才能够使用所有的3个PN63序列。
假如能够在很长的时间内减少精确的频道(线性)失真，那么，511码元(511-symbol)PN序列被用在长均衡器中。为了便于短均衡器实现，在所述帧同步中发送3个63个码元的PN序列。
图3A示出了多路径环境中(在DTV接收机中的实部均衡器处检测到的)实部信号的范例性关联值(A、B、C、D、E)。在多路径环境中(见图3A中的由A、B、C、D和E指示的)，迅速发现主路径(在图3A中由最大关联值B指示)是非常重要的。在主信号(B)之后，在广播频道中的多路径信号(例如，A、C、D、E)可以达到很多码元。由于时钟恢复、段同步和帧同步是彼此相互独立进行的，并且是在均衡器之前进行的，所以，近乎理论上的均衡器性能是可能的。另外，VSB调制的使用通常只需要一个实(同相)均衡器，而不是两个复合均衡器。因此，相关技术的接收机通常只具有一个“实”(同相)(I相)均衡器。但是，如果在同步过程中只使用所述实部信号，在某些时候，由相关技术的接收机来确定适当的主路径(B)是不可能的。
图3B示出了主路径(图3A中的B)的实部信号的可检测关联值与背景噪声的比较的图。主路径实部信号的关联值B超过预定噪声阈值电平NOISE_TH，因此，仅使用实部均衡器的相关技术的接收机能够适当地确定主路径(B)。如果没有相位偏移，则所述实部信号的关联值能够指示整个信号，这样，可以根据所述实部信号的关联值来确定同步。具有最大关联值的路径(例如，B)被认为是所述主路径。
接收机的同步检测器使用所述PN511检测多路径信号的强度和位置。该同步检测器接收是实部信号(I)的解调器的输出信号，计算PN511序列的关联，以便发现主路径，然后，输出锁定控制信号和同步信号。如前面所说明的，有两种训练序列或训练信号的PN序列(PN511和PN63)。
图3C是示出了所述主路径的实信号部分的不可检测关联值与其中存在相位偏移的背景噪声的比较。主路径实部信号的关联值B’没有超过所述预定噪声阈值电平NOISE_TH，因此，仅使用实部均衡器的相关技术的接收机不能适当地确定主路径(B’)。如果存在相位偏移，则所述主路径信号的实部的关联值就非常小，从而不得不同步。如果由于噪声或多路径等使所述实部信号电平低于噪声(阈值)电平，那么，相关技术接收机的同步检测器不能发现主路径，从而使得均衡速度变得缓慢和使均衡器的性能降低。
图4A、4B、5A和5B是示出了关联值的时序图。图4A和图5A的每一个都描述了范例性主路径的实(I)部信号的关联。图4A中的关联(a)是具有0相位偏移的实PN511的关联值。图5A中的关联(c)是具有90°(旋转)相位偏移的实PN511的关联值。
图4B和图5B中的每一个都描述了范例性主路径的虚(Q)部信号的范例性关联。图4B中的关联(b)是具有0相位偏移的虚PN511的关联值。图5B中的关联(d)是具有90°(旋转)相位偏移的虚PN511的关联值。
图6描述了在0相位偏移或90°(旋转)相位偏移情况下的一个范例性主路径的虚(Q)部信号的组合关联。在0相位偏移例子(a)和(b)(图4A和4B)的情况下，实PN511的关联值为高且虚PN511的关联值为低，其总功率(关联)由(e)指示。而在90°相位偏移例子(c)和(d)(图5A和5B)的情况下，虚PN511的关联值为高且实PN511的关联值为低，但总功率由(e)指示。
由于实PN511和虚PN511的关联值是根据相位偏移(旋转)变化的，所以，只使用实PN511关联值是错误的。但是，在所有情况下，PN511的功率(实部信号和虚部信号的平方值的和)是恒定的。因此，如果使用PN511的总(I和Q)功率，则可能在无须考虑相位偏移的情况下发现主路径。
发明内容
本发明的实施例利用DTV信号中的均衡器训练信号的实部(RD)和虚部(ID)以检测帧同步段并输出校正相位的实部(RD)信号给均衡器(EQ)。由此，即使当实部信号(RD)很小时，也能够根据相位补偿(相位校正)的实部(I)信号(RD)可靠地确定与DTV信号的主路径的同步。可以根据实和虚PN511计算相位偏移，以及所计算的相位偏移被用于补偿输入给均衡器的实部信号的相位。
本发明的实施例提供一种数字电视(DTV)接收机，包括解调器，用于对电视信号进行解调并以实(I)数据(RD)和虚(Q)数据(ID)的形式输出均衡器训练信号；同步信号检测器，包括关联器，用于关联包括I和Q数据的均衡器训练信号；功率计算器，用于计算关联的I和Q的功率之和；比较器，用于将所述和与预置值相比较并输出比较指示信号；同步锁定控制器，用于监视所述比较指示信号并基于所述比较指示信号输出锁定控制信号；和相位计算器，用于基于所述I和Q计算均衡器训练信号的相位并输出相位偏移信号；以及相位补偿器，用于基于所述相位偏移信号偏移I和Q的相位并在锁定控制信号的控制下输出相位调节的I数据。
解调的信号数据(例如，均衡器训练信号)包括在PN511和PN63中，相位计算器对I和Q数据执行反正切运算，以计算PN511的I和Q数据的相位以及PN63的I和Q数据的相位。
相位补偿器包括复合乘法器，用于通过由相位计算器计算的相位旋转所述I和Q数据。
相位补偿器在锁定控制信号的控制下输出实(I)数据(RD)。所述锁定控制信号是由同步锁定控制器在指示超过(第一阈值)电平的功率的电平处、基于检测(例如，检测在7个场的相同位置处发生多少次主路径)比较指示信号的发生预置数(阈值2)输出的。
数字电视接收机(DTV)还可以包括方向电路(在关联的PN63数据的基础上确定方向)、同步信号发生器(在锁定控制信号的控制下产生同步信号)；和均衡器(从相位补偿器接收相位调节的I数据并对所接收的数据进行均衡)。
本发明的另一实施例提供一种在数字电视接收机中产生同步信号的方法，该方法包括解调电视信号并以实(I)和虚(Q)数据的形式输出均衡器训练信号；通过下述步骤检测同步信号关联所述I和Q数据；计算关联后的I和Q数据的功率之和；将所述和与预置阈值相比较并输出比较指示信号；监视所述比较指示信号并输出锁定控制信号；和基于所述I和Q数据计算均衡器训练信号的相位并基于所述比较指示信号输出相位偏移信号；以及基于所述相位偏移信号调节所述I和Q数据的相位并在锁定控制信号的控制下输出相位调节的I数据。
所述均衡器训练信号包括PN511和PN63，且所述方法还可以包括基于关联的PN63数据确定方向；和计算PN511的I和Q数据以及PN63的I和Q数据的相位。
基于比较指示信号的发生(计数)预置次数、在指出(例如，在7个场的相同位置发生多少次主路径的)电平处输出锁定控制信号。
对所述I和Q数据执行反正切运算以计算相位偏移值；和基于该相位偏移值相位补偿所述I和Q数据。
在所述锁定控制信号的控制下，补偿的I数据被均衡化并被输出，该方法还可以在该锁定信号的控制下产生同步信号。
本发明的另一实施例提供一种同步信号检测器，包括关联器，用于关联包括I和Q数据的均衡器训练信号功率计算器，用于计算关联的I和Q数据的功率之和；比较器，用于比较所述和与预置阈值并输出比较指示信号；同步锁定控制器，用于监视所述比较指示信号并输出锁定控制信号；相位计算器，用于基于所述I和Q数据计算均衡器训练信号的相位并基于所述比较指示信号输出相位偏移信号；和同步信号发生器，用于在所述锁定控制信号的控制下产生在同步电视信号中使用的同步信号。
通过下面结合附图对本发明范例性实施例的详细说明，本领域的技术人员将能够进一步理解本发明的实施例。在图1、2和8B中，所绘制的数字指示维度(例如“段”“、码元”、“电平”和坐标)而不是元件标记。在其它的附图中，相同的元件是以相同的附图标记指示的。
图1示出了根据相关技术的包括313段序列和包含训练序列的第一段的数据场的定时结构和维度；图2的时序图示出了图1A的数据帧的第一段的定时结构和维度，根据相关技术，其包含长度为4个码元的段同步，其后跟随包括长度为511个码元(PN511)的伪噪声序列的训练序列，再其后跟随有其中每一个的长度均为63个码元(PN63)的3个伪噪声序列。
图3A示出了多路径(A、B、C、D、E)描绘；图3B示出了主路径B(图3A中)的实部信号的可检测关联值与背景噪声的比较；图3C示出了所述实部信号的不可检测关联值与存在相位偏移的背景噪声的比较；图4A和4B的时序图示出了所述主路径的信号的实部的关联值；图5A和5B的时序图示出了所述主路径的信号的虚部的关联值；图6的时序图示出了图4A和4B或图5A和5B中任一个的(实部和虚部的)总功率；图7的电路框图示出了根据本发明实施例的包括同步信号检测器的DTV接收机；图8A的详细电路框图示出了在图7的DTV接收机中的同步信号检测器；图8B的时序图示出了由图8A的同步信号检测器的同步信号发生器输出的多个同步信号；图9的详细电路框图示出了使用tan-1(Q/I)的图8A的同步信号检测器中的相位计算器；图10的详细电路框图示出了在图7的数字电视接收机DTV中的相位补偿器；和图11的流程图示出了根据本发明实施例的在数字电视接收机中产生同步信号的方法。
具体实施例方式
图7的电路框图示出了根据本发明实施例的数字电视(DTV)接收机，其中包括同步信号检测器440和相位补偿器430。所述DTV接收机包括连接到调谐器(410)的天线、解调器电路420和均衡器(EQ450)的相关技术组件。
调谐器(410)从外部天线(已示出)接收6MHz信号(UHF或VHF)。解调器电路420包括模/数转换器(ADC421)、载波恢复电路(424)、滤波和采样电路(422)、码元定时恢复电路(423)、实信号电路(DCRM425)和虚信号电路(DCRM426)。
DTV系统中的载波恢复(424)是使用由发射机(未示出)添加到随机数据信号的低电平带内导频执行的。低电平导频的存在允许DTV(VSB)接收机将频率直接锁定到输入的信号而不必使用平方环路(squaring loop)去消除双相调制。将频率环和锁相环组合成一个电路的频率和相位锁定环(FPLL)可以被用于执行载波恢复(carrier recovery)。
码元定时恢复电路(423)的目的在于在接收机处、为了最佳性能而对消息信号进行采样。恢复码元定时的一种简单的方法是使用延迟锁定环(DLL)执行的。在同相和正交信号经过匹配滤波器422之后，在码元定时恢复电路(423)中的延迟锁定环试图发现输出波形中的峰值。
均衡器/重影删除器(EQ450)补偿诸如多路径失真、倾斜和重影等频道失真。这些失真可能产生在传输频道中(例如，接收机的运动、相位失真)或是在接收机内的不良组件导致的。一旦DTV接收机得到成帧码(均衡器训练)同步段，它就能够使用其中的伪随机序列以产生均衡器训练信号来控制自适应均衡器(EQ450)消除失真的影响，从而允许精确的数据解调。在本发明的实施例中，自适应均衡器(EQ450)接收相位校正的实部信号(RD)。因此，即使当该实部信号(RD)小时，根据本发明的实施例，也能够利用相位补偿(相位校正)的实(I)部信号(RD)执行精确的数据解调。根据实和虚PN511计算相位偏移，并且所计算的相位偏移被用于补偿输入给均衡器EQ450的实部信号的相位。
图7中的数字电视(DTV)接收机附加地包括同步信号检测器440和相位比较器430。同步信号检测器440从解调电路420接收实(I-相位)部数据(RD)信号和虚(Q-相位)部(ID)信号，并输出SYNC SIGNALS(见图8B)和指示实(I-相位)部数据(RD)信号和虚(Q-相位)部(ID)信号之间的相位偏移的相位偏移信号(PHV)。
同步信号检测器440通过将所存储的复制伪噪声代码(例如，PN511)与以用于成帧和均衡器训练的所接收同步段编码的同步检测的伪随机数据(PN511)进行关联来检测每个所接收的数据场的周期同步段(见图1和2)。参看图8A，同步信号检测器440包括一对511-码元关联器(见图8A中的441和442)和一对63-码元的关联器(见图8A中的443和444)，查找以指定的重复速率(每个数据场一次)发生的帧(场)同步段(成帧码段)。当检测到周期帧(场)同步段时，同步信号检测器440被使能锁定在被采样的帧(场)同步段并实现帧/场同步。在(使用图8A中的阈值比较器500)达到指示已经发现帧(场)同步段的预定置信级别时，通过由同步LOCK信号激活的同步信号发生器(图8A中的502)输出的同步信号相应地定时随后的接收机电路。
相位比较器430从解调电路420接收由伪噪声PN序列(例如PN511)组成并以实(I-相位)部数据(RD)和虚(Q-相位)部数据(ID)信号形式的均衡器训练信号，从同步信号检测器440接收相位偏移值(PHV)和锁定控制信号(LOCK)，并在该锁定控制信号(LOCK)的控制下将相位校正的实(I)部数据(RD)信号输出给均衡器(EQ450)。相位补偿器430接收实部信号(RD)并去除来自所述实部信号(RD)的相位偏移(如信号PHV所指出的)，并将相位补偿的实部信号(RD)输出给均衡器(EQ450)。
图8A是详细的电路框图，该图示出了在图7的DTV接收机中的同步信号检测器440。同步信号检测器440接收所述实(I-相位，同相)和虚(Q-相位，Q)数据，并产生帧SYNC SIGNALS(见图8B)、LOCK控制信号以及是相位差的相位偏移值(PHV)。
同步信号检测器440包括关联器441-444；相位计算器448；PN63方向电路449；平方电路512和514；求和电路513；阈值比较器500；同步锁定控制器501和同步信号发生器502。
关联器(441、442、443和444)中的每一个都接收所述RD或ID信号，并基于其输出关联值。这些关联器中的每一个都在输入的均衡器训练数据的所有接收位和预加载同步字(例如，PN511代码)之间执行关联功能。
输入给每个关联器(441、442、443和444)的所接收的I或Q均衡器训练数据被延迟(例如，通过某些采样单位)并在其中被相乘(例如，被某些存储的寄存器值)，和所产生的积被作为关联值输出。所述寄存器值是存储在所述寄存器中预先设置的关联常数。
I关联器441和444的输出是数字位流，其指示具有分别用于所述段的PN511和PN63部分的所存储的同步字复制(在未示出的存储器中)的所接收的实(I)均衡器训练数据RD的逐个采样关联。当I同步字被放置在所接收的采样实(I)数据(RD)中时，所述I关联功能呈现峰值。类似地，Q关联器442和443中的每一个执行预先存储的正交Q同步字复制(例如，Q PN511和PN63，存储在未示出的存储器中)和所接收的采样正交(Q)数据(ID)之间的关联功能。I和Q关联器441和442的对应对的输出被分别施加到在功率计算器单元445中的平方时钟514和515上。
功率计算器单元445包括2个平方块(512和514)和求和块513。功率计算器单元445输出信号(给阈值比较器500)，该信号指示通过平方所述I和Q PN511关联值和求和被平方的值所获得的总的关联(功率)。
平方块511和512的输出信号分别指示独立I和Q关联操作的平方值。所述平方块的输出随后被施加到求和块513，以便获得总的I和Q关联(功率)。被平方的I和Q关联信号依次被一起求和，以形成平方的包络信号，该信号指示I和Q关联信号的平方和。
在不存在频道引起的相移(例如，由具有随机和高可变相位偏移的无线电频道引起的相位偏移)的情况下，关联信号的平方包络的大的幅值(从求和块513输出的信号)指示在所述实(I)部数据(RD)信号中的关联并指示用于确定特定同步段的(主路径)开始位置的明显基础。
如果不存在相位偏移，实(I)部数据(RD)信号的关联值可以指示整个信号，因此，可以根据该实(I)部数据(RD)信号的关联值确定同步(具有最大关联值的路径被认为是所述主路径)。但是，当存在相移时(例如，由具有随机和高可变相移的无线频道引起的相位偏移)，相位的不确定性或多路径失真可能会妨碍通过所述实(I)部数据(RD)快速和精确地确定主路径。如果存在相位偏移，虽然原始信号是主路径，但实(I)部数据(RD)信号的关联值将会很小。因此，求和块513的输出然后将被路由到阈值比较器500，其中，被求和的关联信号与预先确定的(噪声)的阈值进行比较。
阈值比较器(500)将所述总关联(功率)与预先确定(噪声)阈值进行比较并使能具有最大功率的主路径的确定。(噪声)阈值指示最小可允许的关联值，该值指示被检测到的同步段。如果求和的输出大于所述(噪声)阈值，那么，产生同步段检测信号，并将其施加到同步锁定控制器(SYNCLOCKING CONTROLLER)501上。
相位计算器(448)使用实(I)数据(RD)和虚(Q)数据(ID)的PN511关联值计算接收的VSB信号的相位并产生是相位差的相位(偏移)值(PHV)。如果使用实(I)数据(RD)和虚(Q)数据(ID)的PN63关联值，可以进行更精确地计算。将结合图9更详细地描述相位计算器(448)。
PN63方向电路(449)根据PN63(I或Q)关联值输出方向信号(DIR)。例如，如果PN63关联值指示数据帧的“奇数”场，则以HIGH(高)状态输出DIR信号，而如果PN63的关联值指示数据帧的“偶数”场，则以LOW(低)状态输出所述DIR。
同步锁定控制器(501)计数最大总关联(功率)超过(噪声)阈值(指示所述主路径)的周期发生的数量，并在达到预定阈值计数数量时输出LOCK(锁定控制信号)和CV(计数)信号。如果所计数的数量大于所述阈值计数数量，则LOCK为高和SYNC SIGNALS被锁定，同步信号发生器(502)、相位补偿器(430)和均衡器(450)工作。
同步信号发生器(502)在被同步锁定信号LOCK激活的基础上输出图8B所示的SYNC SIGNALS(同步信号)。
图8B是一个时序图，该图示出了当同步锁定LOCK信号被激活时，由图7和图8A中的同步信号检测器440的同步信号发生器(502)输出的多个同步信号(未全部使用相同的标度)。
在每个段的一个码元期间，段同步信号(SEG_SYNC)处于逻辑高。在每个(奇或偶)数据场的一个码元期间和在段同步信号处于逻辑高的相同码元处，场同步信号(FIELD_1)处于逻辑高。313-段同步信号(FIELD_313s)以313段为周期在逻辑状态之间交替以指出当前数据场是奇场还是偶场。在每个数据场的每个第一段(同步段)的前704-码元(704＝4码元(段同步)+511码元(PN511)+189码元(3XPN63))期间，704-码元同步信号(FIELD_704)处于逻辑高。在每个数据场的第一段的前832码元期间，832个码元同步信号(FIELD_832)处于逻辑高。在每个数据场的511个码元长伪噪声均衡器训练信号PN511期间，511-码元同步信号(FIELD_511)处于逻辑高。
图9的详细电路框图示出了在图8A的同步信号检测器中的相位计算器448。相位检测器(448)通过对I和Q数据执行反正切运算计算在PN511的I和Q数据(和/或PN63的I和Q数据)之间的相位差。对实(I)数据(RD)和虚(Q)数据(ID)执行所述反正切运算以计算所述相位(偏移)值(PHV)。所述反正切运算是在被标记为tan-1(Q/I)的反正切电路中执行的，其中，实(I)数据(RD)和虚(Q)数据(ID)是它的输入和有效相位(偏移)PHV值是它的输出。被标记为tan-1(Q/I)的反正切电路可以包括反正切查询表(未示出)，该表可以被用于执行反正切运算并可以实现为只读存储器或CORDIC。
通过被共同控制的多路复用器MUX1和MUX2一起操作以便在第一对I和Q数据(RD PN511和ID PN511)或第二对I和Q数据(RD PN63和ID PN63)之间进行选择可以动态地选择输入给被标记为tan-1(Q/I)的反正切电路的I和Q输出，其是基于它们共同连接的控制输入的逻辑值(“1”或“0”)而进行的。第三多路复用器MUX3被用做与门，以基于由阈值比较器500(见图8A)输出的信号输出所选择的(所述I和Q信号的)反正切或空信号“0”中的一个作为相位(偏移)值PHV。
图10的详细电路框图示出了在图7所示的数字电视接收机DTV中的相位补偿器430。相位补偿器430包括可操作地耦合到多路复用器MUX4的复合乘法器MX1。复合乘法器MX1通过由相位计算器448计算的相位(偏移值PHV)差旋转所述I和Q数据。所述多路复用器被用做与门，以在锁定控制信号LOCK的控制下输出从相位调节的I数据或空信号“0”中选择的一个给均衡器EQ450。由此，相位补偿器430基于相位偏移信号(PHV)的实和虚分量偏移所述I和Q数据的相位并输出相位调整的I数据(在锁定控制信号的控制下)。RPHV是对于实部的余弦(PHV)复合信号，IPHV是对于虚部的正弦(PHV)复合信号。
图11是一个流程图，该图示出了根据本发明实施例的数字电视接收机中产生同步信号的方法。该方法起始于可以获得包括处于实(I-相位，同相，I)数据(RD)和虚(Q-相位，Q)数据(ID)的形式的均衡器训练信号的解调的数字电视(DTV)信号的步骤S1。在步骤S5，计数器COUNT被复位到0。在步骤S10接收可用的实(I-相位，同相，I)数据(RD)和虚(Q-相位，Q)数据(ID)。
如下检测主路径的段同步信号在步骤S20，将PN序列(例如PN511)的I和Q数据(均衡器训练信号)中的每一个与复制PN序列关联。在本发明的某些实施例中，均衡器训练信号可以包括PN511和PN63序列，且所述方法还可以包括基于关联的PN63数据确定方向(指示奇场或偶场)；和计算PN511的I和Q数据以及PN63的I和Q数据的相位偏移。
在步骤S30，计算关联的I和Q数据的总组合功率。在步骤S40，将在步骤S30所计算的关联的I和Q数据的组合功率的和与预定(噪声)阈值进行比较。步骤S40可以由图8A的阈值比较器500执行。如果在决定分支步骤S50中，所计算的功率(来自步骤S30)大于所述(噪声)阈值(YES)，那么，输出有效比较指示信号并接着步骤S52和S55，以及可以执行步骤S60、S70、S80和S90。如果代替的是在决定分支步骤S50，计算的功率(从步骤S30)小于所述(噪声)阈值(NO)，那么，执行步骤S45(未锁定同步)，和计数COUNT被复位为0(S5)，然后重复执行步骤S10、S20、S30和S40，直到所计算的功率(来自步骤S30)大于(噪声)阈值(YES)。
如果在决定分支步骤S50，所计算的功率(从步骤S30)大于所述(噪声)阈值(YES)，那么，计数器COUNT将被增加(步骤S52)，并且，然后与预定(整)数(阈值2)进行比较。如果计数器COUNT被检测(在步骤S55)到大于该预定数，接着执行步骤S60、S70、S80和S90。例如，如果所述预定数(阈值2)是6，那么，在计数器COUNT是7或更多时执行步骤S60、S70和S80。在本发明的其他实施例中，在(在决定分支步骤S50中)计算的功率(根据步骤S30)小于所述(噪声)阈值(NO)的事件中，可以递减所述计数器COUNT(例如在步骤S50中)而不是将其复位到0。在本发明的其他实施例中，所述计数器COUNT可被限制到某个最大计数值(例如7、8、9等，其中阈值2＝6)而不总是递增下去(步骤S52)。因此，计数器COUNT用做“倒退窗口(lookback window)”，用于在“倒退窗口”(例如，7个场)内确定所计算的功率(根据步骤S30)大于所述(噪声)阈值(YES)的次数。
在步骤S60，通过监视来自步骤S50的比较指示信号指示确认同步锁定的锁定控制信号(LOCK)。图8A中的同步锁定控制器501执行步骤S60。在所述功率总和超过所述预置(噪声)阈值的同时，可以基于比较指示信号发生的预置数输出锁定控制信号。
在步骤S70，计算I和Q数据之间的相位偏移并将其作为相位偏移信号PHV输出。由此，步骤S70包括基于所述I和Q数据计算均衡器训练信号的相位并输出相位偏移信号PHV(例如，基于所述比较指示信号)。计算I和Q数据的相位偏移可以包括对I和Q数据执行反正切运算以计算相位偏移值PHV。步骤S70可以由图8A中的相位计算器448执行。在步骤S80，使用所计算的相位偏移(信号PHV)校正(补偿)I和Q数据之间的相位偏移。因此，步骤S80包括基于相位偏移信号PHV调节I和Q数据的相位并在锁定控制信号的控制下输出相位调节的实(I)数据(RD)。补偿(相位调节)的实(I)数据被均衡化并在锁定控制信号LOCK的控制下输出，并且，所述方法在锁定控制信号的控制下产生同步信号。步骤S80可以由图7的相位补偿器430来执行。在步骤S90，基于在步骤S60确定的同步LOCK信号产生多个有用的同步信号(例如，在图8B中详细描述的)。
已经描述了本发明的多个范例性实施例，应当理解，由所附权利要求书所定义的本发明并不受上述的特定细节所限制，因此，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以对它们做出各种修改。
权利要求
1.一种数字电视接收机，包括解调器，用于对电视信号解调并以实(I)和虚(Q)数据的形式输出均衡器训练信号；同步信号检测器，包括关联器，用于关联包括I和Q数据的均衡器训练信号；功率计算器，用于计算关联的I和Q数据的功率之和；比较器，用于将所述和与预置阈值相比较并输出比较指示信号；同步锁定控制器，用于监视所述比较指示信号并输出锁定控制信号；和相位计算器，用于基于所述I和Q数据计算均衡器训练信号的相位并基于所述比较指示信号输出相位偏移信号；和相位补偿器，用于基于所述相位偏移信号偏移所述I和Q数据的相位并在所述锁定控制信号的控制下输出相位调节的I数据。
2.根据权利要求1所述的数字电视接收机，其中，所述均衡器训练信号包括PN511和PN63。
3.根据权利要求2所述的数字电视接收机，还包括方向电路，用于基于关联的PN63数据确定方向。
4.根据权利要求2所述的数字电视接收机，其中，所述相位计算器计算PN511的I和Q数据以及PN63的I和Q数据的相位。
5.根据权利要求1所述的数字电视接收机，其中，所述同步锁定控制器在指示超过预置阈值的功率之和的电平处、基于所述比较指示信号发生的预置数输出锁定控制信号。
6.根据权利要求1所述的数字电视接收机，其中，所述相位计算器对I和Q数据执行反正切运算，以计算所述相位。
7.根据权利要求6所述的数字电视接收机，其中，所述相位补偿器包括复合乘法器，用于利用由相位计算器所计算的相位旋转所述I和Q数据。
8.根据权利要求1所述的数字电视接收机，其中，所述相位补偿器在锁定控制信号的控制下输出所述I数据。
9.根据权利要求1所述的数字电视接收机，还包括同步信号发生器，用于在锁定控制信号的控制下产生同步信号。
10.根据权利要求1所述的数字电视接收机，还包括均衡器，用于从相位补偿器接收相位调节的I数据并均衡所接收的数据。
11.一种在数字电视接收机中产生同步信号的方法，包括解调电视信号并以实(I)和虚(Q)数据的形式输出均衡器训练信号；通过下述步骤检测同步信号关联所述I和Q数据；计算关联后的I和Q数据的功率之和；将所述和与预置阈值相比较并输出比较指示信号；监视所述比较指示信号并输出锁定控制信号；和基于所述I和Q数据计算均衡器训练信号的相位并基于所述比较指示信号输出相位偏移信号；和基于所述相位偏移信号调节所述I和Q数据的相位并在锁定控制信号的控制下输出相位调节的I数据。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述均衡器训练信号包括PN511和PN63。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括基于关联的PN63数据确定方向。
14.根据权利要求12所述的方法，还包括计算所述PN511的I和Q数据以及PN63的I和Q数据。
15.根据权利要求11所述的方法，其中，所述锁定控制信号是在指示超出预置阈值功率之和的电平处、基于所述比较指示信号发生的预置数输出的。
16.根据权利要求11所述的方法，其中，对所述I和Q数据执行反正切运算，以计算相位偏移值。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，基于所述相位偏移值对所述I和Q数据进行相位补偿。
18.根据权利要求11所述的方法，其中，在锁定控制信号的控制下输出补偿的I数据。
19.根据权利要求11所述的方法，还包括在锁定控制信号的控制下产生同步信号。
20.根据权利要求11所述的方法，还包括均衡补偿的I数据。
21.一种同步信号检测器，包括关联器，用于关联包括I和Q数据的均衡器训练信号功率计算器，用于计算关联的I和Q数据的功率之和；比较器，用于比较所述和与预置阈值并输出比较指示信号；同步锁定控制器，用于监视所述比较指示信号并输出锁定控制信号；相位计算器，用于基于所述I和Q数据计算均衡器训练信号的相位并基于所述比较指示信号输出相位偏移信号；和同步信号发生器，用于在所述锁定控制信号的控制下产生在同步电视信号中使用的同步信号。
全文摘要
提供了一种数字电视(DTV)接收机，包括解调器，用于解调电视信号并以实(I)和虚(Q)数据的形式输出均衡器训练信号；同步信号检测器，和相位补偿器，用于基于相位偏移信号偏移I和Q数据的相位并在锁定控制信号的控制下输出相位调节的I数据。同步信号检测器包括关联器，用于关联包括I和Q数据的均衡器训练信号；功率计算器，用于计算关联的I和Q数据的功率之和；比较器，用于比较(所述和)与预置阈值并输出所述比较指示信号；同步锁定控制器，用于监视比较指示信号并输出锁定控制信号；和相位计算器，用于基于I和Q数据计算均衡器训练信号的相位并基于比较指示信号输出相位偏移信号。
文档编号H04N5/06GK1819632SQ20051010871
公开日2006年8月16日 申请日期2005年9月28日 优先权日2004年10月12日
发明者金敏镐, 全悰焕, 瑟盖·齐德科夫, 田贤培 申请人:三星电子株式会社