专利名称：高频接收器及其使用的集成电路、使用它们的便携设备及其使用的发射器、以及它们的制 ...的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于接收在来自发射器的发射信号附近的频率的高频接收器、该高频接收器所使用的集成电路，以及使用该高频接收器和集成电路的便携式设备、该便携式设备所使用的发射器及其制造方法。
背景技术：
参看图式来描述常规高频接收器。图12是绘示使用常规高频接收装置的便携式设备的方框图。将输入到电话天线1的信号输入到开关2的输入-输出端子。开关2在发射与接收之间切换信号。将输入到电话天线1的信号经由开关2输入到电话接收器3，且进一步转换成要从电话接收器3输出的中频信号。
将从电话接收器3输出的中频信号输入到解调器电路4。在解调器电路4中解调的信号在解码器电路5中经误差校正后，接着输入到作为语音输出装置之一的语音输出部6或作为显示装置之一的图像显示部7。语音输出部6和图像显示部7将在解码器电路5中解码的数字信号转换成模拟语音信号和模拟图像信号，以便作为语音从扬声器输出且。此外，还作为图像信息显示在(例如)液晶显示装置上。
图12中所示的高频接收器包括输入键10。此外，还包括作为语音输入装置之一而准备好的语音输入部11。这些当中包括所谓的麦克风和用于驱动此麦克风的电路。将来自输入键10和语音输入部11的各种输出信号输入到编码器电路12。从语音输入部11输出的模拟信号经由编码器电路12转换成数字数据信号。此外，基于来自输入键10的指令，编码器电路12产生数字数据信号。将从编码器电路12输出的数字数据信号输入到振荡器13，且接着经调制以便产生为发射信号。此发射信号由功率放大器14放大到预定量的电功率，且输入到开关2的输入端子。来自功率放大器14的输出信号通过开关2和耦合器32，从天线1发射到空中。
将具有470MHz到862MHz的频率的高频信号输入到TV天线21。将进入TV天线21的高频信号输入到TV谐调器22。TV谐调器22包括陷波滤波器23、本机振荡器24、混频器25和解调器电路26。PLL 24A连接到本机振荡器24。输入到TV天线21的高频信号经由耦合器35输入到陷波滤波器23。陷波滤波器23使高频信号中的880MHz的频率衰减。将来自陷波滤波器23的输出信号输入到混频器25的第一输入端子。将来自本机振荡器24的输出信号输入到混频器25的第二输入端子。
将来自解调器电路26的输出信号输入到解码器电路27。解码器电路27校正经解调的电视广播信号的误差。将来自解码器电路27的输出信号分别输入到语音输出部6和图像显示部7。
在这种便携式设备中，来自发射器的发射信号的频率与TV谐调器22的接收频带的上限频率之间的差异约为18MHz，其相对较窄。陷波滤波器23允许862MHz通过，其为TV谐调器22的接收频带的上限频率。此外，由于发射信号为例如约+33dBm的极高电平，880MHz的频率，即此发射信号的频率不能由陷波滤波器23充分地衰减。
因此，在天线21与TV谐调器22之间连接有干扰消除装置31，使得经由天线输入的发射器的发射信号不输入到混频器25。
干扰消除装置31包括耦合器(定向耦合器)32、可变衰减器33、可变移相器34、耦合器(定向耦合器)35和控制器36。耦合器(定向耦合器)32连接在电话天线1与开关2之间，分配发射信号并将经分配的信号输入到可变衰减器33中。耦合器32的输出端子连接到可变衰减器33。可变衰减器33根据来自控制器36的指令来改变衰减量。可变衰减器33的输出端子连接到可变移相器34。从可变衰减器33中取出的输出信号输入到可变移相器34。可变移相器34根据来自控制器36的指令来改变来自可变衰减器33的输出信号的相位。
耦合器35连接在TV天线21与陷波滤波器23之间。此外，来自可变移相器34的输出信号输入到耦合器35。接着，在耦合器35中，将来自可变移相器34的输出信号与输入到TV天线21的高频信号合成。
误码率判定装置37连接在控制器36的输入与解码器电路27的输出之间。误码率判定装置37判定解码器电路27中的误码率。当误码率超过预定值时，误码率判定装置37将含有指示误码率偏离预定范围信息的信号发送到控制器36。当控制器36接收到来自误码率判定装置37的信号时，其控制可变衰减器33和可变移相器34。
可变衰减器33和可变移相器34互相配合，使发射信号的相位与从电话天线21发射且经由TV天线21输入的发射信号的相位彼此反向约180°。通过由耦合器(定向耦合器)35来合成这些发射信号，消除从电话天线1经由TV天线21进入TV谐调器的发射信号以消除来自发射信号的干扰。
作为关于与此申请案的本发明有关的现有技术文献的信息，例如，已知未经审查的日本专利公开特开2000-156657号。
然而，在这种常规高频接收器中，基于由误码率判定装置37判定的解码器电路27中的信号误码率来控制可变衰减器33和可变移相器34。然而，在解调器电路26中执行解调、在解码器电路27中执行误差校正和在误码率判定装置37中执行误码率的检测要花相对较长的时间。具体而言，为了判定误码率，有必要判定104比特或更多的数据。此误码率的判定需要例如一秒或更长的时间。因此，相对于从TV天线21输入的发射信号的相位变化或振幅变化，由控制器36控制的可变衰减器或可变移相器的回应会产生延迟。因此，不能跟随发射信号的相位或振幅的快速变化，从而使得发射信号造成的干扰无法消除。
发明内容
本发明解决上文所论述的问题，目的在于提供一种高频接收器，其即使在从TV天线输入的发射信号变动的情况下，也能够稳定地消除发射信号造成的干扰。
本发明的高频接收器包括，用于改变高频接收装置中的产生干扰的分配发射信号相位的移相器，和用于检测包括在经由天线输入的接收信号中的发射信号电平的检测器。此外，其中还包括用于根据发射信号的电平来改变分配发射信号电平的电平调节器。将经由电平调节器和移相器输入的信号与接收信号合成，并输入到混频器。
本发明的高频接收器包括分配发射信号输入端子，分配发射信号输入到所述端子。分配发射信号至少包括在一发射信号中且干扰高频接收装置。此外，所述高频接收器还包括移相器，分配发射信号输入的同时，所述移相器改变分配发射信号的相位；检测器，用于检测包括在经由天线输入的接收信号中的发射信号的电平。此外，高频接收器还包括电平调节器，其具有与来自检测器的输出相连接的第一输入端子和与分配发射信号相连接的第二输入端子。所述电平调节器根据来自检测器的输出信号来改变分配发射信号的电平。此外，将经由电平调节器和移相器输入的信号与接收信号合成，并输入到混频器。
因此，即使在从天线输入的发射信号发生变动的情况下也可消除发射信号。因此，可以提供即使在发射信号发生变动的情况下，也能够稳定地接收信号的高频接收器。
此外，由于输入到输入端子的信号经分配以便控制电平调节器，所以有可能快速地跟随振幅的变动。因此，可快速地消除并改进发射信号所导致的干扰。此外，将包括在发射信号中的振荡器的噪声信号输入到分配发射信号输入端子。即使噪声分量的频率为高频接收器的接收频带内的频率，也可消除噪声分量的信号。
图1是绘示根据本发明第一实施例的便携式设备的方框图。
图2是绘示根据本发明第一实施例的在发射信号产生部处的发射信号的特征的图表。
图3是绘示根据本发明第二实施例的便携式设备的方框图。
图4是绘示根据本发明第二实施例的接收信道和控制信号的存储表的视图。
图5是绘示根据本发明第三实施例的高频接收器的方框图。
图6是绘示根据本发明第三实施例的换相器的电路图。
图7是绘示该换相器的特征的图表。
图8是绘示根据本发明第四实施例的发射器和高频接收器的方框图。
图9是绘示根据本发明第四实施例的接收信道和控制信号的存储表的视图。
图10是绘示根据本发明第五实施例的发射器和高频接收器的方框图。
图11是绘示根据本发明第六实施例的移相器的方框图。
图12是绘示常规便携式设备的方框图。
图式中的附图标记1，21天线，3接收器，4，203解调器电路，5，27解码器电路，6语音输出部，7图像显示部，10，210输入键，11语音输入部，12编码器电路，101电话部，102开关，103接收部，104接收器，105发射信号产生部，106，215耦合器(定向耦合器)，107分配发射信号输出端子(输出端子)，201高频接收器，202TV谐调器，201a输出端子，202a输入端子，205高频放大器，206混频器，207本机振荡器，208PLL电路，209控制电路，211分配发射信号输入端子，212移相器，213电平调节器，214合成部，216检测器。
具体实施例方式
(第一实施例)在下文中，将参考图式来描述第一实施例。图1是绘示第一实施例的便携式设备的方框图。在图1中，对于与“背景技术”中所使用的图12中所描述的那些元件相同的元件使用相同的附图标记，以简化对其的描述。
电话部101连接到用作发射天线之一的天线1。电话部101是准备用于发射和接收具有频率约为880MHz的GSM模式的电话信号。此外，电话部101包括天线开关102、接收部103和发射器104。天线1用于发射和接收信号。
天线1连接于天线开关102的输入-输出端子102a。电话接收器3连接于输出端子102b。天线开关102用来切换发射和接收。在接收时，将由天线1接收的信号输出到电话接收器3。
接下来，对由电话接收器3接收的信号的频率进行转换。将来自电话接收器3的输出信号输入到解调器电路4。解调器电路4对电话信号进行调制。来自解调器电路4的输出经由解码器电路5输入到语音输出部6，且作为语音从语音输出部6的扬声器输出。
接下来描述发射器104。将经由设置在语音输入部11中的麦克风(未图示)输入的语音信号转换成由编码器电路12进行数字编码后的数字数据信号，且将所述数字数据信号输入到发射器104的输入端子104a。
发射信号产生部105对频率约为880MHz的载波进行振荡。此外，此载波直接由数字数据信号来调制以产生发射信号。将来自发射信号产生部105的输出信号输入到用作分配器之一的耦合器(定向耦合器)106。耦合器106的第一输出端子106a连接到发射器104的输出端子104b。将输出端子104b作为发射信号输出端子之一。
将输出端子104b连接到天线开关102的输入端子102c。在发射信号产生部105处产生的发射信号经由天线开关102从天线1发射到空中。
输出端子的分配发射信号输出端子(输出端子)107作为分配发射信号输出端子之一。将输出端子107连接到耦合器(定向耦合器)106的第二输出端子106b。由发射信号产生部105处产生的发射信号中分配出的分配发射信号从输出端子106b输出。使从输出端子107输出的分配发射信号的信号电平为在发射信号产生部处产生的发射信号的信号电平的约10％。
这是为了使从天线1发射的发射功率尽可能地大。因此，可以减少耦合器(定向耦合器)106所产生的发射信号的损耗。这对便携式设备来说很重要。功率消耗可被抑制且发射器104的寿命可增加。
用作高频接收器之一的接收器201是连接来自天线21的输出的接收器。高频接收器201接收经数字调制的高频信号。高频接收器201包括TV谐调器202，输入到天线21的信号被输入到所述TV谐调器202；解调器电路203，TV谐调器202的输出端子连接到所述解调器电路203；和输出端子201a，解调器电路203的输出端子连接到所述输出端子201a。被输入到输出端子201a的解调信号经由解码器电路27而输入到语音输出部6和图像显示部7。
作为接收信号的频带的实例，TV谐调器202的接收频带在470MHz到862MHz的范围中。在此接收频带中的经数字调制的电视广播信号(用作接收信号的一个实例)输入到TV谐调器202的输入端子202a。
将输入到输入端子202a中的信号输入到滤波器204。滤波器204对在除接收频带之外的带域中的信号进行衰减。施加到输入端子202a的电视广播信号输入到高频放大器205。高频放大器205将电视广播信号放大到预定的信号电平的大小。高频放大器205执行约20dB的放大。
将来自高频放大器205的输出信号和来自本机振荡器207的输出信号分别输入到混频器206的第一输入端子和第二输入端子。混频器206将电视广播信号转换成具有预定频率(下文中称为“中频”)的信号，且经由TV谐调器202的输出端子202b输入到解调器电路203。将从混频器206输出的中频信号的频率设定为36MHz。
PLL电路208环路连接到本机振荡器207。PLL电路208控制本机振荡器207的频率且控制本机振荡器207的振荡频率，使其变成与从控制电路209输入的接收信道数据相对应的频率。输入键210连接到控制电路209。控制电路209根据从输入键210输入的所要接收的信道信息，产生接收信道数据。在第一实施例中，控制电路209设置在高频接收器201的外侧，然而，其也可设置在高频接收器201的内部或TV谐调器202中。
发射器104的输出端子107经由设置在便携式设备壳体内的印刷电路板的图案而连接到TV谐调器202的分配发射信号输入端子211。通过对来自发射信号产生部105的发射信号进行分配而获得的分配发射信号被输入到分配发射信号输入端子211。
将输入到分配发射信号输入端子211的分配发射信号输入到移相器212。移相器212将分配发射信号的相位仅改变预定角度。电平调节器213连接到移相器212的输出端子。电平调节器213用于改变分配发射信号的信号电平，可根据输入到电平控制端子213a的电压来改变分配发射信号的信号电平。
接着，来自电平调节器213的输出信号和输入到输入端子202a的高频信号在合成部214中合成，经合成的信号输入到滤波器204。耦合器(定向耦合器)215连接在输入端子202a与合成部214之间。定向耦合器215的第一输出端子215a连接到合成部214。另一方面，检测器216连接在耦合器(定向耦合器)215的第二输出端子215b与电平控制端子213a之间。通过对输入到输入端子202a的高频信号进行分配而获得的分配接收信号输入到检测器216。检测器216输出对应于此分配接收信号电平的DC电压。电平调节器213基于所述的DC电压，与分配接收信号的电平相应，来改变分配发射信号的电平。
电话接收器3、发射器104、高频接收器201、天线开关102、解调器电路4、解码器电路5、解调器电路203、语音输入部11、输入键10和210、数据信号产生部12和控制电路209等都容纳在一个壳体中，以便形成附带有用于接收TV广播的接收器的便携式电话。此处应注意，便携式电话表示作为便携式设备的一个实例。
接下来描述根据第一实施例的便携式设备的操作。首先描述发射操作。基于通过对语音输入部11的语音信号进行编码而获得的数字数据信号或来自输入键10的指令，由编码器电路12产生的数字数据信号经由端子104a输入到编码器电路105。在发射信号产生部105中，约880MHz的频率信号直接由数字数据信号来调制，且产生具有约880MHz的载波频率的发射信号。接着，此发射信号经由天线开关102从发射天线1发射到空中。
接下来描述接收电视广播的操作。将具有约470MHz到862MHz的频率的电视广播信号输入到天线21。将此所输入的电视广播信号输入到滤波器204。滤波器204允许接收频带的频率通过且对除接收频带之外的频率进行衰减。因此，其中接收频带外的信号被抑制的电视广播信号由高频放大器205放大，且由混频器206转换成36MHz的中频信号。接着，中频信号由解调器电路203和解码器电路27进行加工处理，且输入到语音输出部6或图像显示部7，以便输出为语音或图像。
在此情况下，为了减少便携式设备的功率消耗，将发射器104、移相器212、电平调节器213和检测器216等的电源关闭。
接下来描述在观看电视广播的同时使发射器104动作的情况。所述情况包括例如想要在观看电视广播的同时通过电话与他人交谈的情况；在观看电视广播的同时发送数字数据信号的情况；或在对电视广播进行录像的同时进行通话的情况等。换而言之，在这些情况的状态下，发射器104和TV谐调器202同时动作。
首先，参考图2描述在第一实施例中，从发射天线1发射的发射信号。图2是绘示根据第一实施例的发射信号产生部105中的振荡信号的频率特性的图表。在图2中，分别由横坐标220表示频率、由纵坐标221表示信号电平。发射信号222由发射信号产生部105产生。在图2中，频率223为对应于发射信号的载波224的频率。发射信号的载波224的频率约为880MHz。为了将发射信号222发射到远处的基站，要求发射器104的载波224的信号电平225为极其大的信号电平。因此，将载波信号电平设定为+33dBm。
在高频接收器201接收到的频率中，频率226为最低频率。所述频率对应于例如21 CH的低频率侧处的信道端。另一方面，在高频接收器201接收到的频率中，频率227为最高频率。所述频率对应于例如69CH的高频率侧处的信道端。频率227与频率223之间的频率差228约为18MHz，其极其窄。
此外，发射信号产生部105产生的发射信号222包括噪声分量229。换而言之，发射信号222的噪声分量包括在高频接收器201的接收频带230中。频率227中的噪声分量229的电平231换算为接收信道带宽约为-60.2dBm。
在本文中，当同时操作发射器104和高频接收器201时，发射信号222从发射天线1发射，且经由天线21输入到高频接收器201。通常，发射天线1与天线21之间可保证的隔离度仅为约10dB。因此，输入到天线21的发射信号222的电平约为+23dBm。另一方面，在远离广播站且具有较弱电场的地方，要输入到天线21的电视广播信号的信号电平为相对较小的电平，例如约为-96.4dBm。换而言之，发射信号的信号电平可大于要输入到天线21的电视广播信号。在这种电场较弱的地方，当TV谐调器202和发射器104同时操作时，发射信号的噪声分量229变成干扰，使得便携式设备无法再现电视广播。
此外，由于滤波器204必须允许接收频带230通过，所以将小于频率227的且通过损失较小的滤波器用作滤波器204。因此，仅离频率227约18MHz的载波224的频率223中的衰减量较小。在这种情况下，即使当例如使用陷波滤波器时，可在频率223处获得的衰减量也仅为约40dB。因此，即使当信号通过滤波器204时，载波224的信号电平也仍然较大。当具有这种大信号电平的信号输入到高频放大器205或混频器206时，高频放大器205或混频器206产生失真信号。
接着，发射信号222输入到便携式设备中的高频接收器201，且与从天线21输入的接收信号合成，从而消除包括在接收信号中的发射信号。明确地说，移相器212延迟从发射信号222中分配出的分配发射信号的相位，使得所述相位与从天线21输入的发射信号的相位相差180°。此外，为了使这些信号的信号电平(振幅)彼此大致相同，通过使用电平调节器213来调整分配发射信号的电平。接着，通过将通过移相器212和电平调节器213的信号与接收信号合成来消除干扰发射信号。以此方式，由于发射信号的载波和噪声分量被消除，所以高频接收器201经受发射器104的较少干扰。
检测器216检测由耦合器(定向耦合器)215分配的信号的总电功率，且将对应于该电功率的电压输入到电平调节器213。输入到输入端子202a的载波224的电平约为+23dBm。另一方面，在接近广播站且具有强电场的地方，输入到输入端子202a的电视广播信号的电平约为-28dBm。与电视广播信号的电平相比，这种电平足够大。因此，即使将在耦合器215分配的信号的电功率的总和，用作输入到输入端子的发射信号的信号电平，也不存在实质性的问题。
在上文所提及的配置中，检测器216检测输入到输入端子202a的发射信号的信号电平且控制电平调节器213。由此改变输入到电平调节器213的分配发射信号的电平(振幅)，使分配发射信号的信号电平与从输入端子202a输入的发射信号的信号电平相匹配。换而言之，通过使用从输入到输入端子202a的高频信号中分配的信号来调整分配发射信号的电平，可快速地改变分配发射信号的电平。因此，即使从天线21输入的发射信号的振幅发生改变，高频接收器201也可稳定地消除发射信号造成的干扰。因此，有可能提供这样一种便携式电话，即使当同时执行发射和TV广播接收时，干扰也几乎不会发生。此外，由于对振幅变化的跟随变快，所以可快速地消除干扰。
此外，由于包括在发射信号中的噪声分量229输入到分配发射信号输入端子211，所以即使当噪声分量229的频率为高频接收器的接收频带230内的频率，也可消除噪声分量229的信号。
另外，由于根据第一实施例的检测器基于电功率的总和来检测输入到输入端子202a的发射信号的电平，所以无需另外提供用于提取发射信号的滤波器等等。因此，可以较低成本来提供便携式电话。此外，由于还可简化配置，所以可实现便携式设备的较小尺寸和较轻重量。
此外，输出端子107和分配发射信号输入端子211容纳在便携式设备的壳体中，且经由印刷电路板上的布线而彼此连接，其中所述印刷电路板上安装有发射器104和高频接收器201等。此时，为了防止高频电路的信号彼此干扰，发射器104与高频接收器201优选彼此尽可能远离。
此处应注意，希望连接在输出端子107与分配发射信号输入端子211之间的布线尽可能短。这是因为归因于布线本身的容量因素，延长布线可使分配发射信号从预定相位延迟。
(第二实施例)接下来，参看图3来描述第二实施例。图3是绘示便携式设备的方框图。对于与图1中相同的元件使用相同的附图标记，且简化对其的描述。
在根据第二实施例的TV谐调器300中，使用能够改变相位的移相器301，代替第一实施例中的移相器212。移相器301根据输入到相位控制端子301a的电压来改变输入到输入端子301b的分配发射信号的相位。
相位控制端子301a经由TV谐调器300的控制端子302连接到控制电路303的输出端子。控制电路303用作相位控制器之一。控制电路303设置在高频接收器304中且经由TV谐调器300的控制端子308连接到电平调节器305的控制端子305a。检测器216的输出端子连接到电平调节器305的电平控制端子305b。
控制电路303的输出端子经由TV谐调器300的数据端子306连接到PLL电路208。存储器307连接到控制电路303。存储器307存储如图4中所示的表351。表351存储对应于接收信道352的移相器控制电压353、PLL数据354和电平调节器的控制电压355。因此，控制电路303基于表351来控制移相器301和电平调节器305。在从输入键210输入的所要接收的信道中，控制移相器301和电平调节器305，以使得相位改变量和电平改变量变成适当值。
根据上文所提及的配置，由于控制电路303可根据接收信道来控制移相器301和电平调节器305，所以可校正移相器301的频率相位变化的散差以及电平调节器305的电平的散差。所以，可在不依靠接收信道的情况下，准确地消除包括在输入到输入端子300a的接收信号中的噪声分量信号。因此，高频接收器304不大可能受到发射器104的发射信号干扰，且因此可稳定地接收到电视广播。
因此，可使用在载波224的频率223处具有较小衰减量的滤波器204。因此，没有必要准备昂贵且较大的滤波器，例如SAW滤波器。可实现高频接收器304的低成本和小尺寸。因此，在便携式设备等使用这种高频接收器304，能做到以较低成本来提供具有较小尺寸的便携式设备。
在第二实施例中，移相器301和电平调节器305以此次序连接。然而，即使连接次序与此次序相反，也可实现相同的效果。
此外，检测器216在电视广播的强电场下，相对于在输入到检测器216的信号电平以下的信号而输出电压0V。此外，开关(未图示)连接在控制端子302与电平调节器305之间。此开关由来自检测器216的电压来接通/断开。因此，不允许在没有检测到发射信号的状态下操作电平调节器，从而使得所述电平调节器可减少功率消耗。
接下来描述根据第二实施例的高频接收器304和便携式设备的制造方法。首先描述高频接收器304的制造方法。首先将对应于从发射器的发射信号产生部105分配的分配发射信号的信号输入分配发射信号输入端子211，作为伪分配发射信号。另一方面，在所述高频信号中电平改变预定量的同时，将包括伪相位被延迟的伪发射信号和伪电视广播信号的高频信号输入到输入端子300a。
在此，相位和电平改变的原因是，因为由发射信号产生部105产生的发射信号经由发射天线1和21输入到输入端子300a的过程中，产生信号电平的损失且导致相位延迟。接着，所以将考虑了此相位延迟和电平变化的信号输入到输入端子300a。
在此状态下，使高频接收器304动作，以便开始接收。此时，指示制造模式的信号输入到控制电路303。因此，控制电路303改变输入到移相器305的电压，将从输出端子304a输出的信号的误码率为最好时的电压存储到存储器307。此处应注意，将误码率用作评价信号质量的要素之一。接着，对应于接收信道的信道数量重复此操作，对应于每个接收信道的控制电压存储为如表1中所示的存储器307中的表。
表1
然而，当将这样制造的高频接收器304并入实际便携式设备中时，取决于便携式设备中的发射天线1和21的配置和发射器的电路配置，相位或电平可能与假定值不同。因此，在便携式设备的制造方法中，当在其可作为便携式设备而操作的状态下，将某指令代码输入到便携式设备的控制电路(未图示)时，允许便携式设备按照制造模式而操作。此制造模式用于判定制造高频接收器304时的假定值是否适当。
换而言之，当输入指令代码时，发射器104产生测试发射信号且将其输入天线1中。此外，将由耦合器106分配的分配发射信号输入到分配发射信号输出端子。此外，将电场较弱时的电平的伪电视广播信号输入到天线21。接着，允许高频接收器304实际地接收一接收信道。此时，在高频接收器304中，移相器301和电平控制器305由在制造高频接收器时存储在存储器中的控制电压来操作。当在高频接收器并入便携式设备中的状态下，相位或电平满足设定电平时，误码率显示出良好值且接收到电视广播。
然而，在高频接收器并入的状态下，当发射信号的相位或电平与假定的不同时，误码率可能偏离预定范围。在这种情况下，控制电路303改变输入到移相器301的控制电压，将误码率最佳时的控制电压重新写在表351中。
(第三实施例)如第一实施例中所述，在宽带(broad band)中改变相位的移相器通常具有复杂的配置且较昂贵。因此，在例如便携性尤其优选的便携式设备的设备中，难以利用这种配置。
接着，在第三实施例中，通过使用能够在较窄频带中改变相位的移相器501(图5)来配置移相器，以代替第二实施例的移相器301(图3)。
接下来，参看图式来描述第三实施例。图5是绘示TV谐调器的方框图。对于与图3中相同的元件使用相同的附图标记，且简化对其的描述。
输入到输入端子502a的接收信号经由定向耦合器215输入到合成器503的第一输入端子。来自合成器503的输出信号经由滤波器204输入到放大器504。来自放大器504的输出信号输入到混频器206的第一输入端子。来自本机振荡器207的输出信号输入到混频器26的第二输入端子。所述信号由混频器206转换成预定的中频信号。除中频信号之外的频率的信号由带通滤波器505消除且从输出端子502b输出。
将输入到分配发射信号输入端子211的分配发射信号输入到带通滤波器506和低通滤波器507。带通滤波器506允许载波224的频率223通过。将分配发射信号中载波224的信号输出。
低通滤波器507具有接收频带230可通过的频带，且频率227为截止频率。因此，低通滤波器507在接收频带230中输出噪声分量229。
电平调节器508包括载波电平调节器508a，来自带通滤波器506的输出信号输入到所述载波电平调节器508a；和噪声电平调节器508b，低通滤波器507的输出被输入到所述噪声电平调节器508b。来自检测器216的输出信号分别输入到载波电平调节器508a和噪声电平调节器508b。根据由检测器216检测到的发射信号的电平来调整载波和噪声分量信号的电平。检测器216的信号和来自控制电路303(图3)的输出信号被合成并输入到噪声电平调节器508b。因此，噪声电平调节器508b根据接收信道来校正噪声分量229的电平。
移相器501包括固定移相器501a，来自载波电平调节器508a的输出连接到所述固定移相器501a；和换相器501b，来自噪声电平调节器508b的输出连接到所述换相器501b。换相器501b用作相位改变部之一。固定移相器501a用于改变880MHz的载波224的相位且使用的是多相滤波器。换相器501b包括滤波器，其包括可变电容二极管等。每个信道中的噪声分量的相位都根据输入到此可变电容二极管的控制电压而改变。
经由控制端子509从控制电路303输入的控制电压经由控制端子509输入到换相器501b。因此，换相器501b可获得就噪声分量信号而言适用于每个信道的相位改变量。接着，将通过合成来自固定移相器501a的输出信号与来自换相器501b的输出信号而获得的合成信号输入到合成器503的第二输入端子。从而，可消除从输入端子502a输入的载波和接收信道处的噪声分量信号。合成器503通过使用耦合器(定向耦合器)来合成信号。
接下来，参看图6和7来描述根据第三实施例的换相器501b。图6是绘示根据第三实施例的换相器的等效电路图。图7是绘示换相器的特征的图表。在图6中，已经通过低通滤波器507的信号输入到输入端子601。电容器603、感应器604和电容器605以此次序串联连接在输入端子601与输出端子602之间。另外，可变电容二极管606和607分别连接到感应器604的输入端子601和输出端子602。可变电容二极管606和607的阴极侧分别连接到感应器604的两侧，且阳极侧连接到地面(接地)。可变电容二极管606和607的阴极侧连接到相位控制端子608。
接下来，描述相位在换相器501b中变化的动作。根据此配置，在可变电容二极管606和607中，电容根据输入到相位控制端子608的电压而改变，且输入到输入端子601的噪声分量信号的相位改变。因此，来自控制电路303的针对接收信道的相位控制电压经由控制端子509输入到相位控制端子608。因此，如图7中所示，可以根据输入电压在每个接收信道中将相位变成合适大小。
在图7中，分别由横坐标701表示输入到相位控制端子608的输入电压，且由纵坐标702表示相位。图7绘示有在858MHz(69CH)处的相位特征曲线703，在802MHz(62CH)处的相位特征曲线704，在698MHz(49CH)处的相位特征曲线705作为典型实例。所有这些曲线都可由要输入的控制电压从相位706变为相位707。在换相器501b中，相位706为+180°且相位707为-180°。因此，在此相位改变量的范围中，可适当地将噪声分量信号的相位设定为必要的相位量。
举例来说，为了将噪声分量信号的相位移位180°，输入电压708以接收CH 69(858MHz)，且输入电压709以接收CH 62(802MHz)。此处应注意，要求设定相位的移位量，使得其为与经由发射天线1输入的发射信号的相位与从壳体输入的分配发射信号的相位之间的标准状态下的相位差异量为相同的量。
接着，在第三实施例中，绘示相对于每个接收信道要输入到换相器501b的相位控制电压的表存储于存储器307中。基于存储在此表中的指定值，根据接收信道来个别地设定噪声分量信号的相位的改变量。因此，换相器501b可相对于每个信道安全地消除噪声分量信号。存储器307连接到控制电路303，且存储在存储器307中的指定值经由控制电路303供应到控制端子608。
如上文所提及，在第三实施例中，将多相滤波器用于固定移相器501a，且将使用可变电容二极管的滤波器型移相器用于换相器501b。此外，由于控制电路303根据存储在存储器307中的表来控制换相器501b，所以没有必要在TV谐调器中另外提供控制电路等。因此，可由简单的电路来配置和控制移相器501。因此，可以较低成本来实现小尺寸的TV谐调器或便携式设备。
根据第三实施例的换相器501b具有低通滤波器的形式，其中截止频率根据要输入到可变电容二极管606和607的电压而改变。因此，在要输入到可变电容二极管606和607的电压改变的情况下，输入到换相器501b的噪声分量信号的电平根据要接收的信道而改变。
为了补偿此改变，将相对于每个接收信道的噪声电平调节器508b的校正值作为表存储在存储器307中。控制电路303根据此经校正值来输出校正电压。接着，由通过合成来自检测器216的输出信号与校正电压而获得的信号来控制噪声电平调节器508b。因此，由于噪声分量信号的电平在适用于每个接收信道的电平处被校正，所以如果通过使用此噪声分量信号来执行消除，则能可靠地消除发射信号中的噪声分量信号。
此处应注意，控制电路303直接输入相位控制电压。然而，相位控制电压也可经由PLL电路208输入。当PLL电路208从控制电路303接收到接收信道数据时，其根据接收信道将电压的DC信号输出到本机振荡器207。因此，通过使用从PLL电路208输出的DC信号，可控制噪声电平调节器508b和换相器501b。同样在此情况下，针对接收信道的电压输入到噪声电平调节器508b和换相器501b，相位或电平根据接收信道而改变。
此外，在此情况下，存储器307也可以并不包括用于控制其的表，所以存储器的容量可减小。此外，在第三实施例中，当检测器216、电平调节器508、移相器501、放大器504、混频器206、本机振荡器207和PLL电路208配置为集成电路时，可使高频接收器小型化。此外，由于没有必要另外提供用于输入控制信号以控制噪声电平调节器508b和换相器501b的端子，所以可使集成电路本身小型化。
(第四实施例)参看图8和9来描述第四实施例。图8是绘示根据第四实施例的发射器和高频接收器的方框图。图9绘示根据第四实施例的表。在这些图中，对于与图3中的那些元件相同的元件使用相同的附图标记，且简化对其的描述。
在第四实施例中，代替图3中所示的发射信号产生部105而利用振荡器801。从输入端子104a输入的数字数据信号输入到振荡器801。此数字数据信号直接调制从振荡器801输出的发射信号。接着，将从振荡器801输出的发射信号输入到耦合器(定向耦合器)106，且经由耦合器106的输出端子106a输入到功率放大器802。另一方面，自振荡器801的输出端子发射的信号中分配的信号从耦合器106的输出端子106b输入到输出端子107。接着，载波电平由功率放大器802放大到+33dBm的发射信号从发射天线1发射到空中。
此处应注意，耦合器(定向耦合器)803也连接在功率放大器802与输出端子104b之间。耦合器(定向耦合器)803对从功率放大器802输出的发射信号进行分配且经由端子803a将其输入到检测器804。检测器804检查输入的发射信号的电平且根据经检测的电平将DC电压输入到功率放大器802的增益控制端子和发射电平输出端子805。
接下来描述高频接收器851。在第一和第二实施例中所利用的高频接收器201和304中，通过合成从输入端子输入的信号与从分配发射信号输入端子211输入的信号，来消除载波224。然而，要求第一和第二实施例中所示的移相器212或301相对于多个频率信号能准确地控制相位改变量。因此，存在配置复杂、电路变大且成本变高等的劣势。
接着，在根据第四实施例的高频接收器851中，消除高频接收器851的接收信道中的振荡器801的噪声分量信号。此外，由振荡器801产生的载波由滤波器852或853来消除。
接下来，描述第四实施例与第二实施例之间的组件差异。将输入到天线21(图1)的高频信号经由输入端子202a输入到开关854的共用端子。开关854的第一端子854a经由耦合器(定向耦合器)215连接到窄带滤波器852a。窄带滤波器852a允许814MHz到862MHz的范围中的频率通过，且对为载波的880MHz的信号进行衰减。
此处应注意，窄带滤波器852a将振荡器801的载波的频率223衰减约30dB。窄带滤波器852a可实现这种快速衰减特性的原因在于，因为窄带滤波器852a的通频带限于从814MHz到862MHz的极其窄的频率。
合成器862合成来自窄带滤波器852a的输出信号与来自移相器301的输出信号，且将经合成的信号输出到放大器861。来自放大器861的输出信号经由与窄带滤波器852a具有相同衰减特性的滤波器852b从开关855的端子855a被输出。开关855的共用端子连接到混频器206的第一输入端子。从开关855的共用端子输出的信号与从连接到混频器206的第二输入端子的本机振荡器207中取出的输出信号混合，转换成36Hz的IF信号。混频器206的输出端子所连接的带通滤波器856将除IF信号之外的频率信号消除，且将其从输出端子202b输出。
输出端子107和分配发射信号输入端子211在便携式设备的壳体中相互连接。从在振荡器801处产生的发射信号中分配的分配发射信号输入到分配发射信号输入端子211。连接到分配发射信号输入端子211的带通滤波器857具有允许在分配发射信号中的814MHz到862MHz的范围中的频率通过的频带。
对于带通滤波器857而言，使用与窄带滤波器852a相同的滤波器。可变增益放大器858为电平调节器之一。来自带通滤波器857的输出信号输入到放大器858。放大器858的增益由来自检测器216的输出信号来控制。
检测器216根据经检测的分配接收信号中的发射信号电平来输出DC控制电压。因此，可变增益放大器858根据输入控制电压来改变分配发射信号的电平，且将其输入到移相器301。移相器301需要根据要接收的信道而作电平校正，因为信号损失量视频率而不同。接着，控制电路303根据接收信道来校正要从检测器216输入到可变增益放大器858的电压。因此，可变增益放大器858的增益被校正成具有适用于每个接收信道的尺寸的增益。从移相器301输出的信号可通过接收信道来减少电平偏差。
开关854的第二端子854b连接到带通滤波器853a。带通滤波器853a允许约470MHz到814MHz的范围中的频率通过。带通滤波器853a的输出端子经由放大器863连接到带通滤波器853b。带通滤波器853a的通频带的上限频率为814MHz，且发射信号的载波224的频率223为880MHz。换而言之，带通滤波器853a可充分地衰减存在于距离通频带64MHz的频率中的载波。
接下来描述高频接收器851的动作。首先，当接收到在474MHz到810MHz的范围中的频率时，开关854和855分别连接到端子854b和855b侧。此时，如表2中所示，例如移相器301、可变增益放大器858、放大器861等的电路的输入电源断开。
另一方面，当高频接收器851接收到在818MHz到858MHz的范围中的频率时，开关854和855分别连接到端子854a和855a侧。此时，如表2中所示，放大器863断开。以此方式，在电路操作为不必要的定时，通过断开相对于电路的输入电源可节约功率消耗。
表2
用于切换开关854和855的控制端子经由高频接收器851的端子860连接到控制电路303。存储器307连接到控制电路303。在存储器307中，存储图9中所示的表。所述表中存储有关于开关854和855的切换和每个电路的通/断控制的信息、和每个接受信道的输入到移相器301和可变增益放大器858的控制电压的信息。接着，控制电路303基于此表来控制开关854和855、每个电路的通/断、移相器301和可变增益放大器858。因此，移相器301和可变增益放大器858受到增益的控制以具有适用于所述接收信道的相位改变量。
根据上文所提及的配置中，当接收到在474MHz到810MHz的范围中的频率时，开关854和855分别连接到端子854b和855b侧。因此，带通滤波器853a和853b从输入到输入端子300a的接收信号中消除880MHz的载波的信号。
另一方面，当接收到在818MHz到858MHz的范围中的频率时，开关854和855分别连接到端子854a和855a侧。在此情况下，载波的频率由窄带滤波器852a来衰减。此外，由于包括在接收信号中的噪声分量信号由可变增益放大器858和移相器301来调整电平和相位，且在合成器862中合成，所以可在接收信道处消除噪声分量信号。因此，载波和接收信道的噪声分量信号到放大器861或混频器206的输入受到抑制。因此，有可能抑制检测放大器861或混频器206中的失真等的输出。从移相器301输入的噪声信号的相位与包括在从窄带滤波器852a输入的接收信号中的噪声分量信号的相位彼此相差180°，这一点很重要。
接着，通过由合成器862来合成这些信号，从接收信号中消除接收信道频率的噪声分量信号。因此，可以抑制振荡器801的接收信道中的噪声分量信号输入到混频器206中，可以防止高频接收器851受噪声分量信号干扰的问题。因此，不管是否使用发射器104，都可提供能够稳定地接收电视广播的便携式设备。
此处应注意，在便携式设备的壳体中，从发射电平输出端子805取出的信号经由发射电平信号输入端子859，并被来自检测器216的输出电压叠加。因此，由于分配发射信号是在功率放大器802中经受放大之前的信号，所以相对于分配发射信号而言，可变增益放大器858的增益可根据功率放大器802的增益而改变。因此，可校正功率放大器802的增益的散差或温度依赖性的影响。
此外，将开关854和855切换到端子854b和855b侧的频率被设定为810MHz。一个原因是包括在接收信号中的810MHz的噪声分量信号的电平以接收信道频带宽换算为-96dBm，使得其即使在弱电场下也可由高频接收器851接收。另一个原因是窄带滤波器852a的通频带可从814MHz到858MHz的范围中选择，从而可充分地衰减880MHz的载波的电平。
第四实施例的特征之一在于，通过以上文所提及的频率来切换开关854和855，可消除载波和噪声分量信号两者。然而，当载波的频率接近接收频带的频率时，可能不会充分地消除发射信号的干扰。在这种情况下，使窄带滤波器852a的通频带变窄，且使载波的频率的衰减量增加。此外，平行于窄带滤波器852a，提供具有另一通频带的窄带滤波器。接着，在这些滤波器中，根据接收信道来选择这些滤波器中的至少一者，可消除载波和噪声分量信号两者。
此外，对于电平调节器而言，使用能够调整增益的可变增益放大器858。由于放大器858可执行放大，所以可减小在定向耦合器106分配的分配发射信号的电平。因此，可减少输入到功率放大器802的发射信号的损失，且可限制因功率放大器802中的增益而发生的功率消耗的增加。此外，由于在从功率放大器802输出的发射信号中不产生电功率的损失，所以稳定的发射变成可能。
此外，带通滤波器857连接在可变增益放大器858的上游侧。这是因为可以减少可变增益放大器858中的增益且减少功率消耗。换而言之，要求放大器858放大的量是，从功率放大器802的增益中扣除发射天线1与天线21之间的耦合损失而获得的量。举例来说，当功率放大器802的输出电平为+33dBm且耦合损失为10dB时，可变增益放大器858必须将载波放大到+22dBm的电平。因此，为了在可变增益放大器858中执行到这样的较大电平的放大，与功率放大器802同样需要较大的功率消耗。因此，通过在可变增益放大器858的上游侧处提供带通滤波器857，仅允许噪声分量信号输入到放大器858。这可减少可变增益放大器858中的增益，从而能够限制功率消耗。显然，这还具有减少因功耗而产生的发热量的附带效果。
此外，由于使用可变增益放大器858，可容易地根据发射天线1与天线21之间的耦合程度来适当地设定分配发射信号的电平。因此，在可由放大器858执行放大的范围中，不管发射天线1与天线21之间的耦合损失的大小如何，合成器862都可消除噪声分量信号。
尽管在第四实施例中，使用与第二实施例中的移相器相同的移相器301，但也可使用第三实施例中所利用的换相器501b。
另外，在第四实施例中，使用与窄带滤波器852a相同的滤波器来作为带通滤波器857。此外，滤波器852a设置在合成器862的前段(frontstage)中。此配置允许通过滤波器852a的载波的电平与从移相器301输出的载波的电平相匹配。因此，由于载波由滤波器852a衰减且进而由合成器862消除，所以可提供不太可能被外界干扰的高频接收器。
此外，带通滤波器857设置在高频接收器851旁边。然而，所述滤波器也可设置在发射器104旁边。在此情况下，带通滤波器857连接在定向耦合器106的输出端子106b与输出端子107之间。此配置可减少归因于发射器104与高频接收器851之间的耦合的负载变化。
(第五实施例)参看图10来描述第五实施例。图10是绘示根据第五实施例的发射器和高频接收器的方框图。在图10中，对于与图8中的那些元件相同的元件使用相同的附图标记，且简化对其的描述。
上文所述的第四实施例涉及在功率放大器802中经受放大前从发射信号中进行分配。在第五实施例中，在发射信号在功率放大器802中经受放大后进行分配，并将从发射信号中分配的分配发射信号输入到分配发射信号输入端子211。从输入端子300a输入的高频信号中所包括的发射信号的噪声分量信号包含有在功率放大器802放大时的噪声。因此，通过将在功率放大器802中经受放大后的发射信号进行分配，还可消除功率放大器802中的放大所导致的噪声。因此，由于还可消除功率放大器802所导致的噪声分量，所以高频接收器951不太可能受发射器104干扰。
接下来描述发射器104。分配器901连接在定向耦合器803的端子803a与检测器804之间。分别地，来自分配器901的第一输出901a连接到检测器804，且第二输出901b连接到输出端子107。在上文所述的第四实施例中，用于提取分配发射信号的耦合器(定向耦合器)106是必不可少的。然而，在第五实施例中，没有必要另外提供耦合器106。换而言之，设置为用于控制功率放大器802的电压的定向耦合器803可被共享来用于提取分配发射信号。因此，可以较低成本来实现发射器。
另一方面，高频接收器951利用可变衰减器952作为电平调节器305。换而言之，可变衰减器952将输入信号的电平衰减到对应于输入到控制端子的信号的电平。从可变衰减器952中取出的输出信号经由移相器301输入到检测器953和合成器862。检测器953检测从移相器301输出的信号的电平。来自检测器953的输出信号和来自用于检测分配接收信号电平的检测器216的输出信号输入到差分放大器954。从检测器953输入的信号与从检测器216输入的信号之间的电压差从差分放大器954输出。
检测器216和953检测分配发射信号和分配接收信号的电平。差分放大器954输出从这些检测器输出的信号之间的电压差。接着，通过此电压差和输入到控制端子308的电压对可变衰减器952进行反馈。因此，由于可变衰减器952根据分配发射信号与分配接收信号之间的电平差而受到反馈控制，所以可准确地改变分配发射信号的电平且具有良好的回应特性。因此，由于可以使分配发射信号的电平与包括在输入到输入端子300a的高频信号中的发射信号的电平之间快速且可靠地匹配，所以能可靠地改善发射信号的干扰。
此时，从移相器301输入到合成器862的分配发射信号的电平与从输入端子300a输入到合成器862的发射信号的电平相匹配很重要。除此之外，不改变载波与噪声分量信号的信号比也很重要。因此，窄带滤波器852a连接在合成器862与放大器861之间。因此，相对于合成器862处的干扰消除来说，不容易受到因窄带滤波器852a的温度而产生的通频损失变动等的影响。
(第六实施例)图11是绘示根据第六实施例的移相器的详细方框图。在图11中，对于与图3中的那些元件相同的元件使用相同的附图标记，且简化对其的描述。可使用移相器1001来代替第一到第五实施例中所利用的移相器。此可针对由多普勒效应(Doppler effect)等所导致的输入信号的快速相位变化，而跟随每个移相器的相位改变量。
参看图11来描述移相器1001。在移相器1001中，将输入到分配发射信号输入端子211的分配发射信号输入到输入端子1001a。改变了相位的分配发射信号从输出端子1001b输出。接着，移相器1002连接在端子1001a与端子1001b之间。移相器1002根据输入到控制端子1002a的信号而改变分配发射信号的相位。端子1003连接到控制端子1002a。
用于根据接收信道而控制相位的控制电压(作为控制信号的实例)从控制电路303输入到端子1003，改变移相器1002的相位改变量。因此，移相器1002根据从控制电路303输入的控制信号并参照接收信道的相位改变量来动作。将输入到端子1003的电压设定为一定的电压，从而使得从移相器1002输出的分配发射信号与分配接收信号之间的相位差变成约180°。
然而，由于发射天线1或天线21的振动等而发生多普勒效应，天线21接收的发射信号的相位发生改变。换而言之，在这种情况下，分配发射信号与分配接收信号之间的相位差瞬时地改变。因此，此时，由于从移相器1002输出的分配发射信号与分配接收信号之间的相位差偏离近似180°，所以无法充分地消除干扰。因此，提供相位比较器1006。通过相位比较器1006来检测分配发射信号与分配接收信号之间的相位差，从而控制移相器1002的相位。因此，分配发射信号中的载波成分输入端子1004。此载波经由限幅器电路1005输入到相位比较器1006。另一方面，由定向耦合器215分配的分配接收信号输入到端子1007。分配接收信号经由限幅器电路1008输入到相位比较器1006。此处应注意，为了均衡输出到相位比较器1006的信号的振幅而提供限幅器电路1005和1008。
接着，相位比较器1006检测输入的分配发射信号与分配接收信号之间的相位差，且输出具有对应于此相位差长度的脉冲信号。相位比较器1006使用与所谓PLL电路中相同的相位比较器。来自相位比较器1006的输出信号经由环路滤波器1009输入到差分放大器1010的第一输入端子。接着，参考电压经由端子1012输入到差分放大器1010的第二输入端子。接着，将来自差分放大器1010的输出信号叠加到从控制电路303输出的控制信号上，并输入到移相器1002。
事实上，在多普勒效应等不会发生的状态(在下文中，称为“稳定状态”)下，分配发射信号与差分接收信号之间的相位差大体上恒定。因此，在此稳定状态的相位差(在下文中，称为“稳定相位差”)的时候，将来自相位比较器的输出电压值设定为参考电压值。此参考电压从端子1012输入到差分放大器1010的第二输入端子。
因此，通常从差分放大器1010中输出0V电压。因此，移相器1002由从控制电路303输入的控制信号来控制。接着，在相位差因多普勒效应等而处于非稳定相位差的情况下，从差分放大器1010输入控制电压，此控制电压前馈控制移相器1002。根据由相位比较器1006检测出的相位差，改变分配发射信号的相位，使得从移相器1002输出的分配发射信号与分配接收信号之间的相位差被控制且被校正为约180°。
通过相位之间的这种比较，将从移相器1002输出的分配发射信号与分配接收信号之间的相位差控制为约180°。因此，相对于突然发生的例如多普勒效应的相位改变，或因温度改变而产生的相位改变来说，可校正相位且可快速消除干扰。
此外，由于第六实施例中所利用的移相器1001执行前馈控制，所以当根据第三实施例的换相器501b代替移相器1002而使用时尤其有用。换而言之，由于换相器501b根据输入的控制电压，来调整接收信道频率下的噪声分量信号的相位为所要的相位，所以相对于载波频率的相位改变视接收频率的不同而具有不同值。由于第六实施例的相位比较器1006在载波输入到换相器501b前通过使用载波来比较相位，所以来自相位比较器1006的输出不受换相器501b的相位改变的影响。
因此，可使用第三实施例中所利用的换相器501b来代替移相器1002。作为移相器1001，可使用具有简单电路配置的移相器501b，可实现高频接收器的低成本和小尺寸。
在第六实施例中，移相器1002执行前馈控制。然而，也可使用包括在输入到合成器或合成构件的信号中的载波信号。举例来说，当将载波和噪声分量信号的信号两者变成预定相位的移相器(例如，第一到第三实施例中所示的移相器)用作移相器1002时，从输出端子1001b输出的信号还输入到端子1004。因此，相位比较器1006比较要实际合成的信号的相位，且反馈环路控制移相器1002，使得信号的相位彼此相差180°。因此，可进一步准确地控制相位改变量。
此处应注意，为了控制移相器1002，虽然可使用反馈环路控制，但也可将换相器501b用作移相器1002。在此情况下，存储器307进一步针对每个接收信道而存储参考电压值，且控制电路303将参考电压输入到端子1012中。因此，当相位差适用于接收信道时，差分放大器1010输出电压0V。同样在此情况下，由于移相器1002由实际输入到合成器或合成部的信号来控制，所以可准确地控制相位改变量。
工业适用性根据本发明的高频接收器具有可由包括在相同壳体中的发射器来消除发射信号的优势，且在用于配备有电视的例如便携式电话的便携式设备时有用。因此工业适用性很高。
权利要求
1.一种高频接收器，其与发射器设置在同一壳体中，所述发射器具有发射信号产生部，所述高频接收器在由所述发射信号产生部产生的发射信号的载波频率附近拥有接收信号频带宽度，包含有所述接收信号和从所述发射器的发射天线发射的发射信号的高频信号经由天线输入到所述高频接收器，所述高频接收器包括输入端子，所述高频信号输入到该输入端子；混频器，输入到所述输入端子的所述高频信号输入到该混频器的第一输入端子的同时，来自本机振荡器的输出信号输入到该混频器的第二输入端子；和输出端子，来自所述混频器的输出信号输入到该输出端子，其中所述高频接收器包括，分配发射信号输入端子，通过对所述发射信号进行分配而获得的分配发射信号中的至少一部分在所述壳体中输入到该分配发射信号输入端子；移相器，输入到所述分配发射信号输入端子的所述分配发射信号输入该移相器；检测器，用于检测包含在通过对所述高频信号进行分配而获得的分配接收信号中的所述发射信号的电平；和电平调节器，所述检测器的输出端连接到该电平调节器的第一输入端子，所述分配发射信号输入到该电平调节器的第二输入端子，且所述电平调节器根据所述检测器的输出信号而改变所述分配发射信号的电平的同时，将经由所述电平调节器和所述移相器输入的信号与所述高频信号合成并输入到所述混频器。
2.根据权利要求1所述的高频接收器，其中所述高频接收器包括发射电平信号输入端子，通过检测所述发射器的功率放大器的输出电平而获得的发射电平检测信号输入到所述发射电平信号输入端子，且所述发射电平检测信号和来自所述检测器的输出信号输入到所述电平调节器，根据这些信号，改变所述分配发射信号的电平。
3.根据权利要求1所述的高频接收器，其包含换相器，其设置在所述移相器中，且根据输入的控制信号而改变所述分配发射信号的相位；相位控制器，用于产生控制信号以控制所述换相器的相位改变量；和存储器，其连接到所述相位控制器，其中所述存储器存储有表，该表记录有对应于接收信道而输入到所述换相器的所述控制信号，所述相位控制器根据所述表产生对应于接收信道的控制信号，并将其输入到所述换相器。
4.根据权利要求3所述的高频接收器，其中所述换相器由可变电容二极管构成，且将用于改变所述可变电容二极管电容而输入的电压作为所述控制信号。
5.根据权利要求1所述的高频接收器，其中所述移相器包括换相器，其根据输入的所述控制信号而改变所述分配发射信号的相位；和相位控制端子，来自与所述换相器相连接的相位控制器的控制信号输入到该相位控制端子，用于控制所述换相器的相位改变量与各接收信道的相位改变量相对应的控制信号输入到所述相位控制端子，所述换相器基于所述控制信号改变所述分配发射信号的相位。
6.根据权利要求1所述的高频接收器，其中所述移相器包括换相器，其根据输入的所述控制信号而改变所述分配发射信号的相位；相位控制端子，来自相连的相位控制器的控制信号输入到该相位控制端子，以便控制所述换相器的相位改变量；相位比较器，所述分配发射信号输入到该相位比较器的第一输入端子，且所述分配接收信号输入到该相位比较器的第二输入端子；和低通滤波器，所述相位比较器的输出端子连接到该低通滤波器，且所述相位比较器检测所述分配发射信号与所述分配接收信号之间的相位差，且所述换相器根据所述相位差而改变所述相位改变量。
7.根据权利要求1所述的高频接收器，其中所述分配发射信号是，所述发射信号在所述发射器的功率放大器中进行放大前对其进行分配而获得的信号。
8.根据权利要求7所述的高频接收器，其包括第一带通滤波器，其连接在所述分配发射信号输入端子与所述电平调节器之间，其中所述第一带通滤波器允许发射信号中的发射信号噪声的频率通过且使载波的频率衰减。
9.根据权利要求8所述的高频接收器，其包括合成器，其连接在所述输入端子与所述混频器之间，高频信号输入到所述第一输入端子，经由所述电平调节器和所述移相器输入到所述第二输入端子的信号输入至该合成器中。
10.根据权利要求9所述的高频接收器，其中第二带通滤波器设置在所述输入端子与所述合成器的所述第一输入端子之间，高频放大器连接在所述合成器的输出端与所述混频器的输入端之间，且所述第二带通滤波器允许具有接收频率的信号通过且使所述发射信号衰减。
11.根据权利要求10所述的高频接收器，其中所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器均允许所述发射信号噪声的频率通过且使所述发射信号的频率衰减。
12.根据权利要求11所述的高频接收器，其中所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器具有相同的衰减特性。
13.根据权利要求10所述的高频接收器，其包括第三带通滤波器，其与所述第二带通滤波器平行设置；和切换开关，其连接到所述第三带通滤波器和所述第二带通滤波器，且允许所述第二和第三带通滤波器中的任何一者选择性地连接在所述输入端子与所述混频器之间，其中窄带滤波器用于所述第二带通滤波器，且将所述第三带通滤波器的通频带设定为低于所述第二带通滤波器的通频带。
14.根据权利要求1所述的高频接收器，其中所述分配发射信号是，将经过所述发射器的功率放大器放大的信号进行分配而获得的信号。
15.根据权利要求14所述的高频接收器，其包括合成器，其连接在所述输入端子与所述混频器之间，高频信号被输入到该合成器的所述第一输入端子，经由所述电平调节器和所述移相器输入的信号被输入到该合成器的所述第二输入端子。
16.根据权利要求9所述的高频接收器，其包括第四带通滤波器，其设置在所述合成器的输出与所述混频器之间，来自所述混频器的输出连接到所述第四带通滤波器；和高频放大器，其连接在所述第四带通滤波器与所述混频器之间，其中所述第四带通滤波器允许接收频率信号通过且使发射信号衰减。
17.根据权利要求16所述的高频接收器，其包括第五带通滤波器，其至少与所述第四带通滤波器平行设置；和切换开关，其连接到所述第五带通滤波器和所述第四带通滤波器，且允许来自所述第四和第五带通滤波器的任何一者的输出信号选择性地输入到所述混频器，其中窄带滤波器用于所述第四带通滤波器，且将所述第五带通滤波器的通频带设定为低于所述第四带通滤波器的通频带。
18.一种发射器，其与根据权利要求1所述的高频接收器设置在同一壳体中，且所述发射器从发射天线发射与所述高频接收器的接收信号频率相近的信号，所述发射器包括输入端子；发射信号产生部，输入到所述输入端子的数字信号被输入到该发射信号产生部并产生发射信号；和发射信号输出端子，来自所述发射信号产生部的输出信号被输入到该发射信号输出端子，且将所述发射信号输入到发射天线；其中在所述发射信号产生部的输出端与所述发射信号输出端子之间设置第一分配器和分配发射信号输出端子，所述第一分配器的输入端与所述发射信号产生部的输出端相连接，一个输出端的输出信号被输入到所述发射信号输出端子；所述分配发射信号输出端子连接到所述第一分配器的另一输出端。
19.根据权利要求18所述的发射器，其中所述发射信号产生部包括至少在接收信号的频带宽度中产生振荡噪声的本机振荡器，在所述第一分配器与所述发射信号输出端子之间连接有功率放大器。
20.根据权利要求18所述的发射器，其中第一带通滤波器连接在所述分配发射信号输出端子与所述第一分配器的另一输出之间，且所述第一带通滤波器允许本机振荡器的振荡噪声的频率通过且使载波频率的信号衰减。
21.根据权利要求18所述的发射器，其中所述发射信号产生部包括振荡器和与所述振荡器的输出端相连的功率放大器，所述功率放大器使用在接收信号的频带宽度中产生噪声的功率放大器，且从所述功率放大器输出的发射信号由所述第一分配器来分配并被输出。
22.根据权利要求21所述的发射器，其包括第二分配器，所述第一分配器的另一输出连接到所述第二分配器，且所述第二分配器的第一输出端子连接到所述发射信号输出端子；和连接发射电平检测器，其连接在所述第二分配器的第二输出端子与所述功率放大器的电功率控制端子之间。
23.一种发射器，其与根据权利要求5或14所述的高频接收器设置在同一壳体中，且所述发射器从发射天线发射的信号频率与所述高频接收器的接收频率相近，所述发射器包括输入端子；发射信号产生部，输入到所述输入端子的数字信号被输入到该发射信号产生部并产生发射信号，和发射信号输出端子，所述发射信号产生部的输出被输入到该发射信号输出端子，并将所述发射信号输入到所述发射天线，其中所述发射器包括功率放大器，所述发射信号产生部的输出连接到该功率放大器，且该功率放大器针对接收信号频带宽度中的频率产生噪声；第一分配器，所述功率放大器的输出被输入到该第一分配器，且该第一分配器的第一输出端子连接到所述发射信号输出端子；和分配发射信号输出端子，其连接到所述第一分配器的第二输出端子，且所述第一分配器对由所述功率放大器放大的发射信号进行分配。
24.一种便携式设备，其包括设置在同一壳体中的所述发射器和高频接受器，所述高频接受器接收频率为在所述发射器的发射信号的载波附近的高频信号，所述便携式设备包括天线；高频接收器，输入到所述天线的所述高频信号被输入到该高频接收器；解调器电路，所述高频接收器的输出连接到该解调器电路；解码器电路，所述解调器电路的输出连接到该解码器电路；语音输出装置和显示装置，所述解码器电路的输出连接到该语音输出装置和显示装置；语音输入装置；编码器电路，其连接在所述语音输入装置的输出与所述发射器的输入之间；和发射天线，来自所述发射器的输出被输入到该发射天线，其中所述高频接收器使用根据权利要求1所述的高频接收器，且所述发射器使用根据权利要求18所述的发射器，且分配发射信号输出端子和分配发射信号输入端子在所述壳体中彼此相连。
25.一种便携式设备，其包括设置在同一壳体中的所述发射器和高频接收器，所述高频接受器接收频率与所述发射器的发射信号的载波附近的频率相近的高频信号，所述便携式设备包括天线；高频接收器，输入到所述天线的所述高频信号被输入到该高频接收器；解调器电路，所述高频接收器的输出连接到该解调器电路；解码器电路，所述解调器电路的输出连接到该解码器电路；语音输出装置和显示装置，所述解码器电路的输出端子连接到该语音输出装置和显示装置；语音输入装置；编码器电路，其连接在所述语音输入装置的输出端子与所述发射器的输入端子之间；和发射天线，来自所述发射器的输出信号被输入到该发射天线，其中所述高频接收器使用根据权利要求5所述的高频接收器，且所述发射器使用根据权利要求23所述的发射器，分配发射信号输出端子和分配发射信号输入端子在所述壳体中彼此相连。
26.一种便携式设备，其包括设置在同一壳体中的所述发射器和高频接收器，所述高频接收器接受频率与所述发射器的发射信号的载波附近的频率相近的高频信号，所述便携式设备包括天线；高频接收器，输入到所述天线的所述高频信号被输入到该高频接收器；解调器电路，所述高频接收器的输出连接到该解调器电路；解码器电路，所述解调器电路的输出连接到该解码器电路；语音输出装置和显示装置，所述解码器电路的输出连接到该语音输出装置和显示装置；语音输入装置；编码器电路，其连接在所述语音输入装置的输出与所述发射器的输入之间；和发射天线，来自所述发射器的输出被输入到该发射天线，其中所述高频接收器使用根据权利要求14所述的高频接收器，且所述发射器使用根据权利要求23所述的发射器，且分配发射信号输出端子和分配发射信号输入端子在所述壳体中彼此相连。
27.一种权利要求3所述的高频接收器的制造方法，所述方法包括第一步骤，将第一信号电平的伪分配发射信号输入到分配发射信号输入端子，且输入伪发射信号和高频接收器应接收的信号，所述伪发射信号具有与所述第一信号电平相差预定值的信号电平，且其中相位延迟了由所述伪分配发射信号所预定的值；第二步骤，在由所述高频接收器预定的接收信道接收信号；第三步骤，在所述高频接收器接收所述接收信道的状态下，改变输入到相位改变部的控制信号，并在从所述输出端子输出的信号的质量为最好时，使存储器存储该信号。
28.一种便携式设备的制造方法，其中根据权利要求18所述的发射器和根据权利要求3所述的高频接收器设置在同一壳体中，所述方法包括第一步骤，从发射天线发射由所述发射器产生的发射信号，对包括所述发射信号的高频信号输入到输入端子，并且在所述壳体中，将发射信号进行分配且将其输入到分配发射信号输入端子；和第二步骤，在由所述高频接收器预定的接收信道接收信号；第三步骤，在所述接收信道接收信号的状态下，改变输入相位改变部的电压，并在从所述输出端子输出的信号的质量最好时，使存储器存储该电压。
29.一种集成电路，其包括输入端子，高频信号输入到该输入端子；混频器，输入到所述输入端子的所述高频信号被连接到该混频器的第一输入端子，本机振荡器的输出信号输入到该混频器的第二输入端子；输出端子，所述混频器的输出信号输入到该输出端子；和PLL电路，其环路连接到所述本机振荡器，其中用于所述高频接收器的集成电路包含分配发射信号输入端子，移相器，输入到所述分配发射信号输入端子的分配发射信号被输入到该移相器，检测器，其检测包括在对所述高频信号进行分配而获得的分配接收信号中的所述发射信号的电平，和电平调节器，所述检测器的输出端子连接到该电平调节器的第一输入端子，所述分配发射信号输入到该电平调节器的第二输入端子，其中所述电平调节器根据来自所述检测器的所述输出来改变所述分配发射信号的电平的同时，输出经由所述电平调节器和所述移相器输入的信号。
30.根据权利要求29所述的集成电路，其中所述移相器包括换相器，用于根据输入的控制信号来改变分配发射信号的相位，且所述控制信号经由所述PLL电路输入。
全文摘要
本发明提供一种高频接收器，其即使在从TV天线输入的发射信号改变的情况下也能够稳定地消除发射信号的干扰。该高频接收器设置有移相器(212)，用于改变造成干扰的分配发射信号的相位；检测器(216)，用于检测包括在经由天线输入的接收信号中的发射信号的电平；和电平调节器(213)，用于根据此电平来改变所述分配发射信号的电平。将经由电平调节器(213)和移相器(212)输入的信号与接收信号合成以输入到混频器(206)中。由于即使在从天线输入的发射信号改变的情况下也可消除发射信号，所以当发射信号改变时，高频接收器可稳定地接收信号。
文档编号H04B15/02GK1951040SQ20058001397
公开日2007年4月18日 申请日期2005年12月13日 优先权日2004年12月13日
发明者野田雅明, 北川元祥 申请人:松下电器产业株式会社