使用传播信道的至少两个估计来接收多载波信号的方法和相应接收设备的制作方法

专利名称：使用传播信道的至少两个估计来接收多载波信号的方法和相应接收设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字通信领域，尤其应用于DAB(数字音频广播，DigitalAudio Broadcasting)、DVB-T(地面数字视频广播，Digital VideoBroadcasting Terrestrial)或DRM(世界数字无线电广播，Digital RadioMondiale)类型的数字无线电广播系统以及电信(ADSL，Hyperlan2等)。
尤其但非排他地，本发明涉及DAB、DVB-T、DVB-H、DRM类型的接收机，其使用在上述领域被越来越多使用的OFDM(正交频分复用)类型的解调。
更确切地说，本发明提出对于例如使用OFDM类型调制的信号，在接收中减小共信道干扰信号的影响。
背景技术：
关于OFDM调制原理的提示OFDM调制包括在多个载波频率上以持续时间Tu(称为有用符号时间)在符号的时间-频率空间中进行分配，该多个载波频率以例如QPSK(四相相移键控)或QAM(正交幅度调制)的方式进行独立调制，具有例如16、64、256种状态等。因此，如图1所示，OFDM技术沿着时间轴11和频率轴12，将信道分为多个单元。每个载波与前一个载波正交。
具有预定宽度13的信道被分解成频率子带序列14和时间段序列15(也称为时间间隔)。
专用载波分配给每个时间/频率单元。因此，我们将分配将在所有这些载波上传输的信息，每个载波都以低速调制，例如通过QPSK或QAM类型调制。OFDM符号包括在时间t的载波组所承载的所有信息。
该调制技术在遭遇多径的情况下尤其有效。因此，图2示出了一组OFDM符号21，通过两个不同路径到达接收机的相同符号序列好像是相同信息在两个不同时刻到达并且是相加的。这些回波产生两种类型的缺点-符号内干扰符号通过轻微相移与本身相加，-符号间干扰符号通过轻微相移与下一个符号和/或前一个符号相加。
被称为保护间隔22的“死区”被插在发送的符号之间，选择其持续时间Δ以便与回波的扩展相比足够大。这些预防措施将限制符号间干扰(因为干扰被保护间隔吸收)。因而，每个OFDM符号21包括保护间隔22和数据23。
接收时，载波可能已被减弱(破坏性回波)或被放大(构造性回波)和/或经受相位旋转。
导频同步载波，也被称为基准导频(通常具有大于有效数据载波的幅度)也被插入以计算信道传递函数，使得信号可以在解调之前被均衡。这些基准导频在时间/频率空间内的值和位置被预定义，并为接收机所知。
图3因而示出了一组DRM符号在模式A的OFDM结构，示出了基准导频31在时间/频率空间内的分布。该结构在DRM标准ETSI ES 201980中被详细描述。
图4示出了一组DVB-T符号的OFDM结构，其示出了在时间/频率空间内基准导频41在有效数据42间的分布。
根据基准导频的数量和它们在时间/频率域中的分布，在时间和频率中内插后得到的结果或多或少是信道响应的相关估计。
因此，插入到多载波信号中的基准导频用于估计传播信道。传播信道的估计特别用于校正接收的数据(也被称为接收机处的数据导频)，以及获取传播信道的脉冲响应。而后，获取的脉冲响应可用于改进接收机的时间同步。
AM频带(DRM)中的应用OFDM调制越来越多地用于数字广播系统，因为其非常适合于与回波和多普勒效应本质相关的无线电信道的变化。因此被选择用于AM频带(DRM)中的数字音频广播。
为了选择最适合的OFDM结构，工程师们开始研究作为发送频率、信号通带、以及(对于AM频带(DRM)中的数字音频广播)在白昼、夜间和太阳活动周期中的传播条件的函数变化的无线电信道的特征。
用于OFDM解调的接收机主要使用从基准导频计算的信道响应。因此，该估计的精度取决于插入到OFDM符号中的基准导频的比例。
干涉(或干扰)信号在发射机和接收机之间的传输期间，寄生信号可能被加到有效信号上，并且如果寄生信号超过给定阀值，则可能干扰有效信号的接收。
该阀值尤其取决于接收机的特性以及与有效信号信道相比接收干扰的信道。因而，当干扰信号和有效信号在相同信道上传输时，我们讨论“共信道干扰”，当干扰信号和有效信号在相邻信道上传输时，我们讨论“相邻信道干扰”。
例如在AM频带中，有效信号可能受到由人类活动(汽车、工业和医疗设备、照明器材等)导致的脉冲型干扰，和/或与这些AM频带中的其它传输有关的窄带干扰(AM无线电通信系统、雷达等)。
注意，这些其它传输的出现阻止了否则可能干扰相邻频带的DRM频带功率的增加，以及例如阻止了典型AM模拟信号的高质量接收。用于现有接收机的滤波器不足以完全消除相邻频带。
用于消除或至少降低干扰的多种技术对本领域技术人员是公知的。
因而，在专利申请EP1087579(Canceller for jamming wave byinterference)中，K.Shibuya等人提出了一种用于消除使用OFDM类型调制的系统中由干涉产生的干扰的技术。
在专利CA1186742(Interference canceling system for a mobilesubscriber access communications system)中，Frank S.Gutleber等人也提出了一种用于消除不使用OFDM类型调制的传统通信系统中的干扰的系统。
Bernard L.Lewis等人在专利US 5359329中也提出了一种用于测量雷达中的干扰的技术。
最后，M.Lanoiselee等人在专利FR2753592中提出了一种用于基于干扰信号的频率处理来消除干扰信号的技术(“Procédéde démodulationde signaux muériques émis parsalves robuste aux brouilleurs àbandeétroite-Method of demodulating digital signals emitted in bursts，resistant to narrow band jammers”)。
现有技术的缺点用于消除干扰信号的这些技术基于干扰信号和/或有效信号的稳定性的先验知识，因而在信道估计和/或接收数据均衡步骤之前发生。
在信道能被正确估计以及数据导频能被均衡之前，它们通常需要识别位于OFDM符号导频的平均值之上的“峰值”。因而，根据现有技术，观察并消除位于时间域内的“峰值”。
但是，由于两方面的主要原因，这些方法是复杂的且难于使用-首先，由于在多个等级的调制(MAQ16、MAQ64等)，OFDM符号数据导频处于非常不同的等级；-其次，信道在各导频之间产生非常大的幅度和相位变化。

发明内容
具体地，本发明的目的在于，克服现有技术的这些缺点。
更准确地说，本发明的一个目的在于，提供一种用于简单有效地检测影响例如OFDM类型的多载波数据传输信号的一个或多个干扰信号的技术。
尤其是，本发明的一个目的在于，降低由共信道干扰信号加到有效信号上的恶化，特别是对于具有强的时间和/或频率变化的传播信道。
本发明的另一个目的是，提出这样一种用于改进接收机处的数据接收和解码性能的技术。
尤其是，本发明的一个目的在于，提供这样一种用于改进这种多载波信号的传播信道的估计，并提高接收机同步的技术。
本发明的另一个目的是，提出这样一种既易于执行，又保持合理成本的技术。
本发明的主要特性使用接收包含时间上的符号序列的多载波信号的方法，来实现这些和其它在下文中变得更加清楚的目的，其中，每个符号包括多个承载数据的载波，至少一个符号包含至少一个基准导频。
根据本发明，这种方法包括下列步骤-根据考虑所述基准导频的第一估计技术，从至少第一组数据进行传播信道的第一估计；-根据不同于第一技术的第二估计技术，从所述第一组数据进行所述传播信道的至少第二估计，-在所述第一和第二估计之间进行比较，输出误差信号；-通过分析所述误差信号，来检测所述传播信道中的至少一个干扰信号。
本发明还提出了一种接收中的检测技术，用于有效定位可影响被称为有效信号的多载波信号的干扰信号，通过对不同传播信道估计进行比较和分析来进行。
尤其是，可以注意到，使用不同的估计方法，从相同当前数据中获取两个估计。
因而，例如根据本发明的方法可用于比较对于形成符号的每个载波的信道估计(第一估计)和对于作为所有其它的函数的载波的信道值的估计(第二估计)，以确定干扰信号的位置。
例如，可以从所述第一估计中确定第二信道估计。
用于检测干扰信号的技术尤其适用于窄带中的干扰。
有利地，根据本发明的方法还包括根据所述误差信号来校正至少一个所述估计以便输出校正的估计的步骤。
因而，本发明公开了如何根据信道估计的分析来确定干扰信号的位置，以便对于受到这些干扰信号影响的载波(基准导频和/或数据导频)作出行动。因而，通过分析误差信号获得的校正的估计可用于均衡多载波信号的载波所承载的数据，因此改进了数据的解码。
优选地，所述误差信号具有对应于干扰信号的至少一个误差峰值，以及对于所述峰值的至少一个执行所述校正步骤。
因而，根据在误差信号中观察到的峰值来确定干扰信号的位置，获知了干扰信号的位置，就可以校正被这些信号影响的数据导频。
有利的是，所述误差校正步骤用于大于第一预定阀值的至少一个误差峰值。
因而，仅消除或至少降低了影响多载波信号的重大干扰。
例如，对于归一化为1的载波频率，可以认为，当第一预定阀值在0.01和0.03之间时，执行所述误差校正步骤。
根据第一变化实施例，校正步骤降低了与多载波信号的至少一个载波相关的置信度值，所述至少一个载波在时间/频率域中接近至少一个所述误差峰值。
因而，这是软判决。
尤其是，可以对于与在时间和/或频率中位于所述误差峰值之一的位置的载波之前的N个载波和/或之后的N个载波相关的置信度值，降低置信度值。
这通过降低与位于对应于(或接近于)误差峰值位置的载波相关的置信度值，来降低分配给检测的误差峰值周围区域上的信道估计的置信度。
例如，可选择N等于2。那么，这将降低与位于误差峰值的时间/频率位置的载波之前的两个载波和之后的两个载波相关的置信度值。
根据第二个可变实施例，所述校正步骤执行消除所述多载波信号的至少一个所述载波，其在时间/频率域中接近至少一个所述误差峰值。
那么，这是一个硬判决。
根据这个可变实施例，将与受干扰信号影响的载波相关的数据设置为零(也就是说，将与位于对应于(或接近于)误差峰值的位置的载波相关的置信度值设置为零)。因此，这消除了受干扰信号影响的数据导频和/或基准导频。
如在第一可变实施例中提出的，也可以在相应检测误差峰值周围的整个区域中将载波设置为零。
优选地，校正步骤只作用于给定时刻的预定最大数量M个误差峰值，可在受到严重干扰的信道的情况下，显著地防止数据的完全丢失。
在具有210个载波的DRM类型的传输系统的情况下，通常选择最大数量M为7或8个误差峰值。
因此，如果在具有210个载波的DRM类型的传输系统中，选择N为2且M等于7，则校正步骤降低与35个载波相关的置信度值，该35个载波在时间/频率域中接近7个大于预定阀值的误差峰值。
因而，限制可能的校正数量避免了与“空洞”相关的系统固有性能的过度恶化，该“空洞”是通过降低(或甚至设置为零)与多载波信号的载波相关的置信度值而引入的，所述载波在时间/频率域中接近至少一个误差峰值。
有利的是，根据本发明的接收方法还包括在校正步骤之前，平滑误差信号的步骤。
尤其是，该平滑步骤可以实现至少一个递归滤波器。
因此，该平滑可以限制误差检测。
该接收方法还非常出色在于，所述第一估计技术根据所述基准导频，在时间和/或频率中执行内插步骤。
因此，获取的结果是传播信道响应的一个估计，其可能根据基准导频的数量和它们在时间/频率域中的分布而或多或少地相关。
优选地，第二估计技术是使用自适应滤波步骤的连续近似时间和/或频率估计。
因此，考虑先前事件来进行有关信道估计的线性预测以确定未来事件。
尤其是，该滤波步骤可以使用随机梯度类型算法。
这种算法，也称为LMS(最小均方，Least Mean Square)，例如可以用于计算自适应滤波器系数。
因为该算法是稳定的并且不包括大量运算，其适用于本发明。
有利的是，根据本发明的接收方法还包括下列步骤中的至少一个
-作为所述校正的估计的函数，均衡数据；-作为所述校正的估计的函数，信道解码；-作为所述误差信号、所述第一和/或第二估计和/或所述校正的估计的函数，计算所述传播信道的脉冲响应。
因此，例如，为了计算脉冲响应，可以用信道响应的新估计或校正的估计来替代信道响应。
根据其它可变实施例，可以看到，当误差信号值低于第二预定阀值时，给定时间/频率位置的脉冲响应的计算取决于第一估计，以及当误差信号值大于或等于第二预定阀值时，取决于第二估计。
优选地，使用OFDM类型的多载波调制来调制多载波信号。
尤其是，所述多载波信号可以是DRM类型。
尤其是，这种OFDM调制可以用于对抗特别是由于产生回波的电离层反射和发生在AM频带中的多普勒效应而产生的强干扰。
因此，由于OFDM调制非常适于无线电信道中的变化，其在数字广播系统中的使用不断增加。然后，本发明提出了降低窄带共信道干扰信号(模拟信号)对于OFDM信号的影响。
本发明还涉及用于接收相应多载波信号的设备。
根据本发明，这种设备包括-第一部件，根据考虑基准导频的第一估计技术，从至少一个所述数据的第一组来估计传播信道，输出所述传播信道的第一估计；-第二部件，根据不同于第一技术的第二估计技术，从所述第一组来估计所述传播信道，输出所述传播信道的第二估计；-比较所述第一和第二估计，输出误差信号的部件；-通过分析所述误差信号来检测所述传播信道中的至少一个干扰信号的部件。


通过阅读如下作为示例性而非限制性例子给出的优选实施例和附图的描述，本发明的其它特点和优势将变得更加明显，其中，
图1和图2示出了正如在本文开头已经描述的使用OFDM信道的时间/频率表示的OFDM调制的基本原理；图3和图4示出了同样如在本文开头已经描述的OFDM结构的两个例子以模式A的一组DRM符号(图3)和一组DVB-T符号(图4)；图5使用方块图示出了本发明的基本原理；图6描述了对于不同信道类型，使用或不使用根据本发明的干扰信号算法的检测和消除的不同系统的比较性能。
具体实施例方式
因此，本发明的一般原理基于使用传播信道的至少两个连续估计来检测数据信道中的干扰信号(也称为干扰者)的技术，以及校正受干扰信号影响的多载波信号数据的技术。
因而，本发明的目的在于，一旦检测到干扰信号，降低在接收机处由多载波数据传输信号(尤其是对于具有时间和频率的强变化的信道)上的这些共信道干扰信号(尤其是窄带干扰信号)引起的恶化。
更准确地说，根据本发明的一个优选实施例，考虑OFDM类型多载波信号和AM频带中的传输。
本发明提出了一种使用下列步骤来检测受到一个或多个干扰信号影响的导频并校正信道估计的方法-通过在频率和时间中内插基准导频来估计传播信道(第一估计技术)；-例如使用自适应滤波器，从第一信道估计开始，对沿所述频率轴的信道估计进行线性预测(第二信道估计技术)；-通过比较传播信道的第一和第二估计，来确定沿所述频率轴的误差信号。
对若干连续OFDM符号执行这些不同步骤(通过连续近似进行估计)。因此，可以在与OFDM符号相同的速率监测干扰信号的变化。
为了限制寄生检测，然后，因此获得的二维(时间/频率)误差信号通过低通平滑滤波器沿着时间轴被滤波。结果是，对于每个相应OFDM符号，通过与第一阀值进行比较来确定误差信号中的最大误差峰值。这些峰值对应于多载波数据信号上的干涉信号(也称为寄生或干扰信号)。
例如，对于归一化为1的载波，选择第一阀值等于0.03。对于高于该第一阀值的M个峰值(例如M＝7)，降低分配给这些M个峰值周围区域上的信道估计的置信度。
更准确地说，为了降低该置信度，本发明提出了降低在先前的解码步骤中(“软”类型解码)获得的与每个载波相关的置信度值，或将与每个载波相关的置信度值设置为零，换句话说，将与考虑的载波相关的数据设置为零(“硬”类型解码)。
因而，载波周围的区域对应于时间/频率域中的误差峰值，以及因此，以二元方式(“硬”类型解码)或以平滑方式(“软”类型解码)来处理受干扰信号影响的载波。
由于这些载波消除或衰减至少10dB，因此传播信道的响应在对应于这些校正载波的时间/频率位置被大大降低。
根据本发明，信道响应还可以被新的信道响应估计来替代，用于计算脉冲响应。
参考图5，我们示出了根据本发明优选实施例，在DRM传输系统中使用OFDM类型调制的接收技术的功能描述。
如上所述，通过比较使用基准导频进行的传播信道的第一估计和作为所有其它的函数(通过连续近似的时间和/或频率估计)的载波上的信道值的第二估计，来检测干扰信号。
在接收机，第一快速傅立叶变换(FET)步骤51用于从数据传输多载波信号中检索OFDM符号。
由于接收机知道基准导频的时间/频率位置，因而能够在步骤参考52中从数据信号中提取基准导频。
这些插入到多载波信号中的基准导频用于估计传播信道。因而，一旦确定了“粗略”时间和/或频率同步，可以通过在时间和/或频率中在基准导频之间进行内插(步骤53)来获得第一信道估计。获得的结果是以H1表示的考虑基准导频的传播信道第一估计(对应于信道响应)。
根据本发明，然后在参考54的步骤中，使用不同于第一估计技术的用于通过连续近似来进行传播信道的时间和/或频率估计的第二估计技术。更准确地说，在对应于每个OFDM符号载波的每个信道响应点，应用基于自适应滤波器的预测算法。因而，对于信道估计进行线性预测。该步骤54输出以Hest表示的传播信道的新估计。
根据本发明的该优选实施例，根据随机梯度类型算法(也称为“最小均方”LMS)来计算自适应滤波器系数，以便作为其它载波的函数来确定信道值的估计。
该新信道估计通常包括时间域(下标n)中的估计子步骤，在该步骤后是频率域(下标m)中的估计子步骤。注意，频率域中的估计足以检测窄带干扰信号，但是它更难以获得，因为该信号限于频率中。
然后，在干扰信号检测步骤55中比较第一估计H1和第二估计Hest，输出误差信号。
更准确地说，在步骤55中，在时间/频率域(n，m)中的每个单元中，确定第一估计H1和第二估计Hest之间的误差，其中，n是时间下标，m是频率下标Se(n，m)＝h1(n，m)-hest(n，m)其中，h1(n，m)是单元(n，m)的第一信道估计值；hest(n，m)是单元(n，m)的第二信道估计值；Se(n，m)是在坐标(n，m)点处两个信道估计之间的误差。
然后，同样在步骤55中，例如使用一阶递归滤波器来平滑(即，轻微滤波)该误差信号Se，以便最小化寄生检测，并因此使该误差信号更可靠。
因此，结果是下式所限定的每个单元(n，m)的平滑后的误差信号 Se~(n,m)=α*Se~(n-1,m)+(1-α)*Se(n,m),]]>例如其中，α＝0.95。
如果两个估计H1和Hest之间的差大于预定阈值，换句话说，如果平滑后的误差信号包括大于第一预定阈值Ψ的峰值，那么在坐标(n，m)点存在窄带干扰信号。
因此，可以检测传播信道中的干扰信号的时间/频率位置。一旦确定这个位置，同样是在步骤55中，确定大大衰减与该时间/频率位置的传播信道的估计相关的置信度值。
更为准确地说，通常干扰信号并不精确地与OFDM符号的一个载波重叠，因此对若干OFDM载波引入干扰，以及确定衰减与干扰信号的时间/频率位置周围的区域中的传播信道的估计相关的置信度值。
因此，每次检测到干扰信号时，换句话说，每次所述平滑后的误差信号 大于第一预定阈值Ψ(例如对于归一化为1的载波，Ψ＝0.03)时，衰减检测周围的若干OFDM载波(例如之前的两个载波和之后的两个载波)。
因此，如果S~e(n,m)<ψ,]]>则h2(n，m)＝h1(n，m)如果S~e(n,m)≥ψ,]]>则h2(n，m+i)＝att*h1(n，m+i)i∈[-2，2]其中，Ψ是用于检测干扰信号的存在的限制阈值；h2(n，m)是在坐标点(n，m)的新的信道响应值，也被称为校正的估计；Att是受到干扰信号影响的OFDM载波所经受的衰减(例如Att＞10dB)。
可以注意到，存在两个可能的解码类型可以进行“软”类型解码，其中与每个载波相关的置信度值被降低，或者是“硬”类型解码，其包括将受到干扰信号影响的载波设置为零。
因此，必须限制可能校正的数量，以便防止与衰减OFDM符号的过量载波有关的系统固有性能的过度恶化。
在应用于AM频带中的DRM类型信号的该特定实施例中，最好将误差峰值的数量限制到大于第一预定阈值的最多7个或8个峰值。例如，对于归一化到1的载波，可选择该第一阈值等于0.03。
因此，如果我们将运算限制到7个最大误差峰值(M＝7)，并且我们选择降低与位于误差峰值位置的载波之前的两个载波和之后的两个载波(N＝2)相关的置信度值，则最多衰减35个载波。
最后，如果位于位置(n，m)的载波不受干扰信号的影响，则在干扰信号检测步骤55的输出的结果是获得与第一信道估计h1(n，m)相等的传播信道估计h2(n，m)，否则进行校正。
该校正的估计h2(n，m)将尤其在步骤56中用于对数据进行均衡，并在步骤57中对信道进行解码。因此可以改进数据均衡和信道解码。
传播信道的第一估计h1或传播信道的第二估计hest(n，m)可用于在步骤参考58中计算脉冲响应。因此，由下式来限定用于计算h3(n，m)所表示的脉冲响应的传播信道估计 一旦进行了计算，脉冲响应用于确定更好的频率同步。
因而，可以通过提高脉冲响应计算的可靠性来改进接收机的同步。
因此，根据本发明的技术可以用于首先使用在时间和频率中内插接收机已知的基准导频的传统估计技术，而后使用连续近似进行估计，来检测数据信道中的干扰信号。可以通过使用传播信道估计的校正，以该方式改善接收系统的性能，以给出更好的时间和/或频率同步。
我们将参考图6，展示使用或不使用根据本发明的干扰信号消除算法的不同系统性能之间的比较。
这些结果曲线是使用AM频带中的数字无线电模拟系统(DRM，digital radio simulation)获得的。
如上所述，在该优选实施例中，该OFDM类型多载波信号被例如窄带干扰信号的至少一个干扰信号干扰。
因此在模拟中，在多载波数据信号上插入纯载波类型干扰信号，干扰信号的幅度和频率变化以模拟AM广播。
在该模拟例子中，选择的DRM传输模式对应于短波传输，换句话说，处于模式B中(在10kHZ中大约210个载波)。使用(当今国际传输中使用最为频繁的)编码效率为0.6的64QAM调制来调制这些单元。信号通带为10kHz，以及音频吞吐量为大约21kbits/s。
所述干扰信号是距离DRM中心频率200Hz的纯载波。
使用如DRM标准(ETSI ES 201 980)中所述的不同传播信道来执行测试。
因而在图6中-曲线61示出了不使用根据本发明的接收技术，对于如在DRM标准中所定义的第一信道(单个路径)，作为以dB为单位的噪声幅度的函数的误码率(BER)；-曲线62示出了使用了根据本发明的接收技术，对于第一信道，作为以dB为单位的噪声幅度的函数的BER；-曲线63示出了不使用根据本发明的接收技术，对于第三信道(受多普勒效应影响的第四路径)，作为以dB为单位的噪声幅度的函数的BER；-曲线64示出了使用根据本发明的接收技术，对于第三信道，作为以dB为单位的噪声幅度的函数的BER；-曲线65示出了不使用根据本发明的接收技术，对于第五信道(受多普勒效应影响的具有相同功率的两条路径)，作为以dB为单位的噪声幅度的函数的BER；-曲线66示出了使用根据本发明的接收技术，对于第五信道，作为以dB为单位的噪声幅度的函数的BER。
注意，第三信道(受多普勒效应影响的四条路径)在DRM标准中定义如下

第五信道(受多普勒效应影响的具有相同功率的两条路径)定义如下

图6中示出的根据本发明的接收技术的性能可用于估计由该技术提供的增益。
可以看出，对于等于10-4的误码率(DRM协会选择的标准)，不使用干扰信号消除算法获得的性能和使用干扰信号消除算法获得的性能之间的增益大约为18dB，而不管传播信道如何。
对于不同的干扰信号频率位置，也已经进行了其它模拟。对于BER等于10-4的结果在下表中给出

因此，根据本发明的接收技术所提供的增益是明显的，甚至对于在例如短波中遇到的大波动的信道。
该解决方案不要求(或只要求极少量)修改数据解码器和接收机的HF头(用于高频)的输入级。因此其经济并易于实施。
明显地，本发明不限于在此作为例子详细描述的实施例，但是相反，其包括所有在不背离本发明的范围内由本领域技术人员作出的修改。
同样注意，本发明不限于纯硬件实施，而是也可以用计算机指令序列的形式或任何硬件和软件组合的形式来使用。如果本发明部分或全部的以软件形式注入，则相应的指令序列可存储于可移动存储设备(例如软盘、CD-ROM或DVD-ROM)或固定存储设备中，该存储设备可由计算机或微处理器部分或全部读取。
权利要求
1.接收包含时间上的符号序列的多载波信号的方法，每个符号包括多个承载数据的载波，至少一个符号包括至少一个基准导频，其特征在于，所述方法包括下列步骤-根据考虑所述基准导频的第一估计技术，从所述数据的至少第一组，进行传播信道的第一估计；-根据不同于所述第一技术的第二估计技术，从所述第一组，进行所述传播信道的至少第二估计；-比较所述第一和第二估计，输出误差信号；-通过分析所述误差信号，来检测所述传播信道中的至少一个干扰信号。
2.根据权利要求1的接收方法，其特征在于，所述方法还包括步骤根据所述误差信号来校正所述估计的至少一个，以输出校正的估计。
3.根据权利要求1或2的接收方法，其特征在于，所述误差信号具有对应于干扰信号的至少一个误差峰值，以及对于所述至少一个误差峰值来执行所述校正步骤。
4.根据权利要求3的接收方法，其特征在于，对于大于第一预定阈值的至少一个误差峰值，来执行所述校正步骤。
5.根据权利要求4的接收方法，其特征在于，对于归一化为1的载波频率，所述第一预定阈值处于0.01和0.03之间。
6.根据权利要求3到5的任何一个的接收方法，其特征在于，所述校正步骤执行降低与多载波信号的至少一个载波相关的置信度值，所述载波在时间/频率域中接近至少一个所述误差峰值。
7.根据权利要求6的接收方法，其特征在于，对于与在时间和/或频率上位于一个所述误差峰值的位置的载波之前的N个载波和/或之后的N个载波相关的置信度值，降低所述置信度值。
8.根据权利要求7的接收方法，其特征在于，选择N等于2。
9.根据权利要求3到5的任何一个的接收方法，其特征在于，所述校正步骤执行消除相应多载波信号的至少一个所述载波，所述载波在时间/频率域中接近至少一个所述误差峰值。
10.根据权利要求3到9的任何一个的接收方法，其特征在于，所述校正步骤只作用于给定时刻的预定最大数量M个误差峰值。
11.根据权利要求10的接收方法，其特征在于，设置M等于7或8。
12.根据权利要求1到11的任何一个的接收方法，其特征在于，其还包括在所述校正步骤之前，平滑所述误差信号的步骤。
13.根据权利要求12的接收方法，其特征在于，在至少一个递归滤波器执行所述平滑步骤。
14.根据权利要求1到13的任何一个的接收方法，其特征在于，所述第一估计技术使用根据所述基准导频，在时间和/或频率上进行内插的步骤。
15.根据权利要求1到14的任何一个的接收方法，其特征在于，所述第二估计技术是使用自适应滤波步骤的连续近似时间和/或频率估计。
16.根据权利要求15的接收方法，其特征在于，所述滤波步骤包括随机梯度类型算法。
17.根据权利要求2到16的任何一个的接收方法，其特征在于，还包括下列步骤中的至少一个-作为所述校正的估计的函数，均衡数据；-作为所述校正的估计的函数，信道解码；-作为所述误差信号、以及所述第一和/或第二估计和/或所述校正的估计的函数，计算所述传播信道的脉冲响应。
18.根据权利要求17的接收方法，其特征在于，当误差信号的值低于第二预定阈值时，所述计算给定时间/频率位置的脉冲响应的步骤根据第一估计，而当误差信号的值大于或等于第二预定阈值时，所述步骤根据第二估计。
19.根据权利要求1到18的任何一个的接收方法，其特征在于，所述多载波信号是OFDM类型。
20.根据权利要求19的接收方法，其特征在于，所述多载波信号是DRM类型。
21.用于接收包括时间上的符号序列的多载波信号的设备，每个符号包括多个承载数据的载波，至少一个符号包括至少一个基准导频，其特征在于，所述设备包括-第一部件，根据考虑所述基准导频的第一估计技术，从至少一个所述数据的第一组来估计传播信道，输出所述传播信道的第一估计；-第二部件，根据不同于所述第一估计技术的第二估计技术，从所述第一组来估计所述传播信道，输出所述传播信道的第二估计；-比较所述第一和第二估计，输出误差信号的部件；以及-通过分析所述误差信号来检测所述传播信道中的至少一个干扰信号的部件。
全文摘要
本发明涉及一种用于接收包含在时间上连续的符号的多载波信号的方法，每个符号包括多个承载数据的多载波，至少一个所述符号包括至少一个基准导频。本发明的特征在于，该方法包括下列步骤根据考虑所述基准导频的第一估计技术，对传播信道进行第一估计；根据不同于所述第一技术的第二估计技术，对所述传播信道进行至少一个第二估计；比较所述第一和所述第二估计，输出误差信号；通过分析所述误差信号来检测所述传播信道中的至少一个干扰信号。
文档编号H04L25/03GK101084660SQ200580043763
公开日2007年12月5日 申请日期2005年10月24日 优先权日2004年11月9日
发明者布鲁诺·贾汉, 马奇·莱诺伊瑟利, 皮尔瑞克·路易恩 申请人:Tdf公司