专利名称：动圈式扬声器的音波相位等化电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种动圈式扬声器的音波相位等化电路。
背景技术：
扬声器是音响系统中，负责将自扩大机的电子讯号转换成音波的终端器材，因此扬声器对音波再生的诠释能力，是决定音响系统质量的重要指标，而沿用已有百年以上历史的动圈式扬声器，由于具有低成本和能够提供高分贝音压等种种经济和生产技术上的优势，至今仍无法被取代；不过，由于动圈式扬声器特殊的低阻抗容感(电容及电感)负载特性，赋予动圈式扬声器再生的音波有别于自然音，而具有如图1所示，以F0为中心而后呈西北一东南势展开的相位属性，该F0的数值通常是由单体制造厂提供，而在实务上则相当于动圈式扬声器单体本身的电感值与杂散电容震荡的频率所在，在负载模式下具有将F0以下频率相位引前和F0以上频率相位后移的特性；为方便后叙的说明，特将此动圈式扬声器的移相曲线简称为DLPSC(Phase-ShiftCurve of Dynamic Loudspeakers)曲线，该DLPSC曲线代表的重要意涵，即是经由动圈式扬声器再生的音波，每个频率都会有别于自然音而具有不同的相位属性，而这种特性，不但限制了动圈式扬声器应用在主动式电子噪音仿制领域的用途，同时也是音响系统音质和音色无法进一步提高的元凶。
要证明DLPSC曲线的存在，只需要借助如图2所示的电路模组即可得到证实，首先，令讯号模拟器的讯号产生器与扩大机发出频率为扬声器(下称SP1)的F0的正弦波，再由音波放大模组的麦克风收集SP1发出的音波，经过相位切换电路及扩大机的反相放大处理后，则扬声器(下称SP2)再生反相音波，其对于SP1发出的原始音波将会产生抑制效果，且当SP2的音压等于SP1的音压时，抑制效果将达到最大。反之，如将SP1发出的频率调整至接近πF0或F0/π时，则原先由SP2再生且可对SP1产生抑制效果的反相音波，非但会失去抑制效果，反而会扩大SP1音波的规模，这是因为频率已改变，而且已到达SP2的DLPSC曲线上1F0或2F0反相位置的缘故，此时只要将SP2的相位反接，或将反相放大改成同相放大电路，即可恢复预期的抑制效果，因此，即可充分证明SP2再生的音波，将会因为频率的变化，而具有不同的相位属性，至于DLPSC曲线斜率的变化，只需将反相电路并联一组90度移相电路进行四象运算即可推演；值得一提的是，SP1虽然本身也有移相的问题，但与SP2间并无任何电路连结关系，因此经由麦克风收集到的声音将被视为自然音，而不会有相对正反相的测试盲点；此外，上述利用简易主动式电子噪音消除装置模型来证明DLPSC曲线存在的过程，正好可用来直接说明，如果负责音波再生的电路装置不具备DLPSC曲线相位等化功能的话，则经由动圈式扬声器再生的音波，是无法用来抵消噪音的，因为经由动圈式扬声器再生的音波，由于受到DIPSC曲线的影响，除了包含反相频带外，同时也包括了可扩大噪音规模的同相频带，和虽不至于改变噪音规模但却会改变噪音频谱的非正反相频带，因此不但无法达到消除噪音的目的，不当的应用反而会适得其反，此即DLPSC曲线加诸于动圈式扬声器应用在主动式电子噪音消除技术领域的限制。
至于动圈式扬声器的D1PSC曲线对于音响领域的影响，则有必要将单体和多音路系统组合的应用分开说明；根据前述实验推演，和此技术领域的业界实务经验所知，动圈式扬声器单体的二次F0，也就是DLPSC曲线上的反相点F2，在正常情况下其频率大约会出现在δπF0左右，其中δ为音箱结构、容积和单体结构、材质等的总合系数，而其主要频率响应曲线，在正常情况下低域大约都超自F0/厂(厂2)，即相当于DLPSC曲线上介于F+90到F0间而靠近F0的位置，而高域通常可延伸至数倍或数十倍于F0到F2的频宽，因此动圈式扬声器的频率响应曲线和DLPSC曲线间既无对等也不呈等比关系，不过由于动圈式扬声器的频率响应在F0以下会呈现急速下降的状态，因此DLPSC曲线对于动圈式扬声器实际上的影响，则是集中在F+90以上的右半段的部分，即相当于动圈式扬声器主要频率响应曲线涵盖的范围，为与DLPSC曲线区隔，特称此部分为R-DLPSC曲线，如图8A所示。
另，就动圈式扬声器单体的应用而言，无论单体口径的大小，都必须通过音箱的共鸣以达到提升音压和使用的目的，基本上来说，频率与音箱容积的需求恰成反比，频率越低则需求的容积越大，不过对于高频而言，过大的容积则好比未加音箱一样反而效果有限，以一般多音路杨声器系统中的高音和低音单体为例，通常高音单体的容积都只有数十毫升，而低音单体所需的容积则小自数公升，大可到上百公升，因此音箱容积的大小，对于不同频率的共鸣效果是具有相容性和排他性的，由于动圈式扬声器的频率响应曲线，在空气中将呈现如图1所示的FRC1曲线状态，为使装箱后的效果达到FRC曲线的理想状态，将R-DLPSC曲线上的F2点设定为音箱设计的优势共鸣频率是最佳的选择。
然而如将R-DLPSC曲线与FRC1做个比对，即不难发现主要频率响应曲线的两端，大部分是位于0度和360度上下的同相区，而具有音箱容积设计优先选择权的F2则位于R-DLPSC曲线上的反相区，这对于以F0为核心而需要较大容积的低频是极为不利的，因为一旦以F2为中心的反相频带成为优势共鸣频带，在正反相音波可互相抵消的原则下，具有优势共鸣效果的反相波，对于呈反相运动方式且处于容积不足状态下的正相低频区，虽因周期不同而不至于产生直接抵消的效果，却能产生间接抑制的作用，使低频响应效果更加恶化，反之，如将音箱容积的优势共鸣频带设定为以F0为中心的低频区，则位于主要频率响应曲线右方的高频区大致上因与F0同相的缘故而不会出现太大的变化，但位于反相区的F2频带，在间接抑制效果的牵制下，则会在F2点附近出现一技术性的缺口，此种中低域与低域无法取得平衡的技术障碍，即是DLPSC曲线加诸于动圈式扬声器单体应用上的限制。
至于DLPSC曲线对于多音路扬声器系统的影响，当以聆听环境的大音箱效应为要，而音质的解析度和共鸣度次之，因为，多单体的结合，不论单体的数量和口径，只要是使用动圈式扬声器，每只单体都会有其自有的DLPSC曲线，而传统的被动式分音器，只具有滤波和分频的功能，而不具备等化各单体DLPSC曲线的功能，因此多单体的结合，实际上即隐含多条DLPSC曲线在空气中交互影响的结果，同时由于多条DLPSC曲线走向一致，在物理惯性定律的条件下，将在空气中整合成一条加总而成的Multi-DLPSC曲线，该Multi-DLPSC曲线与聆听空间的关系，虽不至于像前述DLPSC曲线与音箱容积的互动般明显，但却会因为聆听环境质量的差异而导致商品质量出现相对不稳定的状况，因为凡是音箱摆设的位置、聆听空间的大小、装潢的吸音效果等所谓的大音箱效应，本来就会影响多音路动圈式扬声器系统整体的音乐表现，而Multi-DLPSC作用其间，则无异是雪上加霜，导致多音路动圈式扬声器系统对于聆听环境的要求条件变得更为严苛和复杂。
此外再就音感和音色方面说明，由于DLPSC曲线移相范围，从F1以上具有跨越360度以上的变化，且在穿越F0点的斜率可达12dB以上，加上多音路扬声器系统常用的被动式分音电路的二次移相效果，将会造成多条DLPSC曲线的交会，必然涵盖数个相位差达180度的频点和较大范围的非同相和非反相频带，其中相位差达180度的频率，向量具有直接抵消作用，虽然此抵消的效果会因被动式分音器的滤波功能具有降低被滤波端增益的作用而大打折扣，不过仍会造成相当程度的频带缺口，导致部分乐器流失或表现不佳的现象；而非同相和非反相的频带则具有±90度两种不同方向的位移模式，此种对于输出增益影响不大，但却会造成部分乐器或声音的频谱出现相位局部引前或延后的现象，导致声音出现混浊或共鸣不足等传真度和解析度上的质量瑕疵！此种现象如以金属汤匙敲击玻璃杯为例，当可听到清脆嘹亮的声音，但如果以手扣住杯子再敲击一次，则嗡嗡的共鸣声即会消失，这种现象虽然不会影响人们对于声音的识别，但是声音的音感和音色已尽失原味，此即是DLPSC曲线加诸于多音路动圈式扬声器系统应用上的限制。
综合以上说明，应当可有效说明动圈式扬声器特有的DLPSC曲线，对于音响质量和应用于噪音防制领域的限制和影响，其实这些问题从动圈式扬声器问世至今，一直都未能获得有效的解决，最主要的原因即是现有可用于频率运算的电子零件都具有与DLPSC曲线走势相同的移相特质，例如传统的RC或LC型高频滤波电路即会产生如图3A所示的高频相位落後现象，而CR或CL型低频滤波电路则会产生如图3B所示的低频相位引前现象，因此在物理惯性定律的原则下，一组正相的RC高频滤波电路加上一组反相的CR低频滤波电路，将会形成如图3C所示的相位曲线，而不可能成为如图1所示的Anti-DLPSC逆性相位曲线；反之，一组正相的RC高频滤波电路加上一组正相的CR低频滤波电路，在交越频率Fc为1/2πRC时，由于两组电路在Fc点的移相角度各为±45度，因此加总后的向量和相位都可维持在平坦和不移相的状态，但若改变RC数值，将在FC点交会的移相角度设定为＜±i45度时，则FC点的增益(向量)即会因为夹角变小而大于平均增益，而相位则会出现如图4A所示的变化，反之，在FC点交会的移相角度设定为＞±45度时，则FC点的增益(向量)即会因为夹角变大而低于平均增益，而相位则会出现如图4B所示的变化，而图4A呈现的变化即为传统音质控制电路再增益提升时的变化，而图4B呈现的变化即为传统音质控制电路在增益衰减模式时的变化。
由此可见，在现有电子零件和物理惯性定律的条件限制下，要模拟出一条如图1所示的Anti-DLPSC曲线，以达到等化动圈式扬声器DLPSC曲线的目的，势必得使用多组RC元件，不断的比对和放大，才能达到局部的效果，因此不但不符合经济的原则，产品的质量和效果也不易掌握，而且经过上例的说明，可以发现另外一顼更为残酷的事实，那就是在动圈式扬声器的DLPSC曲线尚未等化。
再者，任何需要动用RC零件以达到特殊目的的电路，如各式音效产生电路、回音电路、升降KEY电路、多声道环场音效的分频电路等，虽然能达到提升局部音感或特殊效果的目的，但因而产生的电路移相效果却会导致DLPSC曲线的相位变化变得更为复杂，而必须付出牺牲音色和解析度的代价！不仅音效处理电路如此，就连传统音响必备的音质控制电路也是如此！因此，为有效彻底解决动圈式扬声器的DLPSC曲线长久以来加诸于动圈式扬声器的限制，使动圈式扬声器具有再生高解析度音质，和实现主动式噪音消除装置音响化和量产化的目标，本发明人曾创作多种音频电路，如反相音频切割电路(台湾新型第1009936号、英国发明第9601163.0号、日本新型第3028291号、法国新型第9600621号、德国新型第29515582.5号、中国新型第ZL95220151.5号)，以及差动式电子噪音反制系统(台湾发明专利第089124023号)等在先技术的研发后，毅然舍弃传统的应用思维，不以产生如图1所示的Anti-DLPSC曲线为目的，而改为采用先切割或删除反相区，再运用频率互补或具有高Q值特性的电感器组成LC突波放大电路，达到向量回补和提高EPSC曲线斜率以大幅压缩R-DLPSC曲线反相区，使动圈式扬声器再生的音波绝大部分都处位于同相位置的策略；经过不断的修正和测试，终于完成本发明动圈式扬声器的音波相位等化电路设计。
发明内容
本发明的主要目的在于克服现有产品存在的上述缺点，而提供一种动圈式扬声器的音波相位等化电路，其包括一对应输入的全波相位展开电路、一陷波藕合电路、一LC突波放大电路及一对应输出的高频相位修正电路；利用先陷波再回补的动作策略，达到提高音响质量，增强噪音仿制的功效本发明的目的是由以下技术方案实现的。
本发明动圈式扬声器的音波相位等化电路，其特征在于，包括有一对应输入的全波相位展开电路、一陷波藕合电路及一LC突波放大电路；利用先陷波再回补的动作策略，构成一可提高音响质量的动圈式扬声器音波相位等化电路。
前述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其中全波相位展开电路的动作为运用两级传统的90度移相电路，使输入讯号的频率在F2点产生负180度的移相效果，每级90度移相电路具有将输入讯号的相位展开180度的效果，使两级90度移相电路即具有将输入讯号的相位展开360度的效果。
前述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其中陷波藕合电路可运用相位差进行向量运算。
前述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其中1C突波放大电路为EPSC曲线经陷波后的向量回补电路。
前述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其中LC突波放大电路之后可增加一高频相位修正电路，以进一步提高其音质。
前述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其中高频相位修正电路的作用是将R-DLPSC曲线修正为R-DLPSC-Fixed曲线。
本发明多音路扬声器系统音波相位等化电路，其特征在于，包括有一对应输入点的多段式360度相位展开电路、一陷波藕合电路及一对应输出的多段并联式LC突波放大电路；利用先陷波再回补的动作策略，构成一可提高音响质量的多音路扬声器系统音波相位等化电路。
前述的多音路扬声器系统音波相位等化电路，其中多段并联式LC突波放大电路之后可增加一高频相位修正电路，进一步提高其音质。
本发明主动式电子噪音防制系统，其特征在于，包括有至少一对应输入点的完全陷波式的动圈式扬声器音波相位等化电路、至少一扩大机及至少一动圈式扬声器；其中，动圈式扬声器音波相位等化电路包括有一全波相位展开电路、一陷波藕合电路、一LC突波放大电路及一对应输出的高频相位修正电路；利用先陷波再回补的动作策略，构成一可提高噪音防制效果的主动式电子噪音防制系统。
四
图1是动圈式扬声器以F0为中心而后呈西北一东南走势展开的相位属性示意图。
图2是现有单频主动式噪音反制模拟电路示意图。
图3A是RC或LC型高频滤波电路的高频相位落后现象示意图。
图3B是CR或CL型反相低频滤波电路的低频相位引前现象的示意图。
图3C是正相的RC高频滤波电路加上一组反相的CR低频滤波电路的相位曲线的示意图。
图4A是正相的RC高频滤波电路加上一组正相的CR低频滤波电路，在FC点交会的移相角度设定为＜±45度时的相位示意图。
图4B是正相的RC高频滤波电路加上一组正相的CR低频滤波电路，在FC点交会的移相角度设定为＞±45度时的相位示意图。
图5是本发明电路应用流程图。
图6是本发明音波相位等化电路于实际运用的实施电路图。
图7A是本发明移相曲线EPSC1的相位示意图。
图7B本发明经两次90度移相电路产生的电路移相效果的相位变化曲线图。
图8A是动圈式扬声器主要频率响应曲线的R-DLPSC曲线示意图。
图8B是本发明将R-DLPSC曲线修正的R-DLPSC-Fixed曲线图。
图9是本发明动圈式扬声器最终输出的音波具有Real-DLPSC曲线的相位属性示意图。
图10是本发明加总曲线的陷波示意图。
图11是本发明电路增益曲线产生相位集中的示意图。
图12是本发明相位逆行的等化示意图。
图13是本发明经EPSC曲线作用后的Real--DLPSC曲线示意图。
图14是本发明另一实施例的应用方块图，其用以取代传统音质等化电路的多音路扬声器系统音波相位等化电路。
图15是本发明应用于主动式电子噪音防制系统的应用方块图。
五具体实施例方式
本发明主要提供一种动圈式扬声器的音波相位等化电路，以提高音响质量，进一步可增进噪音仿制的功效。
为此，本发明主要通过下列的技术手段，具体实现本发明的各项目与效能，其包阔有一对应输入的全波相位展开电路、一陷波藕合电路、一LC突波放大电路及一对应输出的高频相位修正电路；由此，通过前述技术手段的展现，让本发明的应用原理简单而电路动作简洁明快，取代传统音响组合的音质等化电路，即可用来产生具有校正动圈式扬声器相位偏移预处理功能的音响主机，引领高音质世代的来临，以之与传统的电子分音式音响组合结合，即可用来对付难缠的三度空间噪音，开启主动式电子噪音装置生活化之门，为一具有高度应用价值和经济效益的产业科技。
接着，举一较佳实施例，并配合图式及图号，针对本发明做进一步说明。
本发明是一种动圈式扬声器的音波相位等化电路，配合参看图5所示，为本发明电路的应用流程图，用以阐明本发明使用方法和能达到的功效；其中，流程A是全波相位展开电路，其动作为运用两级传统的90度移相电路，使输入讯号的频率在F2点产生负180度的移相效果，由于每级90度移相电路具有将输入讯号的相位展开180度的效果，因此两级90度移相电路即具有将输入讯号的相位展开360度的效果，如图7B所示的相位变化曲线即为两次90度移相电路产生的电路移相效果，为方便本发明的说明并与R-DLPSC曲线区隔，特简称此电子移相曲线为EPSC曲线，此EPSC曲线的主要功能为使R-DLPSC曲线上F2点的相位由负变正，以达到将R-DLPSC曲线上的反相区切割为两个小区块的目的，由于R-DLPSC曲线移相点的分布和前后段的斜率差异颇大，为了确保本发明电路的应用效果，而有必要借助流程D的高频相位修正电路，其作用是将R-DLPSC曲线修正为图8B所示的R-DLPSC-Fixed 曲线，该R-DLPSC-Fixed曲线经过EPSC曲线的推移后，将会使动圈式扬声器最终输出的音波具有如图9所示的Real-DLPSC曲线所示的相位属性，此时的Real-DLPSC曲线，将会因为EPSC曲线的移相作用而使F0及F3背离0度和-360度线，且经切割后的两个反相区A’和C’占据的频宽仍大，因此本阶段求出的Real-DLPSC曲线仍有修正的必要。
流程B是为一运用相位差进行向量运算的陷波藕合电路，由于流程A全波相位展开电路产生的电子移相曲线EPSC在F2点的相位为-180度，因此自讯号输入端取来一组未经移相的原始讯号S+与EPSC相加，当S+的向量小于EPSC曲线的增益时，两组曲线在F2点的相位差为180度，因此向量具有直接相抵的效果，而在EPSC曲线的两端由于与S+都位于同相区的缘故而具有相加效果，此两种截然不同的两种作用模式将使两条曲线的加总曲线呈现如图10所示的状态而达到陷波目的，同时此运算模式在F2点产生陷波效果的同时，EPSC曲线两端的相位也会产生如图10箭头所示向0度线和-360度线靠拢的回复效果，使加总曲线中段的斜率变大，而不会像使用传统的负回授衰减电路一样，在衰减F2增益的同时会导致EPSC曲线中段的斜率变小的现象。
流程C是LC突波放大电路，该LC突波放大电路则为EPSC曲线经陷波后的向量回补电路，此突波放大电路是以一组振荡频率为F2的LC(电感器与电容器)，与一般放大电路的射极接地电阻并联的模式达到将F2频率作高倍数放大的目的，为方便往后叙述，特将此突波放大电路的增益简称为GLC，当GLC的增益值提高至足以填补EPSC曲线的向量缺口时，EPSC曲线的增益曲线大致上可回复至未陷波前的平坦状态，但是由于电感器的高Q值特性具有使本电路的增益曲线产生如图11所示的相位集中功能，且电感器的Q值越大，其移相点向LC交越频率集中的现象也会更为明显，而每级突波放大电路最大具有将相位引前和推延67.5度的能力，因此具有将EPSC曲线中段的相位相对引前和延后的效果，同时能达到进一步压缩A’和C’反相区的目的。
因此本发明采用先陷波再回补的动作策略，因为无论是在陷波或回补的运算过程，都具有提高EPSC曲线中段斜率和压缩A’和C’反相区的功用，且在电路条件许可的情况下，可将EPSC曲线介于F0与F3间的相位大幅引前和延后至穿越0度和-360度线，使EPSC曲线在F0及F3两点产生如图1所示Anti-DLPSC的逆行性相位修正效果，除此之外，由于EPSC曲线经流程B陷波藕合电路的作用而呈陷波状态，因此可借助调整流程C的LC突波放大电路增益(GLC)的大小，使其具有传统音质控制电路可调整局部音感功能，且当GLC的增益将EPSC曲线上的F2点提升至较大规模时，除可强化F0及F3的逆等化效果外，同时可得到再一次压缩A’和C’反相区的效果。
本发明的实际运用，如图6所示，该图6为包括图5所有步骤的完整应用电路，其中，具有将输入讯号相位展开360度功能的180度移相电路，是由TR1、TR2及TR3组成，其中TR1及TR2各具有将相位展开180度的作用，两级半周移相电路串联的结果，即可达到全波移相的效果，而后经由TR3组成的缓冲电路输出待用，至于电路动作方面，TR1的B极偏压由RB-及RB+的供应，当RE1＝RC1时，则无论是反相输出端的集极(C极)，或正相端输出的射极(E极)，其电压增益都为1，此时由E极取出的正相低频讯号，与C极取出的反相高频讯号相加，即会产生一条如图7A所示的移相曲线EPSC1，因为电阻器R具有高频滤波效果，因此正相输出的低频讯号，其相位变化将以0度线为基准，频率由低而高，出现如图3A所示向-90度线倾斜的相位变化，而电容器C则具有低频滤波的效果，因此反相输出的高频讯号，其相位的变化将以-180度线为基准，频率由高而低，出现图3B所示向-90度线倾斜的相位变化，而后将此两条滤波曲线相加，即可求得EPSC1曲线，此即传统所谓的90度移相电路，其90度的交越频率为1/2/πRC。
TR2的工作原理与TR1相同，但其B极偏压则是由TR1的E极经电阻R11直接供应，两级90度移相电路串联经TR3的E极输出，为方便本发明说明，TR3采射极同相输出模式，因此不会改变TR1及TR2的相位运算结果，而输入讯号在历经两次EPSC1曲线的推移后，即可求得如图7B所示的EPSC曲线，因此如将TR1及TR2的90度移相频率设定为动圈式扬声器的二次F0(即F2点)时，经由本电路的作用，即可达到将图8B的R-DLPSC-Fixed曲线推移成图9所示的Real-DLPSC曲线的目的，此时的Real-DLPSC曲线由于受到EPSC曲线离差的影响，而使F0及F3两点悖离0度和-360度线，这种悖离的结果不但无法达到等化动圈式扬声器音波相位的目的，反而会使其DLPSC曲线变得更为复杂。
因此为使EPSC在F0及F1不移相，甚至产生如图1所示Anti-DLPSC曲线的逆行相位等化功能，并提高EPSC曲线通过F2点的斜率，以达到压缩A’及C’反相区的目的，本发明采用先衰减后回补的策略，通过电感器的滤波斜率具有优于电阻器的Q质特性，以及运用相位差运算，使F2点在衰减的过程，不但不会像传统音质控制电路在衰减模式下会导致EPSC曲线的斜率钝化，反而具有提高EPSC曲线斜率高度的技巧，求得两者斜率差的净值，并用以修补EPSC曲线，达到本发明目的。
TR4的功能为自输入端取出一组电路运算所需的不移相曲线，由于自TR4的射极输出，因此输出的讯号与输入端同相，为一缓冲放大电路，而后将TR4及TR3两组电路通过电阻器RD21及RD1相加，则在F2点因为相位差180度的缘故，即会产生互相抵消的效果，当向量RD2＜向量RD1时，由于EPSC的向量大于抵减用的原始向量，因此不会改变EPSC曲线上F2点的位置，而F2以下的频率则在加上相位为0度的原始向量后，EPSC曲线的左半段即会产生如图10所示向0度线靠拢的现象，反之，在F2以上的频率则在加入-360度的向量后，使EPSC曲线出现向-360度线靠拢的现象，这样，不但可达到在F2产生陷波的效果，同时能收到提高EPSC曲线斜率的目的，此与传统的陷波电路或音质控制电路在衰减模式下，会导致原讯号的的相位产生如图4B所示的钝化现象大有不同，否则一来一往其效果将会十分有限；当向量RD2＝RD1时，F2点的向量增益将会变为0，此时EPSC曲线的斜率也将提高到最大，且达到完全陷波状态。当向量RD2＞RD1时，F2点的相位将由负变正而回归0度线，此时的陷波效果则会回复到图4B所示的传统模式。
TR5为一般的C极反相输出放大电路，在RE5并联一组LC震荡器使TR5的输出增益大约＝(RC5/RE5)+(RC5/RLC)，由于C具有阻隔直流功能，因此不会影响TR5的正常工作，而L为线绕零件，其交流阻抗在正常情况下都远低于RE5，因此RC5/RLC的增益将会大于RC5/RE5，使(RC5/RE5)+(RC5/RLC)的增益在LC振荡频率出现如图11所示的突起现象，此突波放大电路在LC振荡频点具有极大的电压增益，在电路条件许可的情况下，其电压增益最大可达40dB(100倍)以上，增益值的大小则取决于电感器的线绕阻抗，至于相位的变化则以LC震荡频率为中心，前后具有±67.5度移相功能，此两侧移相的极限点与LC振荡频率的距离则与电感器的Q质有关，Q质越大则此最大移相的极限点相向LC震荡频点靠拢的集中效果也会更为明显，因此借助该LC突波电路的移相集中功能，使图10所示经陷波后的EPSC曲线在本LC突波电路增益提升至足以填补向量缺口时，具有大幅度提高中段斜率的功能，使F0及F3回复至0度及-360度的位置，甚至于达到如图12所示的相位逆行的等化功能，以确保经EPSC曲线作用后的Real-DLPSC曲线达到如图13所示状态，使该动圈式扬声器在主要频率响应曲线的范围内，呈现除A’和C’两极小区块为反相点外，几乎都位于同相位置，从而达到等化动圈式扬声器音波相位的目的。
此外，本音波相位等化电路的另一特点为具有完全陷波功能，根据上述说明当向量RD2＝RD1时，在F2点将呈现零向量的状态，因此可在F2点令LC突波放大电路作高倍数放大，以提高F0及F1点的逆等化效果，而在F2点由于为零向量的缘故，仍将保留完全陷波状态，因此本音波相位等化电路就使用目的的不同，可区分为完全陷波型及不完全陷波型两种功能性标示。
经由以上说明，当可有效诠释本发明电路如何达到等化动圈式扬声器音波相位的方法和目的，为一属于技术层次的应用技术，而其应用在商业领域的用途，则可用以提高多音路扬声器系统的质量，和量产主动式电子噪音消除系统，图14所示为可用以取代传统音质等化电路的多音路扬声器系统音波相位等化电路上的应用方块图，全波移相电路的倍数可比照单体的使用数，一组全波移相电路会产生一陷波缺口，每个缺口都在LC突波放大电路的射极端并联一组接上可调式电阻的LC震荡频率组，这样，即可用来生产具有等化动圈式扬声器音波相位功能的新一代主机。
本发明技术应用在主动式电子噪音防制系统方面，可采用图15所示的模式，运用两个以上口径不同，而且F0也不同的动圈式扬声器，每个单体都使用一组包括完全陷波式音波相位等化电路的独立扩大机推动，在缺口互补的状态下，可输出一较大频宽且相位接近一致的反相音波，以达到克制环境噪音目的；以两只F0互补的单体A和B为例，A单体经本发明电路作用产生的零向量陷波区可由B单体的低域填补，且此来自B单体的低域正相音波同时具有在空气中抵消A单体反相区A’及C’发出的反相波的功能，反之A单体的高域则可填补B单体的缺口并在空气中清除B单体经压缩后的残余反相波，两只单体各取其长而去其短，这样，即可输出频宽为A+B且相位几乎都在同相位置的音波，因此只需令实际输出的音波相位与噪音源呈反相状态即可达到抑制噪音的目的，同理，如果在需要较大频宽的情况下，则可适度增加单体的用量即可，当然，如果将其频宽延展至能够符合音响领域的要求时，毫无疑问的，它将成为一组几乎完全没有移相问题的顶级主动式电子分音音响组合。
因此本发明创作使用的电路极为简单，但就整体而言，各段电路使用的目的和方法都具有特殊的用途和高度的应用技巧，一顶应用技术成熟的商品，其用途是不应该受到限制的，而动圈式扬声器问世百年以来，在音响系统领域尚无具有能够校正动圈式扬声器音波相位偏移功能的相关应用商品广泛流通，而在主动式电子噪音消除技术领域，也未见具有能提供100分贝以上反相音压的可携式主动电子噪音消除装置，能像音响器材一样广泛应用在人类日常生活当中，通过本发明的实施，凡此种种导因于动圈式扬声器特有的移相特质而加诸于使用上或质量上的限制，都可因而解套。
综上所述，可以理解到本发明为一创意极佳的创作，且在相同的技术领域中未见相同或近似的产品创作或公开使用，同时具有创造性及实用性，故本发明符合发明专利有关新颖性、创造性、实用性的要件，依法提出发明专利申请。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。
权利要求
1.一种动圈式扬声器的音波相位等化电路，其特征在于，包括有一对应输入的全波相位展开电路、一陷波藕合电路及一LC突波放大电路；利用先陷波再回补的动作策略，构成一可提高音响质量的动圈式扬声器音波相位等化电路。
2.根据权利要求1所述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其特征在于，所述全波相位展开电路的动作为运用两级传统的90度移相电路，使输入讯号的频率在F2点产生负180度的移相效果，每级90度移相电路具有将输入讯号的相位展开180度的效果，使两级90度移相电路即具有将输入讯号的相位展开360度的效果。
3.根据权利要求1所述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其特征在于，所述陷波藕合电路可运用相位差进行向量运算。
4.根据权利要求1所述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其特征在于，所述1C突波放大电路为EPSC曲线经陷波后的向量回补电路。
5.根据权利要求1所述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其特征在于，所述LC突波放大电路之后可增加一高频相位修正电路，以进一步提高其音质。
6.根据权利要求5所述的动圈式扬声器的音波相位等化电路，其特征在于，所述高频相位修正电路的作用是将R-DLPSC曲线修正为R-DLPSC-Fixed曲线。
7.一种多音路扬声器系统音波相位等化电路，其特征在于，包括有一对应输入点的多段式360度相位展开电路、一陷波藕合电路及一对应输出的多段并联式LC突波放大电路；利用先陷波再回补的动作策略，构成一可提高音响质量的多音路扬声器系统音波相位等化电路。
8.根据权利要求7所述的多音路扬声器系统音波相位等化电路，其特征在于，所述多段并联式LC突波放大电路之后可增加一高频相位修正电路。
9.一种主动式电子噪音防制系统，其特征在于，包括有至少一对应输入点的完全陷波式的动圈式扬声器音波相位等化电路、至少一扩大机及至少一动圈式扬声器；其中，动圈式扬声器音波相位等化电路包括有一全波相位展开电路、一陷波藕合电路、一LC突波放大电路及一对应输出的高频相位修正电路；利用先陷波再回补的动作策略，构成一可提高噪音防制效果的主动式电子噪音防制系统。
全文摘要
本发明提供一种动圈式扬声器的音波相位等化电路，其特征在于，包括有一对应输入的全波相位展开电路、一陷波藕合电路及一LC突波放大电路；利用先陷波再回补的动作策略，构成一个可提高音响质量的动圈式扬声器音波相位等化电路。
文档编号H04R9/00GK101018427SQ20061001315
公开日2007年8月15日 申请日期2006年2月8日 优先权日2006年2月8日
发明者许光智 申请人:许光智, 许名俊, 谢玫玲