专利名称：Ofdm解调装置和方法
技术领域：
本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)解调装置和方法，用于减少由比保护间隔长的延迟波所引起的干扰。
背景技术：
用于克服比保护间隔长的延迟波的常规均衡器消除了这样的延迟波。例如，一种反馈类型均衡器被当作这样的均衡器使用(例如参见日本专利申请公开号2004-165990)。
对于OFDM信道估计，通常，包括在有效符号内的所有点经过快速傅里叶变换，从而提取出导频子载波分量并执行信道估计。
然而，上述解调装置没有令人满意的延迟波消除性能。
此外，因为一个有效符号周期(N个点)的接收的信号被用于信道估计，因此符号间干扰(在当前和前一个符号之间的干扰)和子载波间干扰都存在，结果是信道估计的准确性降低了。
发明内容
按照本发明的第一方面，提供了一种正交频分复用(OFDM)解调装置，包括天线，用于接收包括保持周期的信号，所述保持周期包括从最大延迟时间的延迟波的前导部分到前一个波的结尾部分范围的周期的部分；估计单元，用于估计由所述天线接收到的所述信号的信道响应；保持单元，用于基于所述信道响应，保持所述保持周期内所包含的第一信号分量，该第一信号分量包括第二信号分量，该第二信号分量被包含在预设长度的周期内，该预设长度的周期被包括在所述保持周期内；获取单元，用于通过将所述第二信号分量进行变频来获取一组滤波器组输出(filter bank output)；生成单元，用于基于所述估计的信道响应、多个滤波器组输出中的每一个的频率响应、以及对于与所述多个滤波器组输出中的每一个中所包括的子载波相对应的调制信号的多个候选(candidate)，来生成对于所述多个滤波器组输出中的每一个的多个副本(replica)；选择单元，用于选择所述多个副本中的一个，所选择的副本令与所述多个滤波器组输出中的每一个的分量和所述多个副本的分量之间的多个差值相对应的量值最小；以及确定单元，用于基于为所述多个滤波器组输出中的每一个选择的所述副本来确定所述调制信号。
按照本发明的第二个方面，提供了一种正交频分复用(OFDM)解调方法，包括估计包括保持周期的信号的信道响应，所述保持周期包括从最大延迟时间的延迟波的前导部分到前一个波的结尾部分范围的周期的部分；基于所述信道响应，保持所述保持周期中所包含的第一信号分量，该第一信号分量包括第二信号分量，该第二信号分量被包含在预设长度的周期内，该预设长度的周期被包括在所述保持周期内；通过将所述第二信号分量进行变频来获取一组滤波器组输出；基于所述估计的信道响应、多个滤波器组输出中的每一个的频率响应以及对于与所述多个滤波器组输出中的每一个中所包括的子载波相对应的调制信号的多个候选，来生成对于所述多个滤波器组输出中的每一个的多个副本；选择所述多个副本中的一个，所选择的副本令与所述多个滤波器组输出中的每一个的分量和所述多个副本的分量之间的多个差值相对应的量值最小；以及基于为所述多个滤波器组输出中的每一个选择的副本来确定所述调制信号。
图1的框图说明了按照本发明的第一实施例的OFDM解调装置；图2的视图用于说明无ISI周期(ISI-free period)；图3的图表说明了图1的装置中采用的窗函数的频率响应示例；图4的流程图说明了图1的OFDM解调装置的操作；图5的框图说明了按照本发明的第二实施例的OFDM解调装置；图6的流程图说明了图5的OFDM解调装置的操作；图7的框图说明了按照本发明的第三实施例的OFDM解调装置；
图8的视图用于说明输入到图7所示的误差计算单元的子载波；图9的流程图说明了图7的OFDM解调装置的操作；图10是图7的OFDM解调装置的S/N-BER特性；图11的框图说明了按照本发明的第三实施例的修改的OFDM解调装置；图12的框图说明了按照本发明的第四实施例的OFDM解调装置；图13的视图说明了出现在图12的OFDM解调装置中的网格变换(trellis transition)示例；图14的流程图说明了图12的OFDM解调装置的操作；图15的框图说明了按照本发明的第五实施例的OFDM解调装置；图16的框图说明了按照本发明的第六实施例的OFDM解调装置；图17的框图说明了按照本发明的第七实施例的OFDM解调装置；图18a、18b和18c的图表说明了图15的OFDM解调装置的信道估计准确程度；图19的框图说明了用于发送将由按照第八和第九实施例的OFDM解调装置接收的信号的OFDM发射机；图20的视图用于说明第八实施例的OFDM解调装置的原理；图21的框图说明了按照本发明的第八实施例的OFDM解调装置；图22的图表说明了出现在图21中的滤波器组使用的布莱克曼窗(Blackman window)的系数；图23的图表说明了由图21中的滤波器组使用的布莱克曼窗的频率响应；图24的图表说明了图21的OFDM解调装置中的似然平均值K和误比特率之间的关系；图25的框图说明了按照本发明的第九实施例的OFDM解调装置；图26的视图用于说明由出现在图25中的似然估计单元执行的处理过程；以及图27的图表说明了第八和第九实施例的OFDM解调装置的误比特率特性。
具体实施例方式
现在将参考附图，给出按照本发明的实施例的OFDM解调装置、方法和计算机可读介质的详细说明。在实施例中，同样的附图标记表示同样的元件，而且不会给出对它们的重复描述。
按照本发明的实施例的OFDM解调装置、方法和计算机可读介质可以减少计算量和由比保护间隔长的延迟波引起的干扰，而且不会降低信道估计的准确性。
(第一实施例)首先将参考图1到图3，描述第一实施例的OFDM解调装置。
第一实施例的OFDM解调装置包括天线101、无ISI(符号间干扰)周期保持器102、串并行转换器(S/P)103、滤波器组104、误差计算单元105、误差加法单元106、候选调制信号单元108和112、信道估计单元109、滤波器特性单元110、采样时间单元111和副本生成单元113。
天线101接收OFDM信号并将其输出到低噪声放大器(LNA)。该LNA将OFDM信号放大到期望的幅度。变频器将该放大的OFDM信号转换成中频(IF)信号。可变增益放大器将该变频的OFDM信号调整到合适的信号电平。正交解调器对该调整了电平的OFDM信号执行正交解调，从而生成基带信号。A/D转换器将该基带信号转换为数字信号。LNA、变频器、可变增益放大器、正交解调器和A/D转换器都是已知的设备，因此未示出。
信道估计单元109接收通过将基带信号进行A/D转换获得的数字信号，并基于该数字信号估计信道响应。该信道估计单元109将估计的信道响应值输出到无ISI周期保持器102。该信道估计单元109估计在该OFDM信号中每个延迟波落后领先的波多少度。
无ISI周期保持器102从信道估计单元109接收估计的信道响应值，从而确定数字信号被保持的周期，并在确定的保持周期内保持该数字信号。信道估计单元109设置从最大延迟时间的延迟波的前导部分到前一个波的结尾部分范围的周期(无ISI周期)的一部分作为保持周期。例如，在图2所示并由参考标记201表示的数字信号的情况下，从最大延迟时间的延迟波的前导部分到前一个波的结尾部分范围的周期被设置作为保持周期。
在第一实施例中，假设该无ISI周期长度D被设置为不少于滤波器组104的点的数量M的值，后面将会描述。此外，假设有效符号点的数量N与滤波器组点的数量M的比值K被设置为K＝N/M。而且，第一实施例中，假设N等于8192而且M等于4096(K＝2)。
S/P 103将串行信号转换成并行信号。假设接收的信号(时域信号)是x(n)(n＝0对应于该有效符号的前导部分)，S/P 103在时间np≤n≤np+M-1(1≤p≤P)从无ISI周期保持器102中取出x(n)，并将它输入到滤波器组104。这将被称作在每个采样时间从无ISI周期保持器102中取出x(n)并把它输入到滤波器组104的处理。
滤波器组104包括多个窗函数单元115和一个快速傅里叶逆变换(IFFT)单元116。代替该IFFT单元116，可以采用用于执行FFT、离散傅里叶变换(DFT)或逆DFT(IDFT)的设备。该窗函数单元115的数量对应于该滤波器组点的数量。每个窗函数单元115的输出被提供给IFFT 116。因为IFFT 116有2n(n是自然数)个输入终端，所以该滤波器组点的数量等于2n(例如，212＝4096)。第一实施例的特征在于，使用了有M(M＝2n)个滤波器组点的基于FFT的滤波器组，而且P个滤波器组输出被用于最大似然流的估计。如果IFFT或FFT被使用，则一种实现高速计算的方法可以生成所有副本。相反，如果DFT或IDFT被使用，则不能通过单个方法生成所有副本。
由以下公式给出与在时间np≤n≤np+M-1接收到的信号相对应的滤波器组输出，矢量长度为Mzp＝IFFT(yp) (1)上述公式中的yp满足以下yp＝[w0·x(np)，w1·x(np+1)，…，wM-1x(np+M-1)](2)其中wm是滤波器组104(0≤m≤M-1)的滤波器系数(窗函数)。图3示出了当布莱克曼窗被用作窗函数时获得的频率响应Wi(M＝4096；0≤i≤N-1)的幅度特性。该频率响应Wi是滤波器组104的滤波器特性。
候选调制信号单元108生成对应于副本生成单元113的候选调制信号。每个候选调制信号由调制方案确定。滤波器特性单元110存储由窗函数单元115确定的滤波器组104的滤波器特性Wi。采样时间单元111确定上述np。
副本生成单元113基于由信道估计单元109所估计的信道响应值、由对应的候选调制信号单元108生成的候选调制信号、存储在滤波器特性单元110中的滤波器特性、以及由采样时间单元111确定的np，来生成与接收的信号相对应的子载波的调制信号的副本。
将对上述内容进行更详细的描述。这里假设si是第i个子载波的调制信号(0≤i≤N-1)，而且将满足si∈S的V个调制信号中的一个分配给si。在正交频分复用(QPSK)的情况下，S由下式给出S={exp(j·14π),exp(j·34π),exp(-j·14π),exp(-j·34π)}---(3)]]>其中j2＝-1。此外，假设对应于si的候选调制信号是ci(si∈S；0≤i≤N-1)。而且，假设由下列公式给出的值是作为频率响应的估计的信道响应值H^i(0≤i≤N-1)---(4)]]>在这种情况下，每个副本生成单元113生成与滤波器组输出<z>p中的第m(0≤m≤M-1)个相对应的副本rp(m)，并且由下列公式给出(在下面的描述中假设<A>表示矢量A)
rp(m)=Σi=-α+βcK·m+i·H^K·m+i·Wi·exp(-j2π·np·iN)---(5)]]>每个误差计算单元105计算与在时间np≤n≤np+M-1接收到的信号相对应的滤波器组输出中的每个候选调制信号的似然值，即，误差由下式给出Ep(ζ)(m)=(zp(m)-rp(m))2---(6)]]>每个误差加法单元106计算包括在不同时间获得的P个滤波器组输出中的误差总量，即E(ζ)(m)由下式给出E(ζ)(m)=Σp=1PEp(ζ)(m)---(7)]]>每个确定单元107确定满足以下表达式的最大似然值(最小误差)的候选调制信号ciminc{Eζ(m)}---(8)]]>现在将参考图4，描述第一实施例的OFDM解调装置的操作。特别地，将给出对第m个滤波器组输出执行的处理的描述。
首先，p被设置为1(步骤S401)，并且滤波器组104使用上述公式(1)计算<z>p(步骤S402)。以下步骤S402到S407被重复，直到p超过用于估计最大似然流的滤波器组输出的数量P。接着，ζ被设置为1(步骤S403)，其后步骤S404到S406被重复直到ζ超过417(“4”对应于P，而“17”对应于滤波器组104用于计算的子载波的数量)。
然后，基于由信道估计单元109估计的信道响应值、由对应的第m个候选调制信号单元108生成的候选调制信号、存储在滤波器特性单元110中的滤波器特性以及由采样时间单元111确定的np，第m个副本生成单元113生成一个副本(步骤S405)。接着，第m个误差计算单元105计算候选调制信号的似然值(误差率)(步骤S406)。
然后，第m个误差加法单元106计算在不同的时间获取的P个滤波器组输出中的误差总量(步骤S411)。第m个确定单元107选择提供最小误差的K个候选调制信号(步骤S412)。在这种情况下，如前所述K＝2。
对任何其它的滤波器组输出也执行上述同样的处理。此外，该流程图中所使用的调制信号是QPSK调制的信号。考虑用于基于公式(5)的计算的子载波的总数被设置为17(即，从K×m-8到K×m+8)。对应于第m个滤波器组输出的确定单元107确定第K×m个和第K×m+1个子载波的调制信号。
如上所述，本发明的第一实施例的目的在于提供一种OFDM解调装置，其用于利用无ISI周期，减少由比保护间隔长的延迟波引起的干扰。本实施例的特征在于，为副本生成所考虑的子载波的数量(状态数)减少了、以及因此通过使用滤波器组来估计最大似然流而减少了计算量。例如，假设在一组滤波器组输出中所要考虑的子载波的数量是L，则计算的阶数是O(VL×M)。
此外，可以通过将滤波器组点的数量设置为2n(n是一个自然数)来使用基于FFT的滤波器组，从而减少计算量。另外，如果P个滤波器组输出被用于最大似然流的估计，则可以提高S/N。
(第二实施例)下面将参考图5，描述按照本发明的第二实施例的OFDM解调装置。第二实施例不同于第一实施例的地方是，前者另外使用了误差比较单元507和508以及确定单元509和510。虽然，误差计算单元501、误差加法单元503、确定单元505或候选调制信号单元511没有显示在图1中，但它们也被包含在第一实施例的OFDM解调装置中。此外，在第二实施例中，误差计算单元、误差加法单元或确定单元的数量不局限于三个(误差计算单元105、501、502；误差加法单元106、503、504；确定单元107、505、506)，而是采用了M个误差计算单元、M个误差加法单元和M个确定单元。第二实施例的OFDM解调装置也使用M-1个误差比较单元(包括比较单元507和508)和M-1个其它的确定单元(包括确定单元509和510)。
误差比较单元507从误差加法单元106输出的误差总量和从误差加法单元503输出的误差总量中选择较小的一个。误差比较单元508进行同样的操作。
确定单元509基于由误差比较单元507选择的总量，选择最小误差的候选调制信号。在第二实施例中，例如通过使用误差比较单元507比较误差加法单元106和503的输出，来比较与相邻频率的FFT滤波器组输出相对应的子载波的调制信号。因此，表示较小误差的候选调制信号的误差加法信号被输入到确定单元509。
将参考图6来描述第二实施例的OFDM解调装置的操作。特别地，将给出对第m个滤波器组输出执行的处理的描述。图6是说明该处理的流程图。在计算由公式(7)表示的值之前，所执行的操作和图4所示的一致。
在图4中的步骤S401到S411被执行之后，图6中的步骤S601被执行。在步骤S601，与包括最大数量的信号分量cKm的滤波器组104的输出相对应的确定单元505选择使得E(ζ)(m)最小的cKm。接着，误差比较单元507比较从误差加法单元106输出的误差总量(E(ζ)(m))的最小值和从误差加法单元503输出的误差总量(E(ζ)(m-1))的最小值(步骤S602)。如果该误差比较单元507在步骤S603确定E(ζ)(m-1)小于E(ζ)(m)，则该程序转到步骤S605，而如果该误差比较单元507在步骤S603确定E(ζ)(m-1)不小于E(ζ)(m)，则该程序转到步骤S604。
在步骤S604，确定单元509选择使得E(ζ)(m)最小的cKm-1，接着该程序转到步骤S606。在步骤S605，确定单元509选择使得E(ζ)(m-1)最小的cKm-1，接着该程序转到步骤S606。也就是，对于cKm-1，相同数量的信号分量被包含在确定单元107和505中，因此较小误差的确定结果被使用。
同样地，误差比较单元508比较从误差加法单元503输出的误差总量(E(ζ)(m))的最小值和从误差加法单元504输出的误差总量E(ζ)(m+1)的最小值(步骤S606)。如果误差比较单元508在步骤S607确定E(ζ)(m+1)小于E(ζ)(m)，则该程序转到步骤S609，而如果误差比较单元508在步骤S607确定E(ζ)(m+1)不小于E(ζ)(m)，则该程序转到步骤S608。
在步骤S608，确定单元510选择使得E(ζ)(m)最小的cKm+1。在步骤S609，确定单元510选择使得E(ζ)(m+1)最小的cKm+1。也就是，对于cKm+1，相同数量的信号分量被包含在确定单元505和506中，因此较小误差的确定结果被使用。
如上所述，在第二实施例中，可以改善关于与相邻频率的FFT滤波器组输出相对应的子载波的调制信号的确定的性能。
(第三实施例)下面将参考图7，描述按照本发明的第三实施例的OFDM解调装置。第三实施例不同于第一实施例的地方在于，前者中确定单元107和505的输出被分别输入到副本生成单元702和703。虽然误差计算单元501、误差加法单元503、确定单元505或候选调制信号单元511没有显示在图1中，但它们也被包含在第一实施例的OFDM解调装置中。此外，在第三实施例中，误差计算单元、误差加法单元或确定单元的数量不局限于3(误差计算单元105、501、502；误差加法单元106、503、504；确定单元107、505、506)，而是采用了M个误差计算单元、M个误差加法单元和M个确定单元。
与FFT滤波器组104的M个输出中的第m个相对应的副本生成单元702使用与滤波器组104的M个输出中的第m-1个相对应的确定单元107的输出、即调制信号的确定值，来作为定值。
此外，在第三实施例中，上述处理从滤波器组104的M个输出的其中一个开始，所述滤波器组输出包括空子载波和调制子载波的边界(对应于图8中的第e个输出)。这样做防止了被输入到误差计算单元105的更大部分的子载波形成空子载波。因此，初始确定性能(即，确定单元107的确定性能)提高了，这也改善了利用该确定单元107的确定结果由副本生成单元702生成的副本。也就是，提高了整体的确定性能。
预先在通信系统的发射机侧和接收机侧之间确定该边界，而且很容易将包括空子载波和调制子载波的边界的滤波器组输出输入到误差计算单元105中。
现在将参考图9来描述第三实施例的OFDM解调装置的操作。在流程图9中，当m被设置为值0到M-1中的每一个时(步骤S901、S905、S904)，步骤S412被执行。
在步骤S902，确定之后所获得的全部的8个子载波，从Km-8到Km-1，被用作定值，而9个子载波Km到Km+8被用作参数。例如，副本生成单元702使用由确定单元107确定之后获得的8个子载波Km-8到Km-1来作为定值。
在步骤S404，cKm，…，cKm+8被设置，其对应于9个子载波Km到Km+8，该9个子载波是通过在从所有子载波Km-8到Km+8中减去确定之后所获得的子载波Km-8到Km-1而得到的，其中所述所有子载波即全部17个子载波用于基于公式(5)的计算。因此，在步骤S903，步骤S404到S406被重复，直到ζ超过49(使用9而不是图4中步骤S407的17)。
图10示出了第三实施例的OFDM解调装置的S/N相对于BER(误比特率)的特性曲线。图10所示的特性曲线是当N、M、D和P分别被设置为8192、4098、6000和5时得到的。从图10可以看到，随着S/N的增加误比特率急剧减少。虽然没有示出，但是在现有技术中，误比特率是随着S/N的增加而逐渐地减少的。也就是，在第三实施例中，对于S/N，误比特率小于现有技术的误比特率。
(第三实施例的修改)下面将参考图11，描述按照本发明的第三实施例的修改的OFDM解调装置。
这种修改不同于图7所示的第三实施例的地方在于，前者只使用单个误差计算单元、误差加法单元、确定单元、副本生成单元和候选调制信号单元，而且前者进一步包括开关单元1101和滤波器组编号变更单元1102。
不过，该修改与图7的第三实施例在操作和优点上很相似。
滤波器组编号变更单元1102指定滤波器组输出编号0到M-1中的一个。通常，该滤波器组编号变更单元1102从0到M-1顺序地指定编号。
开关单元1101切换滤波器组104和误差计算单元105之间的连接，以将与由滤波器组编号变更单元1102指定的编号相对应的滤波器组104的输出信号输出到误差计算单元105。
副本生成单元1103接收候选调制信号，该候选调制信号根据由确定单元107确定的子载波而确定，从而生成对于还没被确定的每个子载波的副本。特别地，当生成对应于第m个滤波器组输出的副本时，副本生成单元1103使用与第m-1个滤波器组输出相对应的确定单元107的输出、即调制信号确定值，来作为定值。
如上所述，在本发明的第三实施例中，对于包含在相邻频率的FFT滤波器组输出中的第m个和第m-1个调制信号的重叠部份，对应于第m-1个滤波器组输出的确定值被用于第m个副本生成单元，因此要考虑的用于第m个副本的生成的子载波的数量(状态数)减少了。从而减少了计算量。
(第四实施例)下面将参考图12，描述第四实施例的OFDM解调装置。第四实施例不同于第一实施例的地方在于，前者中，确定单元107包括度量计算单元1201、1202和1203，幸存路径选择单元1204和1205以及单个确定单元1206。误差计算单元、误差加法单元或度量计算单元的数量不局限于3(误差计算单元105、501、502；误差加法单元106、503、504；度量计算单元1201、1202、1203)，而是采用了M个误差计算单元、M个误差加法单元和M个度量计算单元。而且，第四实施例的OFDM解调装置采用了包括幸存路径选择单元1204和1205在内的M-1个幸存路径选择单元。
误差计算单元105、501和502分别从副本生成单元701、1207和1208接收副本。
度量计算单元1201、1202和1203计算相应的滤波器组的度量值。度量的意思是Viterbi算法中的似然值。度量值与误差有关。度量值越大，误差越小。
基于从度量计算单元1202(1203)输出的度量值，幸存路径选择单元1204(1205)从多个对应于子载波的候选组合c2m和c2m+1中，选择提供了最大度量值的单个候选组合c2m和c2m+1，子载波的数量由调制方案确定，每个候选组合具有相同的值。
确定单元1206从幸存路径选择单元1205接收使用Viterbi算法的最大似然流估计结果，并选择与所有具备最大度量值的接收的路径中的一个相对应的c0，…，cN-1。也就是，对应于m＝M-1的幸存路径选择单元的输出包含所有由与m＝1到m＝M-1相对应的幸存路径选择单元选择的候选c2m和c2m+1。在第四实施例中，图13所示的部分或全部线路被称为符号路径。如图13所示，线路的一部分连接(关系到)由对应于m＝1到m＝M-1的幸存路径选择单元选择的C2m和C2m+1的候选组合。线路的另一部分将由对应于m＝1的幸存路径选择单元选择的C2和C3的候选组合连接到由对应于m＝0的幸存路径选择单元选择的C0和C1的候选组合。
特别地，基于由度量计算单元1202计算并对应于第m-1个滤波器组输出的度量值，并基于存在于由幸存路径选择单元1204选择的路径中的子载波，来计算对应于第m个滤波器组输出并由度量计算单元1203计算的度量值。而且，基于由度量计算单元1202计算并对应于第m-1个滤波器组输出的度量值，来选择由幸存路径选择单元1204选择并对应于第m个滤波器组输出的幸存路径。
下面将参考图13和14，描述第四实施例的OFDM解调装置的控制过程。图13示出了一个选择幸存路径的例子。图13示出了只有Viterbi算法才有的网格变换的例子。这里假设QPSK被选为调制方案，而且K个带有载波编号2m和2m+1的载波的子载波(在这种情况下，K＝2)被包含在第m个滤波器组输出中。在流程图14中，当m被设置为值0到M-1(步骤S901、S905、S904)时执行处理，从而执行步骤S1403。
在对应于m(m≥1)的每个值的阶段，度量计算单元1201、1202和1203为每个幸存路径计算对应于多个组合c2m和c2m+1的16个度量值(步骤S1401)。
在对应于m的每个值的阶段，幸存路径选择单元1204和1205从对应于子载波的多个候选组合c2m和c2m+1中，选择提供最大度量值的单个组合c2m和c2m+1，每个组合具备相同的值，而且在该阶段中设置该组合作为终值(步骤S1402)。特别地，在图13的例子中，如果m＝1而且(c2，c3)＝(0，1)，那么选择与(c0，c1)＝(3，3)以及图13中圈起来的值(c2，c3)＝(0，1)相对应的值组合。从而，就图13而言，该幸存路径选择单元1205最终选择16个较高似然值的路径作为幸存路径。
接着，确定单元1206从在第M-1个滤波器组输出的处理中选择的16个幸存路径中选择最大似然值的路径，从而选定该路径(步骤S1403)。也就是，该确定单元1206从该幸存路径选择单元1205接收似然流估计的结果，并且选择与被包括在所有接收的路径中的最大似然值的路径相对应的c0，…，cN-1(步骤S1403)。
如上所述，在第四实施例中，Viterbi算法被用于使用FFT滤波器组的最大似然流估计，从而减少了要被考虑用于度量计算的子载波的数量(状态数)。因此减少了计算量。
(第五实施例)下面将参考图15，描述第五实施例的OFDM解调装置。第五实施例不同于第一实施例的地方在于，在前者中，增加了符号定时单元1501和信道估计单元1502，而且除去了信道估计单元109。该信道估计单元1502包括导频滤波器组输出提取单元1503和MMSE估计单元1504。
符号定时单元1501执行符号定时的同步。也就是，该符号定时单元1501检测每个有效符号的前导部分。更具体地，该符号定时单元1501检测每个有效符号的前导部分的到达时间。在无ISI周期还不清楚的初始信道估计阶段，符号定时单元1501可以根据每个有效符号的前导部分和长度确定一个暂定的无ISI周期。也就是，该符号定时单元1501可以检测到一个暂定的无ISI周期。
信道估计单元1502估计每个信道响应的时间特性。导频滤波器组输出提取单元1503从FFT滤波器组104的输出中提取包含导频子载波分量的滤波器组输出。MMSE估计单元1504利用导频滤波器组输出，基于最小平方误差准则，估计每个信道响应的时间特性。
信道估计单元1502首先基于该暂定的无ISI周期来执行信道估计。也就是，信道估计单元1502估计在OFDM信号中各个延迟波落后前一个波多少度。具体来说，因为信道估计单元1502可以从第一信道估计处理中的信道响应的时间特性中检测到延迟波的延迟时间，所以它按照该延迟波的最大延迟时间来计算无ISI周期，并将其作为定值。随后，信道估计单元1502输出被保持在无ISI周期保持器102中的固定的无ISI周期。
接着，信道估计单元1502使用该固定的无ISI周期再一次执行信道估计。这样，信道估计的准确性提高了。
作为具体的例子，将描述在包含两个波的信道中的MMSE估计，所述两个波即前一个波和延迟波。MMSE估计单元1504估计使第m个导频滤波器组输出zp(m)和第2m个已知的导频子载波导频(2m)之差最小的时间特性。由MMSE获取的信道估计值<h>由下式给出h＝(R-1·r)*(9)其中R是一个相关矩阵，<r>是一个相关矢量。它们由下式给出R=E[hr·hr*]---(10)]]> 其中<h>r＝[h0，h1]T是一个2×1的矢量，其具有与前一个波和延迟波相对应的导频子载波作为分量，并由下式给出h0=[W0·exp(-j·2πN·np·(2m-1))]*·pilot(2m)---(12)]]>h1=[W0·exp(-j·2πN·(np-D)·(2m-1))]*·pilot(2m)---(13)]]>其中E[]表示期望值计算，其中事实上多个导频子载波被平均。
下面将参考图18A、18B和18C描述信道估计的准确性。图18A、18B和18C示出了当N、M、D和P分别被设置为8192、4098、6000和5而且延迟波的延迟时间被设置为2000时，累积概率和所获得的信道估计误差之间的关系。从这三个图中可以明显看到，与现有技术相比，信噪比越高，改善的幅度越大。
如上所述，在当存在比保护间隔长的延迟波时而执行的OFDM信道估计中，如果采用的是利用所有有效符号周期的现有技术方案，那么符号间干扰和子载波间干扰都会发生，这样就降低了信道估计的准确性。相反，在第五实施例的信道估计方案中，没有符号间干扰发生。虽然子载波间干扰的程度增加，但是增加的程度被滤波器组抑制。这样，第五实施例的OFDM解调装置抑制了这样的干扰从而提高了信道估计的准确性。
(第六实施例)下面将参考图16，描述按照第六实施例的OFDM解调装置。第六实施例不同于第五实施例的地方在于，在前者中，增加了用于接收确定单元107的输出的信道估计单元1601。该信道估计单元1601包括导频滤波器组输出提取单元1602和MMSE估计单元1603。
导频滤波器组输出提取单元1602从FFT滤波器组104的输出中提取包含导频子载波分量的滤波器组输出。MMSE估计单元1603利用从确定单元107输出的调制信号和导频滤波器组输出，基于最小平方误差准则，估计每个信道响应的时间特性。也就是，在第五实施例中，只有对应于前一个波和延迟波的导频子载波被包含作为<h>r的分量。相反，在第六实施例中，因为从确定单元107输出的确定结果还可以被用作对于包含在导频滤波器组输出中的数据子载波已知的信号，所以对应于前一个波和延迟波的数据子载波和上述子载波一起，可以被包含作为<h>r的分量。
如上所述，在本发明的第六实施例中，使用信道估计值来执行确定，而且该确定结果被用作已知信号来再次执行信道估计。因此，信道估计的准确性提高了。
(第七实施例)下面将参考图17，描述按照第七实施例的OFDM解调装置。第七实施例不同于第五实施例的地方在于，在前者中，增加了用于接收确定单元107的输出的信道估计单元1701。信道估计单元1701包括数据滤波器组输出提取单元1702和MMSE估计单元1703。
数据滤波器组输出提取单元1702从FFT滤波器组104的输出中提取包含导频子载波分量的滤波器组输出。更具体地说，数据滤波器组输出提取单元1702提取例如与存在于两个导频子载波之间的数据子载波相对应的滤波器组输出。MMSE估计单元1703利用从确定单元107输出的调制信号和数据滤波器组输出，基于最小平方误差准则，估计每个信道响应的时间特性。也就是，在第五实施例中，对应于前一个波和延迟波的导频子载波被包含作为<h>r的分量。相反，在第七实施例中，因为从确定单元107输出的确定结果还可以被用作对于数据子载波已知的信号，所以对应于前一个波和延迟波的数据子载波可以被包含作为<h>r的分量。
而且，在MMSE使用对应于数据子载波的确定值进行的信道估计中，每个信道响应的频率响应可以被估计。当由于频率选择性衰落引起的信道失真程度很高时，频率响应的估计比时间特性的估计更能提高估计的准确性。
如上所述，在本发明的第七实施例中，使用信道估计值来执行确定，而且该确定结果被用作已知信号来再次执行信道估计。因此，信道估计的准确性提高了。当每个导频子载波的SNR很低时，如果使用数据滤波器组输出，则可以提高信道估计的准确性。
在上述第七实施例中，使用无ISI周期减少了计算量。因此，执行用于减少由比保护间隔长的延迟波引起的干扰的计算量可以被减少，而且不会降低信道估计的准确性。
(第八实施例)以下表格示出了第八和第九实施例中使用的符号和第一到第七实施例中使用的符号之间的对应关系。
<用于发送OFDM信号的发射机>
下面将给出用于发送将由按照第八实施例的OFDM解调装置接收的信号的OFDM发射机的描述。
如图19所示，OFDM发射机包括映射单元1901、IFFT单元1902、GI附加单元1903和天线1904。
映射单元1901接收数据流(在图19中的″数据″)，并且使用子载波对其进行调制。
IFFT单元1902接收对应于子载波的调制信号，然后使用矩形窗将其进行窗处理(窗处理的效果基本上与没有执行窗处理的情况相同)，并将其进行IFFT。
在IFFT之后得到的时间波x(n)(n整数)由下式给出x(n)=1LFFTΣp=0LFFT-1X(p)ej2πnpLFFT---(14)]]>其中LFFT是FFT点的数量，X(p)是对应于第p个(0≤p≤LFFT-1)子载波的调制信号，而π是圆周率。
GI附加单元1903给每个进行了IFFT的调制信号添加一个保护间隔(GI)。然后，带有GI的调制信号通过天线1904被发送，增加GI之后获得的时间波x’(n)由下式给出
x′(n)=x(n)0≤n≤LFFT-1x(LFFT+n)-LGI≤n≤-1---(15)]]>其中LGI是保护间隔长度。
<用于执行似然估计的滤波器组和均衡器>
下面将参考图20和21，描述按照第八实施例的OFDM解调装置的原理。第八实施例的OFDM解调装置包括图20所示的元件。
在第八实施例中，滤波器组104对在不受ISI影响的周期(无ISI周期)内接收的信号执行滤波器组处理，而且确定单元(自适应滤波器单元)107对滤波器组104的输出执行MLSE处理。
通过与信道估计值的幅度值(h)相对应的信道发送、而且由天线101接收的信号y(n)由下式给出y(n)＝h*x′(n)(16)其中假设n＝0对应于每个有效符号的前导部分。而且，为了简化说明，噪声分量被省略。无ISI周期保持器102(图21中未示出)确定了不受ISI影响的周期。在无ISI周期(D-LGI≤n≤LFFT-1)内接收的信号可以被重写如下y(n)=1LFFTΣp=0LFFT-1H(p)X(p)ej2πnpLFFT---(17)]]>其中H(p)是第p个子载波的信道特性。滤波器组104所使用的滤波器组大小LFB是有效符号长度LFFT的一半。也就是，滤波器组104满足由下式给出的关系LLFB＝LFFT/2 (18)当基于MLSE执行似然计算时，均衡单元107使用在不同时间获取的K个滤波器组输出。K将被称为″似然平均数″。采样生成单元2103生成K个不同的采样时间(τ1，…，τK)。
在第k个周期中接收的信号yk(n)(0≤n≤LFB)由下式给出yk(n)＝y(n+τk) (19)其中τ1＝D-LGI。滤波器组104生成通过使用窗函数wn将信号Zk(n)进行窗处理而获取的信号Zk(n)，并将其进行变频(如FFT)。信号Zk(n)由下式给出zk(n)＝wnyk(n) (20)在第八实施例中，布莱克曼窗被用作窗函数。布莱克曼窗比海明窗或汉宁窗的中间频带稍宽而且边带电平(sideband level)稍低。布莱克曼窗系数，如图22所示，由下式给出wn=0.42-0.5cos(2πnLFB-1)0≤n≤LFB-1+0.08cos(4πnLFB-1)---(21)]]>例如滤波器组104对式(20)中的Zk(n)进行FFT，从而输出Zk(m)。基于公式(14)、(17)、(18)和(19)，Zk(m)可以由下式给出Zk(m)=1LFFTΣp=0LFFT-1(Σn=0LFFT2-1wne-j2π(2m-p)nLFFT)H(p)X(p)ej2πτkpLFFT]]>=1LFFTΣp=0LFFT-1(Σn=0LFFT-1wn′e-j2π(2m-p)nLFFT)H(p)X(p)ej2πτkpLFFT]]>=1LFFTΣp=0LFFT-1W(2m-p)H(p)X(p)ej2πτkpLFFT]]>(22)其中以下被满足wn′=wn1≤n≤LFFT/2-10LFFT/2≤n≤LFFT-1---(23)]]>而且，W(p)表示W′n的频率响应。图23示出了布莱克曼窗的频率响应。
根据该窗函数的频率响应，Zk(m)的近似值可以由下式给出，假设对于ICI(载波间干扰)要考虑的相邻子载波的范围是α 在第八实施例中，利用滤波器组104的第m个输出Zk(m)(0≤m≤LFFT/2-1)来执行关于第2m和第2m+1个子载波的流估计。副本生成单元113生成对应于Zk(m)的副本。对应于Zk(m)的副本由下式给出
Z^k(m)=1LFFTΣq=-α+αW(q)H^(2m-q)X^(2m-q)ej2πτk(2m-q)LFFT---(25)]]>其中hat[X(m)](即
)是对应于第m个子载波的候选信号流，而hat[H(p)]是对应于第p个子载波的候选信道特性。在以下描述中，hat[A]表示顶上带有尖三角的A(即
)。P/S单元2101将作为并行信号的滤波器组104的输出转换成串行信号。加法器2102将P/S单元2101的输出和副本生成单元113的输出(x(-1))相加。
误差计算单元105计算接收的信号和其副本之差，例如误差εk(m)。该误差εk(m)由下式给出ϵk(m)=Zk(m)-Z^k(m)---(26)]]>接着，误差加法单元106计算在K个不同的时间得到的误差(似然值)的总量bar[ε](m)(即ε(m))。该总量bar[s](m)可以由下式给出。在以下描述中，bar[A]表示顶上带有横线的A(即A)。
ϵ‾(m)=Σk=1K|ϵk(m)|2---(27)]]>自适应滤波器单元107使用公式(27)执行信号流估计。
<计算机仿真>
执行估计是为了分清对抑制ICI说来是必需的滤波器组间隔(即，τ1，…，τK之间的每个间隔)。在这种估计中，Eb/N0＝30dB，α＝3，并且似然平均数K和延迟时间D被用作参数。以下的表2示出了用于仿真的要素。
而且，以下的表3示出了设置对应于似然平均数K和延迟时间D的τK的值。τ1，τ2，…被以一定间隔设置(除τK外)。阴影部分的含义后面将会描述。假设FFT定时同步和信道估计被理想地执行。
图24示出了似然平均数K和误比特率特性之间的关系。在D＝LGI+6的情况下，如果K不大于3，则特性降低。这是因为由表3的阴影部分所指示的每个τK的间隔大于LFFT/6，而且由以下公式(28)给出的矢量vk(1≤k≤K)在复空间中彼此线性依赖，这使得无法充分地抑制ICI。公式(28)中的每个矢量vk对应于公式(25)的指数部分。从以上可以理解，每个τK的间隔必须被设置为LFFT/6或更少。也就是，如果每个τK的间隔被设置为有效符号长度的1/(2α)，则该间隔就足够了。
vk=[ej2πτk(-3)LFFT,ej2πτk(-2)LFFT,ej2πτk(-1)LFFT,1,ej2πτk(2)LFFT,ej2πτk(3)LFFT]---(26)]]>(第九实施例)在第九实施例中，用于最大似然估计的计算量减少了。也就是，第九实施例不同于第八实施例的地方在于，前者采用了图25所示的最大似然估算单元(MLSE)2501。
在第八实施例中，假设α是ICI抑制范围而且采用QPSK调制方案，则与每个滤波器组输出相对应的用于最大似然估计的状态数是42α+1。因此，在第八实施例中的计算量的阶数是O(42α+1×LFB×NCA/LFFT)，其中LFFT是FFT点的数量，LFB是滤波器组大小，NCA是有效载波的数量。相反，在第九实施例中，如下所述，最大似然估计被在两个阶段中执行，从而减少用于估计的状态数，并使得计算量的阶数为O(42(α-1)+1×LFB×NCA/LFFT)。
如图25所示，第九实施例的最大似然估算单元2501包括第一最大似然估计单元2502和第二最大似然估计单元2503。假设α是ICI抑制范围，则第一最大似然估计单元2502使用小于α的α1作为ICI抑制范围来执行最大似然估计。第二最大似然估计单元2503选择对应于与一个子载波相邻的子载波的范围的副本，该一个子载波对应于具有与α1重叠的区域的α2(α2＜α)。
另外，第一副本选择模块选择对应于α的全部范围的副本，而第二副本选择模块基于由第一副本选择模块选择的副本来选择一个最终副本。
下面将参考图26，给出最大似然估算单元2501的具体操作举例的描述。在图26中，α＝3，α1＝2并且α2＝2。
第一最大似然估计单元2502根据滤波器组输出Z(m-1)来估计hat[X(m-1)(2m-4)]、hat[X(m-1)(2m-3)]、hat[X(m-1)(2m-2)]、hat[X(m-1)(2m-1)]和hat[X(m-1)(2m)]的信号流。第一最大似然估计单元2502还根据滤波器组输出Z(m)来估计hat[X(m)(2m-2)]、hat[X(m)(2m-1)]、hat[X(m)(2m)]和hat[X(m)(2m+1)]、hat[X(m)(2m+2)]的信号流。第一最大似然估计单元2502还根据滤波器组输出Z(m+1)来估计hat[X(m+1)(2m)]、hat[X(m+1)(2m+1)]、hat[X(m+1)(2m+2)]、hat[X(m+1)(2m+3)]和hat[X(m+1)(2m+4)]的信号流。
接着，第二最大似然估计单元2503根据滤波器组输出Z(m)，使用hat[X(m-1)(2m-3)]和hat[X(m+1)(2m+3)]作为临时确定值，来估计hat[X(m)(2m)]和hat[X(m)(2m+1)]的信号流，并设置该估计值为定值。
<计算机仿真>
执行了第八和第九实施例的性能比较，其中α、α1、和α2分别被设置为3、2和2，似然平均值K被设置为5，而且其它参数被设置为如表2所示。
在图27中， 表示在第八实施例中获得的特性，+表示在第九实施例中获得的特性。从图27可以理解，第八和第九实施例之间没有很大差异，因而在第九实施例中，计算量可以减少而估计性能保持不变。
实施例的流程图说明了按照本发明的实施例的方法和系统。可以理解，流程图中的每个方框、以及流程图中的多个方框的组合可以由计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以被加载在计算机或其它可编程装置上以制造出一种机器，从而在计算机或其它可编程装置上执行的指令创建出用于实现该流程图方框或多个方框中指定的功能的模块。这些计算机程序指令也可以被存储在计算机可读存储器中，该计算机可读存储器可以控制计算机或其它可编程装置以特定的方式运行，从而存储在计算机可读存储器中的指令就制造出了包括指令模块的产品，所述指令模块实现了在该流程图方框或多个方框中指定的功能。所述计算机程序指令还可以被加载到计算机或其它可编程装置上，以使得在计算机或其它可编程装置上执行一系列操作步骤，从而制造出一种计算机可编程装置，该计算机可编程装置提供了用于实现该流程图方框或多个方框中指定的功能的步骤。
本领域技术人员将容易地想到其它优点和修改。因此，本发明在其更广的方面上并不局限于在这里示出和描述的特定细节和代表性的实施例。因此，可以进行各种修改而不脱离由所附权利要求及其等价物所定义的一般性发明原理的精神或范围。
权利要求
1.一种正交频分复用(OFDM)解调装置，包括天线，用于接收包括保持周期的信号，所述保持周期包括从最大延迟时间的延迟波的前导部分到前一个波的结尾部分范围的周期的部分；估计单元，用于估计由所述天线接收到的所述信号的信道响应；保持单元，用于基于所述信道响应，保持所述保持周期内所包含的第一信号分量，该第一信号分量包括第二信号分量，该第二信号分量被包含在预设长度的周期内，该预设长度的周期被包括在所述保持周期内；获取单元，用于通过将所述第二信号分量进行变频来获取一组滤波器组输出；生成单元，用于基于所述估计的信道响应、多个滤波器组输出中的每一个的频率响应、以及对于与所述多个滤波器组输出中的每一个中所包括的子载波相对应的调制信号的多个候选，来生成对于所述多个滤波器组输出中的每一个的多个副本；选择单元，用于选择所述多个副本中的一个，所选择的副本令与所述多个滤波器组输出中的每一个的分量和所述多个副本的分量之间的多个差值相对应的量值最小；以及确定单元，用于基于为所述多个滤波器组输出中的每一个选择的所述副本来确定所述调制信号。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述获取单元用于分别从多个所述第二信号分量获取多组所述多个滤波器组输出，所述多个第二信号分量被包括在所述保持周期中；所述生成单元用于基于所述估计的信道响应、所述频率响应、多个周期的位置以及所述多个候选，来为所述多组滤波器组输出中的每一个生成所述多个副本；所述选择单元用于获取从所述多个周期获得的所述多个差值的总量，并选择所述多个副本中令所述总量最小的一个副本。
3.根据权利要求1所述的装置，进一步包括滤波器组选择单元，用于当所述多个滤波器组输出中所包括的两个相邻频率的滤波器组输出中同时包含的子载波的调制信号被确定时，选择所述两个相邻频率的滤波器组输出中的一个，所述两个相邻频率的滤波器组输出中所选择的一个提供多个量值中较小的一个量值，所述多个量值与所述多个滤波器组输出中的每一个的分量和所述多个副本的分量之间的所述多个差值相对应；以及候选选择单元，用于选择所述多个候选中令与所述两个相邻频率的滤波器组输出中所选择的一个相对应的所述较小量值最小的一个候选作为所述调制信号。
4.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个滤波器组输出的数量是M，M的范围从0到M-1(M是不等于1的自然数)；类似于所述确定单元并且包括该确定单元的M个调制信号确定单元被提供给所述M个滤波器组输出；以及提供了类似于所述选择单元并且包括该选择单元的多个副本选择单元，所述多个副本选择单元中与所述多个滤波器组输出中的第m个(m是整数，1≤m≤M-1)相对应的一个副本选择单元将一个调制信号引作定值，该调制信号是由所述M个调制信号选择单元中与所述多个滤波器组输出中的第M-1个相对应的一个调制信号选择单元选择的。
5.根据权利要求4所述的装置，其中所述M个副本选择单元用于使用所述多个滤波器组输出中包含空子载波和调制子载波之间的边界的一个滤波器组输出的编号作为编号0来开始处理。
6.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个滤波器组输出的数量是M，M的范围从0到M-1(M是不等于1的自然数)；以及提供了类似于所述选择单元并且包括该选择单元的M个副本选择单元；并且进一步包括第一计算单元，用于基于对应于所述多个副本选择单元中与所述多个滤波器组输出中的第0个相对应的一个副本选择单元的差值，来计算对应于所述第0个滤波器组输出的度量值作为Viterbi算法中的似然值；第二计算单元，用于基于对应于所述多个副本选择单元中与所述多个滤波器组输出中的第1个相对应的一个副本选择单元的差值，以及基于由所述第一计算单元计算的度量值，来计算对应于所述第1个滤波器组输出的度量值；多个路径选择单元，用于基于由与所述多个滤波器组输出中的第m个(m是整数，0≤m≤M-1)相对应的所述第一计算单元和所述第二计算单元中的一个计算的度量值，来选择所述候选的多个组合中的一个，所述多个候选组合对应于所述第m个滤波器组输出中所包括的多个子载波，所述多个组合中的每一个具有同样的值，并且所述选中的组合具有最大度量值；以及组合选择单元，用于选择多个组合，每个组合是所述多个组合中的一个，所述多个组合中的一个是在M个阶段(0到M-1阶段)中的每一个中选择的。
7.根据权利要求1所述的装置，进一步包括检测单元，该检测单元用于检测与所述接收的信号中所包括的所述保持周期相对应的临时保持周期，并且其中所述保持单元用于保持所述临时保持周期中所包含的第三信号分量，所述获取单元用于在多个单位采样时间内对所述第三信号分量进行傅里叶逆变换，所述估计单元包括提取单元，用于基于所述第三信号分量，从所述多个滤波器组输出中提取一个包含导频子载波分量的滤波器组输出；以及时间特性估计单元，用于基于由所述导频输出提取单元提取的滤波器组输出，来估计在最小平方误差准则下确定的所述信道响应的时间特性，所述保持单元用于基于由所述时间特性估计单元估计的信道响应，保持所述保持周期中所包含的所述信号分量；以及所述获取单元用于基于由所述时间特性估计单元估计的信道响应，在多个采样时间对所述第二信号分量进行傅里叶逆变换。
8.根据权利要求7所述的装置，进一步包括时间特性估计单元，用于基于由所述确定单元确定的调制信号、以及由所述导频输出提取单元提取的滤波器组输出，来估计在所述最小平方误差标准下确定的所述信道响应的时间特性。
9.根据权利要求7所述的装置，进一步包括数据输出提取单元，用于基于所述第三信号分量，从所述多个滤波器组输出中提取一个包含数据子载波分量的滤波器组输出；以及时间特性估计单元，用于基于由所述确定单元确定的调制信号、以及由所述数据输出提取单元提取的滤波器组输出，来估计在所述最小平方误差标准下确定的所述信道响应的时间特性。
10.根据权利要求7所述的装置，进一步包括数据输出提取单元，用于基于所述第三信号分量，从所述多个滤波器组输出中提取一个包含数据子载波分量的滤波器组输出；以及频率响应估计单元，用于基于由所述确定单元确定的调制信号、以及由所述数据输出提取单元提取的滤波器组输出，来估计在所述最小平方误差标准下确定的所述信道响应的频率响应。
11.根据权利要求7所述的装置，其中所述保持单元用于基于由所述时间特性估计单元估计的信道响应的最大延迟时间来计算所述保持周期。
12.根据权利要求2所述的装置，其中所述生成单元用于从q＝-α到q＝+α计算以下公式中所包括的指数函数，以设置所述周期的时间间隔，其中在所述周期中，与不同的τk值相对应的矢量在复空间中彼此是线性独立的，所述公式的左边对应于所述副本，假设q＝ξ(-α≤ξ≤+α)的所述指数函数是每个所述矢量的第ξ个分量，Zk^(m)=1LFFTΣq=-α+αW(q)H^(2m-q)X^(2m-q)ej2πτk(2m-q)LFFT]]>其中如果所述变频是傅里叶变换或傅里叶逆变换，则LFFT是傅里叶变换点的数量或傅里叶逆变换点的数量，W(q)是窗函数的频率响应，hat[H(p)]是第p个子载波的信道特性的估计值，hat[X(m)]是对于第m个子载波的候选信号流，j2＝-1，π是圆周率，τk(k＝1，…)是采样时间，而α是所述多个滤波器组输出中的每一个中所包括的相邻子载波的范围。
13.根据权利要求2所述的装置，其中所述周期的每个时间间隔被设置为不大于所述OFDM信号的有效符号长度的1/(2α)的值，α指示所述多个滤波器组输出中的每一个中所包含的相邻子载波的范围。
14.根据权利要求1所述的装置，其中所述选择单元包括第一副本选择单元，用于选择与相邻子载波的范围α1(α1＜α)相对应的副本，α是所述多个滤波器组输出中的每一个中所包含的相邻子载波的范围；以及第二副本选择单元，用于使用由所述第一副本选择单元选择的副本作为临时确定值，选择与相邻子载波的范围α2(α2＜α)相对应的副本，α2具有与所述范围α1重合的区域，所述第一副本选择单元选择包括在全部范围α内的副本，所述第二副本选择单元基于由所述第一副本选择单元选择的副本来选择副本。
15.一种正交频分复用(OFDM)解调方法，包括估计包括保持周期的信号的信道响应，所述保持周期包括从最大延迟时间的延迟波的前导部分到前一个波的结尾部分范围的周期的部分；基于所述信道响应，保持所述保持周期中所包含的第一信号分量，该第一信号分量包括第二信号分量，该第二信号分量被包含在预设长度的周期内，该预设长度的周期被包括在所述保持周期内；通过将所述第二信号分量进行变频来获取一组滤波器组输出；基于所述估计的信道响应、多个滤波器组输出中的每一个的频率响应以及对于与所述多个滤波器组输出中的每一个中所包括的子载波相对应的调制信号的多个候选，来生成对于所述多个滤波器组输出中的每一个的多个副本；选择所述多个副本中的一个，所选择的副本令与所述多个滤波器组输出中的每一个的分量和所述多个副本的分量之间的多个差值相对应的量值最小；以及基于为所述多个滤波器组输出中的每一个选择的副本来确定所述调制信号。
全文摘要
正交频分复用解调装置包括天线，接收包括保持周期的信号，该保持周期包括从最大延迟时间的延迟波的前导部分到前一个波的结尾部分范围的部分周期；估计单元，估计信道响应；保持单元，基于信道响应，保持包含在保持周期内的第一信号分量，其包括预设长度的周期内所包含的第二信号分量；获取单元，通过将第二信号分量进行变频来获取多个滤波器组输出；生成单元，基于信道响应、每个滤波器组输出的频率响应、和与每个滤波器组输出中包括的子载波相对应的调制信号的候选，生成对于每个滤波器组输出的副本；选择单元，选择令与每个滤波器组输出的分量和副本的分量之间的差值相对应的量值最小的一个副本；和确定单元，基于选择的副本确定调制信号。
文档编号H04J11/00GK1901526SQ20061008425
公开日2007年1月24日 申请日期2006年5月30日 优先权日2005年6月21日
发明者笠见英男, 松冈秀浩, 鹤田诚 申请人:株式会社东芝