专利名称：估算信道脉冲响应的方法以及无线电站和信道估算序列的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于估算无线电信道的信道脉冲响应的方法以及一种相应的无线电站和一种相应的信道估算序列。
背景技术：
在无线电通信系统中，相应的本机振荡器的频率漂移导致进行发射的无线电站与进行接收的无线电站之间的载频偏移(英语为CarrierFrequency Offset(CFO))。由于CFO，基带发射信号从进行接收的无线电站看来在频域中偏移。在OFDM(正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplex))无线电通信系统中，这种偏移引起单个副载波信号丢失正交性，由此在那些副载波信号之间出现干涉。为了保证无干涉的传输，因此必须在OFDM无线电通信系统中准确地估算和补偿CFO。
在SU无线电通信系统(SU(英语为single-user)即单个用户)中，例如该过程如下形成在初始过程中(并且因此还在执行用于进行系统调整的其它功能之前)，能借助于公知的方法足够准确地估算和完全地补偿CFO。借助其来获得关于信道脉冲响应的知识并且通常接在补偿CFO之后的无线电信道的估算因此不再受CFO的影响。
在MU-MIMO无线电通信系统(MU(英语为multi-user)即多个用户，而MIMO(英语为multiple-input/multiple output，多输入/多输出)即多天线)中情况不同。此处，多个无线电站(例如用户电站)分别在应用一个或者多个发射天线的情况下同时在例如同一频带中与具有一个或者多个接收天线的无线电站(例如基站)进行通信。在上行链路(用户站发射而基站接收)期间，每个用户站相对于基站具有自己的、与其它用户站的CFO无关的CFO。因此，基站不能简单地相应地匹配其本机振荡器，以进行CFO补偿。为了尽管如此还能在基站中执行(单独针对每个用户站的)CFO补偿，首先必须在基站中分离不同用户站的信号。对于用户站分离，关于在被分配给每个用户站的、对应于单个发射和接收天线对的无线电信道方面的信道脉冲响应的知识是必要的。
发明内容
因此必需一种信道估算方法，该信道估算方法尽管有干扰也能够提供相应的无线电信道的信道脉冲响应的可靠的估算值，这些干扰由于在由同时接收所有用户站的信号所产生的总接收信号中存在多个CFO形成。
这个任务利用根据独立权利要求所述的方法以及无线电站和信道估算序列来解决。
本发明的有利的改进方案和扩展方案是从属权利要求的主题。
在根据本发明的用于估算无线电信道的信道脉冲响应的方法中，由于通过第二无线电站发射第一信道估算序列，第一无线电站在第一无线电信道上接收接收信号并且通过将该接收信号与第一信道估算序列进行相关来估算该第一无线电信道的信道脉冲响应，其中该第一信道估算序列具有第一子序列和第二子序列，这两个子序列构成第一格雷(Golay)序列对。根据本发明，这两个子序列在相同位置(或者在开头或者在末尾)上这样各被扩展了数量为L的元素，使得对于第一信道估算序列在偏移了k(其中0＜|k|≤L)时保持格雷序列对的非周期的自相关特性。
有利地，所有L个元素分别有值“零”。
有利地，对于数量L适用的是，L大于或者等于信道脉冲响应的最大长度。
本发明的扩展方案规定，所述第一信道估算序列由后接有第二子序列的第一子序列的序列的数量为v的重复来构成，其中对于该v次重复的每次，这两个子序列在相同位置(或者在开头或者在末尾)上这样各被扩展了数量为L的元素，使得对于第一信道估算序列在偏移了k(其中，0＜|k|≤L)时保持格雷序列对的非周期的自相关特性。
有利地，利用沃尔什哈达马(Walsh-Hadamard)序列来调制第一信道估算序列的该v次重复。
在本发明的有利的改进方案中，为了估算第二无线电信道的信道脉冲响应，在第一无线电站与第三无线电站之间应用第二信道估算序列，所述第二信道估算序列与第一信道估算序列的区别在于，代替第一子序列，该第二信道估算序列具有第三子序列，并且代替第二子序列，该第二信道估算序列具有第四子序列，其中所述第三和第四子序列构成与第一格雷序列对交叉互补的第二格雷序列对。
根据本发明这样构成所述第一和第二信道估算序列，以致对于这些信道估算序列保持格雷序列对的非周期的自相关特性。这有利地导致，在偏移了k(其中0＜|k|≤L)时，第一和第二信道估算序列具有理想的非周期的互相关特性。因此，第一和第二信道估算序列是正交的。可以相应地构成其它的正交信道估算序列。
根据本发明的无线电站具有用于执行根据本发明的方法所必需的所有特征。特别是可以设置用于执行单个方法步骤或者方法变型的相应的装置。
根据本发明的信道估算序列具有为了将其用于根据本发明的方法所必需的所有特征和特性。
下面借助于附图中所示的实施例详细地说明本发明。其中图1示出第一和第二根据本发明的信道估算序列的示意图，图2示出四个由第一和第二信道估算序列构成的并且利用沃尔什哈达序列来调制的其它信道估算序列的示意图，图3示出借助第一和第二信道估算序列来进行根据本发明的信道估算的示意图，图4不仅针对无线电信道的信道脉冲响应的理想的估算而且针对时域中的根据本发明的信道脉冲响应的估算示出在检测到两个载频偏移的OFDM符号时的误差率的模拟结果，以及图5不仅针对无线电信道的信道脉冲响应的理想的估算而且针对频域中的公知的信道脉冲响应的估算示出在检测到两个载频偏移的OFDM符号时的误差率的模拟结果。
这些附图中的相同的参考标记表示相同的对象。
具体实施例方式
无线电站是一种借助其在无线电通信系统中通过空中接口发送有用数据和/或信令数据的装置。例如，无线电站被布置在网络侧，也就是说，该无线电站是无线电通信系统的无线电接入网的组成部分。此外，无线电站可以例如是用户站。
例如，用户站是移动无线电终端设备、特别是移动电话或者也可以是位置移动的或者位置固定的装置，用于传输图像数据和/或声音数据，用于发送传真、发送短消息业务SMS(Short Message Service)、发送多媒体消息传递业务MMS(Multimedia Messaging Service)和/或发送电子邮件和/或用于接入因特网。
从一用户站接收有用数据和/或信令数据和/或向该用户站发送有用数据和/或信令数据的、被布置在网络侧的无线电站例如是基站或者所谓的接入点(英语为access point)。基站如同经过其它的网络侧装置与核心网连接的接入点一样，通过所述核心网络进行其它的无线电通信系统中的连接或者其它的数据网中的连接。数据网例如被理解为具有例如语音和/或数据的线路交换或者分组交换连接的因特网或者固定网。
本发明可有利地被用于任意的无线电通信系统中。无线电通信系统应被理解为其中经空中接口在无线电站之间进行数据传输的系统。所述数据传输既可以双向进行也可以单向进行。无线电通信系统特别地是任意的例如按照GSM标准或者UMTS标准的移动无线电系统。无线电通信系统还应被理解为未来的移动无线电系统(例如第四代移动无线电系统)以及自组织(Ad-hoc)网。无线电通信系统例如也可以是根据标准IEEE 802.11a-i、HiperLAN1和HiperLAN2的无线局域网(WLANWireless Local Area Network)以及蓝牙网和具有例如根据IEEE 802.16的无线接入的宽带网。
下面将基站考虑为第一无线电站并且将用户站分别考虑为第二和第三无线电站，可是并不想要由此表示本发明应被限于此。
当然，本发明也可被用于由用户站执行的利用基站和/或利用其它的用户站的无线电信道的信道脉冲响应的估算。
下面，通常以应用OFDM来进行数据传输的无线电通信系统为例来说明本发明，可是并不想要由此表示本发明应被限于此。
如已经在说明书引言中所提及的那样，CFO导致基带发射信号在频域中的偏移。对于等效的时域信号，频率偏移意味着与相对应的时间连续的相位旋转函数(Phasenrotationsfunktion)相乘。
在该实施例中考虑具有N个副载波的OFDM无线电通信系统。借助于N级傅立叶变换，从(离散的)频域信号X(n)中得到同样离散的、包含N个时间抽样的时域信号x(n)。如果出现为p倍副载波间隔Δf大小的CFO，则将时域信号x(n)与离散的相位旋转函数ejp·2πn/N相乘。
该关系适用于所有的p∈R、p∈[-N/2...N/2]。
在MU-MIMO无线电通信系统的上行链路中，在基站的接收机上重叠不同用户站的i个发射信号xi(n)，这些发射信号xi(n)分别由于自己的在副载波间隔Δf上标准化的CFO pi和信道脉冲响应hi(1)(1∈
)而失真ri(n)=Σl=0Lhi(l)ejpi·2π(n-l)/Nxi(n-l)---(2)]]>r(n)=Σiri(n)---(3)]]>在此，ri(n)是同时到达所述接收机的用户站的i个单个信号，而r(n)是由全部单个信号ri(n)的重叠组成的单个接收天线上的接收信号。
可以此为出发点，即用户站的CFO在上行链路期间在实践中所应用的MU-OFDM无线电通信系统中比较小；副载波间隔Δf的百分之几的数量级是现实的。于是，可以把由CFO所引起的、接收信号ri(n)的两个单个直接相继的时间抽样ri(k)与ri(k+1)之间的相位旋转视为可忽略得小；在具有N＝64个副载波的OFDM系统中，在CFO为副载波间隔的10％的情况下，相位旋转是ej0.1·2π/64≈ej0.01≈1(4)下面针对示例性考虑的MU-OFDM无线电通信系统以此为出发点，即每个用户站只拥有单个发射天线。当然，所阐明的考虑也可以毫无问题地移用到其中用户站应用多于一个的发射天线的无线电通信系统中。
为了能够同时估算所有用户站的无线电信道的信道脉冲响应，采用由用户站例如在数据传输开始时作为先导序列同时经过相应的无线电信道所发射的正交信道估算序列。当然，所述信道估算序列还可以作为中间序列或者后置序列并且也在数据传输期间必要时重复地被发射。
正交信道估算序列的特征在于下列特性如果将两个正交信道估算序列逐元素地相乘并且将由该相乘所得到的乘积序列(在时间上没有相互偏移的信道估算序列中，这对应于标量积的构成)的全部单个乘积相加，则得到零作为总和。这意味着，在每个元素(单个乘积)的乘积序列之内存在反元；在求和所述乘积序列的元素时，元素和反元相互抵消，以致得到零作为总和。
在接收机中获得单个用户站的无线电信道(无线电信道用于在发射天线与接收天线之间传输信号)的信道脉冲响应，其方式是将通过同时向每个接收天线发射用户站的信道估算序列而由重叠所发射的信道估算序列所形成的接收信号与相应的在接收机中存在的未失真的信道估算序列进行相关。该相关的结果于是只包含经过其发射所选出的信道估算序列的部分无线电信道，因为由于单个同时被发射的信道估算序列的正交性而在进行相关时抑制所有其余无线电信道的全部影响。以这种方式可以单个估算每个无线电信道。
但是，由CFO所引起的时域信号的相位旋转却导致干扰信道估算序列的正交性在对接收信号和所考虑的用户站的信道估算序列进行相关时在接收机中所形成的各个乘积序列之内，由于时间上的相位旋转，反元具有不同于对应于其的配对元(Gegensuteck)的其它相位；因而，在相加时这两个元素不能够完全抵消。本发明人已认识到，为了保持这种干扰尽可能地小，应当如此设计该信道估算序列，以致反元与相对应的配对元在进行相关时所构成的乘积序列之内在时间上彼此靠近，以便该反元与相对应的配对元在相位上具有尽可能小的差别。在这种情况下，即使在接收信号中存在CFO，仍能为该用户站的无线电信道的信道脉冲响应确定可靠的估算值。
如果在时域中执行信道估算，则必需具有良好的互相关特性以及自相关特性的信道估算序列，以便尽可能无干扰地分辨时间上的信道脉冲响应的单个分支。本发明人已发现，在所谓的格雷序列对的基础上可以构成在所确定的时间窗之内拥有理想的互相关特性和自相关特性的信道估算序列。下面仅简短地说明对于本领域技术人员知之甚详的格雷序列对的特性。考虑其元素来自集合[-1，+1]的示例性的二元序列。当然还可针对所述元素应用由复数的集合构成的值。
相关函数可以在数学上如下定义假定有长度为S的两个序列a和b。那么，
ck(a,b)=Σi=0S-k-1ai*bi+k0≤k<S,---(5)]]>c-k(a,b)=ck*(b,a)---(6)]]>为非周期的互相关函数。此处，*表示共轭的复算子。
如果a＝b，则等式(5)和(6)描述非周期的自相关函数。
此外假定长度为R的序列r0。对于序列r0，能够这样构造相同长度的互补的序列r1，使得r0和r1的自相关函数的总和对于所有的k≠0为零而对于k＝0取值2R。2R对应于这两个序列的总和能量 也就是，对于每个k≠0，r1的自相关函数准确地取r0的自相关函数的反值。满足式(7)中所述条件的序列对(r0，r1)被称为格雷序列对。此外，对于每个格雷序列对都能构成满足以下条件的交叉互补的序列对(q0，q1)ck(r0，q0)+ck(r1，q1)＝0 k (8)此处，r0和q0的互相关函数因此完全与r1和q1的互相关函数相反。对(q0，q1)本身又是格雷序列对，也就是说，序列q0和q1的自相关函数在其方面又满足以下条件 该格雷序列对的两个序列q0和q1同样具有长度R。
如上已经提及的那样，在等式(7)至(9)中，左侧两个求和项之一是相应的其它求和项的反元(在自相关函数内k＝0的情况除外)。在自相关总和(7)中，左边的求和项只由序列r0的元素的乘积组成，而对于k≠0提供与左边的求和顶相反的元素的右边的求和项只由序列r1的元素的乘积组成。
为了满足之前已经所述的由本发明人所识别的对信道估算序列的以下要求，即乘积序列之内的元素和反元应当尽可能地相互靠近，可以构成第一信道估算序列和第二信道估算序列，其方式是以上所考虑的格雷序列对的序列r0和r1以及q0和q1在第一信道估算序列之内以及第二信道估算序列之内直接在时间上接近地(也就是说直接相继地)来布置。可是，这在发射第一和第二信道估算序列时可能由于具有不同的传输持续时间的不同的传输路线(多路径传播)而导致序列r0和r1以及q0和q1在接收机处的重叠。由此可能不存在对于尽可能好的信道估算所必需的、第一和第二信道估算序列的非周期的自相关特性。此外，除了在偏移k＝0时以外，第一和第二信道估算序列可能不是正交的。
为了在由于信道脉冲响应的最大长度而出现在基于相应的传输的第一和第二无线电信道上的那种偏移的范围中达到第一和第二信道估算序列的理想的自相关，构成第一信道估算序列S1和第二信道估算序列S2，其方式是分别在相应的子序列r0和r1或q0和q1之后(也就是说在相应的子序列的末尾)嵌入具有零的块，所述块在这两个信道脉冲响应方面拥有最大长度L(参见图1)。根据本发明以这种方式达到，在进行自相关时，不论是第一还是第二信道估算序列直到各偏移k＝L时都不会重叠这两个相应的子序列r0和r1或q0和q1。同时，对于第一和第二信道估算序列通过应用零来根据本发明保持格雷序列对的非周期的互相关特性。如果取代零而是例如可能应用子序列r0和r1或q0和q1的周期连续，则这例如可能不是这种情况。当然，所述块“零”也可以分别被嵌入子序列r0和r1或q0和q1的开头。
因此，第一信道估算序列S1和第二信道估算序列S2分别拥有总长度2(R+L)。通过选择尽可能短的子序列的长度R，可以在整个序列之内进一步减少其开始的间隔。从而进一步地提高信道估算序列相对于由于CFO的小的失真的稳定性。如本领域技术人员不难看出的那样，在图1中所示的信道估算序列S1和S2在偏移k∈[-L...L]的范围内具有理想的自相关特性和互相关特性。
具有相同的上述特性的其它正交信道估算序列能借助于扩展来产生通过v次重复第一信道估算序列S1或第二信道估算序列S2能产生长度为S＝v·2(R+L)(v∈N)的其它信道估算序列si。单个由第一或第二信道估算序列所构成的该信道估算序列的元素利用沃尔什哈达马序列来调制。以这种方式形成多个正交的信道估算序列，这些信道估算序列全都拥有与第一和第二信道估算序列S1和S2相同的自相关特性和互相关特性(参见图2)。借助于所述其它的信道估算序列可以从任意数量的用户站出发对于任意数量的无线电信道(也就是说也对于每个用户站的任意数量的发射天线)在接收机中同时估算信道脉冲响应。
在具有M个接收天线的接收机中，基于由K个用户站例如各用一个天线所发射的信道估算序列si(i∈[1...K])得到接收信号rj(n)(j∈[1...M])。于是，第i个用户站的发射天线与第j个接收天线之间的传输路径的单个信道脉冲响应hij(n)可以从相对应的接收信号与已知的信道估算序列si的相关中获得。
为了估算信道脉冲响应hij(n)，首先将接收信号rj(n)与相位旋转函数exp(-jΔfi·n)，Δfi＝2π·pi/N(10)相乘，所述相位旋转函数补偿第i个用户站在rj(n)中的载频偏移。因此得到一次CFO补偿过的信号rj(i)n=exp(-jΔfi·n)·rj(n)---(11)]]>通过紧接着将该信号与相应的信道估算序列si进行相关，按照下式得到信道脉冲响应hij(n)hij(n)=12RvΣd=0S-1rj(i)(d+n)·si*(d)---(12)]]>其中，2Rv对应于信道估算序列si的能量。
通过式(11)中的CFO补偿确保，在进行相关时相位正确地累加对信道脉冲响应hij(n)做出构造贡献的全部元素。rj(n)中的其它用户站的信号的CFO的大小由于式(11)中的相位旋转函数(10)虽然以统计学方法(Mittel)增加(增加随机量的分散)，可是这只对应当彼此补偿的式(12)中的相关总和之内的元素有小的影响。由于(由根据本发明的信道估算序列si决定的)相关总和中的元素的靠近的时间位置和与之相关联的、引起元素与反元之间的CFO的很小的相位差，由不完全补偿所引起的干涉也即总是小得可以忽略不计，以致该干涉在进行信道估算时不起决定作用。
图3示意性地示出第一用户站UE1，所述第一用户站UE1向基站节点B发射借助于序列发生器SG1所产生的第一信道估算序列S1。同时，第二用户站UE2向基站节点B发射借助于序列发生器SG2所产生的第二信道估算序列S2。该基站有第一和第二接收天线A1、A2，并且利用第一接收天线A1在第一无线电信道FK1上接收第一信道估算序列S1以及在第二无线电信道FK22上接收第二信道估算序列S2。同时，该基站节点B利用第二接收天线A2在第三无线电信道FK11上接收第一信道估算序列S1以及在第四无线电信道FK2上接收第二信道估算序列S2。
例如，第一信道估算序列S1以r0＝[1 1 -1 1]和r1＝[1 1 1 -1]来构成并且第二信道估算序列S2以q0＝[-1 1 1 1]和q1＝[-1 1 -1-1]来构成。因此，子序列r0、r1、q0、q1的长度是R＝4。
通常，出于能量效率的原因有利的是，尽可能大地并且大于信道脉冲响应的长度L来选择R。但是，R只需选择得如此大，以致在基站与用户站之间存在的频率偏移不防碍信道估算。这可能导致必须将R选择得小于L。
如果R＞L并且R＝M*L(其中m∈N)，则有利的是如下构成第一和第二信道估算序列的子序列r0＝m*r0′并且r1＝m*r1′，以及q0＝m*q0′并且q1＝m*q1′，其中r0′和r1′以及q0′和q1′具有长度L并且r0′和r1′以及q0′和q1′是格雷序列对。子序列r0和r1以及q0和q1通过m次重复(逐块地周期性连续)格雷序列r0′和r1′以及q0′和q1′来构成。这样构成的子序列r0和r1以及q0和q1同样是格雷序列对并且根据本发明可被用于进行信道估算。
以这种方式降低构成第一和第二信道估算序列的花费，因为构成和m次重复长度为L的格雷序列比直接构成长度为m*L的格雷序列要求更少的花费。
由于重叠第一和第二信道估算序列而在第一接收天线A1上形成第一接收信号r1并且在第二接收天线A2上形成第二接收信号r2。为了确定第一无线电信道的信道脉冲响应h11(n)，根据等式(10)将第一接收信号r1与相应的相位旋转函数exp(-j*ΔfUE1*n)相乘并且接着与第一相关器中的未失真的第一信道估算序列S1进行相关。此外，为了确定第二无线电信道的信道脉冲响应h21(n)，将第一接收信号r1与相应的相位旋转函数exp(-j*ΔfUE2*n)相乘并且随后与第二相关器中的未失真的第二信道估算序列S2进行相关。相应地，为了确定第三无线电信道的信道脉冲响应h12(n)，将第二接收信号r2与相应的相位旋转函数exp(-j*ΔfUE1*n)相乘并且随后与第四相关器中的未失真的第一信道估算序列S1进行相关。为了确定第四无线电信道的信道脉冲响应h22(n)，将第二接收信号r2与相应的相位旋转函数exp(-j*ΔfUE2*n)相乘并且随后与第三相关器中的未失真的第二信道估算序列S2进行相关。基站节点B借助于序列发生器SG产生所述第一和第二未失真的信道估算序列S1、S2。
在该实施例中，接收信号r1和r2的相关通过被布置在基站之内的单元来执行。当然，上述的相关也可以在具有相应的单元的装置中被执行，该装置与基站线路连接或者通过空中接口连接并且向该装置输送这两个接收信号。
如果取代第一和第二信道估算序列而应用两个根据图2的不同的其它信道估算序列si，则也能毫无问题地执行上述的无线电信道的信道脉冲响应的估算。同样，所述方法也可被一般化到任意数量的用户站和发射天线。
一种借助于由基站节点B所接收到的信道估算序列通过第一和第二用户站UE1、UE2进行的信道估算借助于相应的序列发生器SG1、SG2和存在于每个用户站中的相关器K01、K02以相应的方式通过使用等式(10)、(11)和(12)进行。例如，基站节点B为每个其发射天线各应用唯一的信道估算序列。因此，这些信道估算序列识别基站的发射天线并且由所有用户站用于进行信道估算。
借助于模拟，在OFDM无线电通信系统中研究了基于此处所介绍的信道估算序列的信道估算的性能特性。对于该无线电通信系统做出以下的假设·各具有一个发射天线的2个用户站，具有3个接收天线的基站·具有在所有无线电信道上考虑的最大长度L＝3(4个分支)的瑞利衰落(Rayleigh-Fading)的无线电信道·以时间常数q＝4呈指数消退的性能分布(Leistungsprofil)·N＝64个副载波，长度G＝16个抽样的保护间隔(Guard-Intervalle)·BPSK调制构造信道估算序列·子序列r1的长度R＝4
·零块的长度L＝16·在所应用的信道估算序列中重复第一或第二信道估算序列S1和S2v＝8由此得出所应用的信道估算序列si的总长度为S＝v·2(R+L)＝320个抽样。通过确定零块的大小为L＝16，所述序列支持16+1＝17个分支的信道脉冲响应的最大长度。这也是其中OFDM系统尚能够无误差地运行的最大信道长度(L对应于所述保护间隔的长度)。对于所有的无线电信道(也就是说，发射天线与接收天线之间的每次传输均对应于一无线电信道)，总是首先确定该系统能够分辨的所有17个分支。接着进行所述分支的分析如果在相关联的范围[x...L](x∈
)中单个信道分支的能量在某一阈值之下，则从分支x起缩短相应的信道脉冲响应。这导致信道脉冲响应在频域中的平滑。在缩短之后进行向频域的变换。然后，利用所有信道脉冲响应的单个频域-信道系数就可以执行所传输的OFDM数据符号的MIMO信道校正。彼此独立地为每个模拟过程随机决定这两个用户站的CFO。其分布遵从平均值为0并且分散度为σ的高斯曲线。图4示出所得到的性能曲线。在这方面，性能曲线应被理解为根据以dB为单位的信噪比SNR的校正过的OFDM数据符号的误码率BER。分散度σ以副载波间隔的百分数来给出。在理想的信道知识中，以分散度σ＝10％的CFO得出误差基底(error-floor)，因为OFDM无线电通信系统中的信道校正不再达到完全无干涉(OFDM信号的正交性的小的干扰)。如图4所示，所估算的信道的曲线与理想的信道知识情况下的曲线也在高SNR的范围中叠合。该结果强调了根据本发明的信道估算相对于由小的CFO所引起的接收信号失真的稳定性。
为了进行比较，考虑一种公知的用于针对MU-OFDM无线电通信系统而在频域中估算信道脉冲响应的方法。在那所应用的系统在2004年10月11-13日在中国上海举办的IEEE Global Mobile Congress(IEEE全球移动通信会议)上由V.Jungnickel等人的公开文献“Real-TimeConcepts for MIMO-OFDM(MIMO-OFDM的实时概念)”中详细地被说明。下面简短地说明对于该比较所必需的该系统的特性。
给用户站的每个发射天线分配自己的沃尔什哈达马序列。该沃尔什哈达马序列从每个单个发射天线出发被传输到N个可供使用的副载波的每个上(因此，沃尔什哈达马序列分布到多个在时间上相继的OFDM数据符号)。在接收机中，在将时域接收信号转换到频域中之后，将单个所接收到的副载波信号与已知的沃尔什哈达马序列进行相关。于是，为每个单个无线电信道的每个单个副载波得到信道脉冲响应的频域系数。为了接着执行单个无线电信道的系数的平滑，借助于离散的傅立叶变换将该系数变换成长度为G(保护间隔的长度并且因此是该系统的最大可分辨的信道脉冲响应长度)的时域信号；得到时域中的信道脉冲响应。此后，进行信道脉冲响应的单个分支的分析并且必要时如前文针对根据本发明的方法所说明的那样说明紧接着的缩短。在接着把已缩短的信道脉冲响应逆变换至频域中之后，得到相应的无线电信道的所有副载波的平滑了的系数。
如果在接收信号中存在各种用户站的CFO，则为了确定信道脉冲响应的频域系数Hij(n)，首先必须根据等式(11)重新补偿具有第i个用户的CFO的接收信号rj(n)(时域)。接着，按照前面所说明的方案进行频域系数Hij(n)的确定。对单个副载波进行相关。因而，在相关总和之内的两个彼此相继的元素之间有持续时间为OFDM数据符号的时间间隔(总共N+G个单个时间抽样)。这因此也是应当在相关总和中彼此补偿的元素的最小时间间隔；根据等式(1)，相位中的差据此相应的大。但是，根据所应用的沃尔什哈达马序列，相关总和中的反元与配对元之间的间隔也是该最小间隔的多倍，结果总是较差地达到这两个元素的完全补偿。
此处所说明的特性清楚地在图5中示出，其中在应用所介绍的信道估算时示出借助于模拟所确定的刚才所说明的比较系统的性能曲线。作为信道估算序列，由两个用户站各发射四个在时间上相继的OFDM符号，该OFDM符号的副载波信号已承载沃尔什哈达马序列[1 1 1 1](第一用户站)和[1 -1 1 -1](第二用户站)。由此得到(时域中的)信道估算序列的总长度S＝4·(G+N)＝320个抽样。因此，这对应于针对图4中的模拟所应用的根据本发明的信道估算序列的长度。
针对该比较系统所得到的功率曲线相对于理想的信道知识中的曲线(与通过根据图4的根据本发明的信道估算序列所得到的功率曲线相反)明显地下降。此外应识别，已经在比图4中的较小的SNR值处出现了分散度为σ＝10％的CFO的情况下的误差基底。即使在分散度为σ＝5％的CFO的情况下，所估算的信道的性能曲线还没有达到高SNR的范围中的理想的信道知识的参考曲线。从而表明，此处所介绍的比较系统中的比较方法已经在出现比较小的CFO时就不再提供可靠的结果了。
由于以上所执行的新开发的时域信道估算方法与公知的在频域中估算信道脉冲响应的方法的扩展的比较，能为根据本发明的方法给出以下的优点·相对于MU无线电通信系统中的小的载频偏移的稳定性，·还可以毫无问题地被用于不应用OFDM的无线电通信系统中，·并且通过利用沃尔什哈达马序列的调制得到序列长度的适度增加，以便支持附加的发射天线和/或用户站。
此外，在(根据图4和图5的)两种方法的直接比较中存在根据本发明的方法的涉及所述方法的技术转换的其它优点·用于缩短信道脉冲响应的过程对于根据本发明的方法实际上更简单地来实现，因为取消了频域系数向时域的变换过程，·并且存在更小的存储器花费，因为时域或者频域中的接收值的缓冲存储是不必要的。
权利要求
1.用于估算无线电信道的信道脉冲响应的方法，其中，由于通过第二无线电站(UE1)发射第一信道估算序列(S1)，第一无线电站(节点B)在第一无线电信道(FK1、FK11)上接收接收信号(r1)并且通过将该接收信号(r1)与第一信道估算序列(S1)进行相关来估算该第一无线电信道(FK1、FK11)的信道脉冲响应(h11、h12)，其中，所述第一信道估算序列(S1)具有第一子序列和第二子序列(r0、r1)，所述第一子序列和第二子序列(r0、r1)构成第一格雷序列对，其特征在于，所述两个子序列(r0、r1)在相同的位置上、也就是或者在开头或者在末尾这样各被扩展了数量为L的元素，使得对于第一信道估算序列(S1)在偏移了k时保持格雷序列对的非周期的自相关特性，其中，0＜|k|≤L。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所有L个元素分别具有值“零”。
3.根据以上权利要求之一所述的方法，其特征在于，对于数量L适用的是，L大于或者等于信道脉冲响应的最大长度。
4.根据以上权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述第一信道估算序列(S3、S5)由后接有第二子序列r1的第一子序列r0的序列的数量为v次重复来构成，其中，对于该v次重复的每次，两个子序列r0、r1在相同的位置上、也就是或者在开头或者在末尾这样各被扩展了数量为L的元素，使得对于该第一信道估算序列(S3、S5)在偏移了k时保持格雷序列对的非周期的自相关特性，其中0＜|k|≤L。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，利用沃尔什哈达马序列调制所述第一信道估算序列(S3、S5)的v次重复。
6.根据以上权利要求之一所述的方法，其特征在于，为了估算第二无线电信道(FK2、FK22)的信道脉冲响应(h21、h22)，在第一无线电站(节点B)与第三电站之间(UE2)之间应用第二信道估算序列(S2)，所述第二信道估算序列(S2)与第一信道估算序列(S1)的区别在于，代替所述第一子序列(r0)，所述第二信道估算序列(S2)具有第三子序列(q0)，并且代替所述第二子序列(r1)，所述第二信道估算序列(S2)具有第四子序列(q1)，其中所述第三和第四子序列(q0、q1)构成与所述第一格雷序列对交叉互补的第二格雷序列对。
7.无线电站(节点B)，其具有用于执行根据权利要求1至6之一所述的无线电信道(FK1、FK11、FK2、FK22)的信道脉冲响应(h11、h12、h21、h22)的估算的装置。
8.信道估算序列(S1、S2、S3、S4、S5、S6)，其被设置用于在根据权利要求1至6之一所述的估算无线电信道的信道脉冲响应(h11、h12、h21、h22)的情况下使用。
全文摘要
在用于估算无线电信道的信道脉冲响应的方法中，由于通过第二无线电站(UE1)发射第一信道估算序列(S1)，第一无线电站(节点B)在第一无线电信道(FK1、FK11)上接收接收信号(r
文档编号H04L25/02GK1905540SQ20061010756
公开日2007年1月31日 申请日期2006年7月27日 优先权日2005年7月27日
发明者M·谢尔曼, E·舒尔茨, S·施坦察克, W·齐尔瓦斯 申请人:西门子公司, 弗劳恩霍弗实用研究促进协会