专利名称：无线移动通信系统中用于估算频偏的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及估算频偏，并且更具体的，涉及在无线移动通信系统中用于估算频偏的方法和装置。
频偏可以通过由部分的移动台(MS)的振荡器和信道的多普勒效应(Doppler effect)引起的频率差来定义。于是，频率同步被用于来估算频偏并利用所估算的频偏不断补偿该频偏。然而，在接收端，频偏导致取样误差，并且该频偏被积累会致使接收能力恶化。
采用频分双工(FDD)模式的常规码分多址(CDMA)系统使用连续公共导频信道(CPICH)。与之相反，由于时分多址(TDD)模式不支持连续导频信道，故TDD模式使用非连续导频信道来补偿频偏。也就是说，使用非连续导频信道来估算频偏，并实现正确的频率同步。
采用自动频率控制(AFC)来降低由发送端和接收端之间的频率差而引起的接收恶化效应。根据常规方法，在训练序列码(midamblecode)和接收的信道噪声之间，采用通过复数乘法器获得的估算相位差(也称作“估算的θ(theta)”)来估算频偏。在此，所述训练序列码被用作相对于经频偏处理的训练序列码的参考。
常规的频偏估算方法具有下述问题。首先，下行链路同步(SYNC-DL)码的准确的开始点和训练序列码必须与该基准码相乘。相乘的码的积可以用来应用最小二乘法。因而，生成帧阵列和所述基准码能够变得很复杂。因而，第二，如果没有准确地确定开始点，那么常规的频偏估算方法可能变得不太可靠。第三，由于码片(chip)之间的频偏而引起的相位差非常小，因而对实际可以使用的位的数量存在限制。因此，性能会遇到因对于相位值可以表示的精度小而引起复杂度的问题。
发明内容
因此，本发明针对一种在无线移动通信系统中估算频偏的方法和装置，其基本避免了由于现有技术的限制和缺点而引起的一个或多个问题。
本发明的一个目的是提供一种在码分多址(CDMA)无线通信系统中估算频偏的方法。
本发明的另一目的是提供一种在无线通信系统中估算频偏的方法。
本发明进一步的目的是提供一种在码分多址(CDMA)无线通信系统估算频偏的装置。
在下面的说明中将部分地阐明本发明另外的优点、目的和特征，并且基于检验下述内容，本发明的另外的优点、目的和特征对于本领域普通技术人员而言将在某种程度上是显而易见的，或者可以从本发明的实践中学习。通过在书写的说明书及其权利要求以及附图中特别指出的结构可以实现并获得本发明的这些目的和其他优点。
为实现本发明的这些目的和其他优点，并根据本发明的目的，如在此具体实现并广泛描述的，一种在码分多址(CDMA)无线通信系统中估算频偏的方法，包括接收训练序列(training sequence)，其中该训练序列由多个周期性重复的训练码元来表示；利用所接收的训练码元来获取多个相位差值的每一个，其中通过比较在指定时间间隔(time distance)中接收的两个训练码元，来获得每一相位差值；以及利用所获取的该多个相位差值的每个来得到频偏。
在本发明另一方面中，一种在无线通信系统中估算频偏的方法，包括接收训练序列，其中该训练序列由多个周期性重复的训练码元来表示；获取在第一训练码元和第二训练码元之间的相位差值，其中该第一训练码元和第二训练码元是在不同时刻(time instance)接收的；以及利用所获取的相位差值来确定频偏。
在本发明进一步的方面中，一种用于在码分多址(CDMA)无线通信系统中估算频偏的装置包括相位检测模块，其用于接收训练序列，和利用所接收的训练序列获取多个相位差值的每一个，其中该训练序列由多个周期性重复的训练码元来表示，并且其中通过比较在指定时间间隔中接收的两个训练码元，来获得每一相位差值；组合模块，其用于组合由该相位检测模块所检测的至少一个相位差；以及频偏输出模块，其用于利用所获取的多个相位差值的每一个来计算频偏。
应当理解，本发明上述的一般性说明和下面的具体说明都是示例性和解释性的，并意在提供对如权利要求的本发明的进一步解释。
本申请包括附图以提供对本发明的进一步理解，并且其被包括进并构成本申请的一部分。附图示出了本发明的实施例，并与说明书一起作用来解释本发明的原理。在附图中图1是示出了频偏估算的框图；图2示出了第3代合作伙伴计划(3GPP)TDD低码片速率(LowChip Rate，LCR)系统的下行链路子帧格式；图3是示出了根据本发明实施例的频偏估算的框图；
图4示出了选择D码片的方法；图5示出了根据本发明实施例的相位图；以及图6示出了在最小二乘(LS)方案和本发明实施例之间的性能图。
具体实施例方式
现在将详细参考本发明的优选实施例，其示例示出于附图中。只要可能，将在整个附图中使用相同的附图标记来表示相同或相似的部分。
在接收从发送端发送的信号中，如果不存在信号失真(例如，衰减噪声)或对信号的损害，在接收端(如，MS)所接收的训练序列码的相位具有与频偏成比例的斜率。所述训练序列码的相位可以根据等式1以线性形式来表示。
θ(n)＝2πf0nT+θ0其中，θ0表示在猝发开始点的指定的相位偏移，而f0表示频偏。
参考该线性形式，可以应用最小二乘(LS)技术来估算频偏。根据LS技术的LS的计算是指利用在相位信号的连续采样和预先计算的估算数之间的乘积之和来确定相位差。
图1是示出了频偏估算的框图。下面将就各个阶段(或过程)来进行图1的讨论。在阶段1，搜索基准码，并且产生同步下行链路(SYNC-DL)码和训练序列码以使得该基准码信息能够被用于所接收的信号。
阶段2涉及相位展开。也就是说，在相位展开阶段，利用设定在2π的相位来进行计算。因此，如果0被固定作为中间点，则非连续点出现在-π和π。由于这种出现，在线性估算中相位必须展开以偏移(offset)或抵消这种类型的出现，同时使所计算的采样存在于一条直线上。更具体的，如果|θω(n)-θω(n-1)|超过π且估算的theta是负值，则增加2π的值。反之，如果|θω(n)-θω(n-1)|超过π且估算的theta是正值，则减去2π的值。
阶段3涉及频偏估算。对应于固定频率的相位信号被表示为|θ(n)＝ω0nT+θ0+η(n)|，其是带有混合其中的噪声的灯(lamp)函数，并且其中增加了由衰减和噪声引起的相位误差η(n)。此外，线性回归可以用来获得线性线θ^(n)=ω^nT+θ^,]]>对于使误差 之和最小化，其逼近θ(n)。值ω0和θ0的最小估算值 和 使误差平方和(sum-squarederror)最小，以获得用于每一SYNC-DL和/或训练序列码的码片的数目，如等式2中所示。
ϵ=Σn=1N[θ(n)-(ω^nT+θ^)]2]]>这里，θ(1)被认为是第一相位采样，而N表示用于估算的θ(n)的采样的数目。此外，可以通过将 和 设置为0和利用两个线性等式来计算最小值ε，以确定值 和 的值。
该频偏可以根据等式3来表示。
ω^=AΣn=1Nnθ(n)+BΣn=1Nθ(n)=Σn=1N(An+B)θ(n)]]>A=1TNNΣn=1Nn2-(Σn=1Nn)2=12T(N-1)N(N+1)]]>B=1TΣn=1NnNΣn=1Nn2-(Σn=1Nn)2=6T(N-1)N]]>
频偏 的表示与积之和有关，例如具有连续相位采样θ(n)的固定值Cn＝An+B。
图2示出了第3代合作伙伴计划(3GPP)TDD低码片速率(LowChip Rate，LCR)系统的下行链路子帧格式。参考图2，存在32种类型的下行链路同步(SYNC-DL)码，并且每一都具有64码片的持续时间或长度。该SYNC-DL码出现在子帧的第一下行链路时隙(Ts0)之后。此外，DwPTS包括具有32-码片长度的保护周期和具有64-码片长度的SYNC-DL码。这里，每一小区(cell)使用32个SYNC-DL码中的一个。
图3是示出了根据本发明实施例的频偏估算的框图。该频偏估算在接收端(如，MS)上执行。如此，可以利用接收端的内部功能或外部功能来执行频偏估算。
参考图3的频偏估算，该接收端包括用于估算两个(2)信号之间的相位差的相位检测模块31，其中所述的差可以以D个码片来表示。在检测/估算相位差中，D的值可以用来表示两个(2)训练码元之间对于时间的间隔。这里，D个码片的值可以改变。另外，该接收端包括用于组合由该相位检测模块31所检测的一对训练码元(或训练序列)的相位差的组合模块32。该接收端进一步包括频偏输出模块33，其用于输出在组合模块32上确定的频偏。
更具体的，相位检测模块31检测从发送端(如，基站或网络)接收的多个信号中的两个(2)信号。这里，可以以码片为单位测量所述差。也就是说，码片或D个码片表示时间意义上的间隔。
这两个(2)检测的信号具有的D个码片的相位差或时间上指定数量的码片的距离。如所讨论的，D个码片的值可以根据测量的信号而变化。为确定相位差或为确定D的值，可以利用训练序列如SYNC-DL码和训练序列码的特性。
被选择或使用来检测相位差的这两个信号优选是来自所接收的下行链路子帧的SYNC-DL码和训练序列码的信号。此外，可以使用常规或公知的方法来检测下行链路子帧的SYNC-DL码或训练序列码。
该SYNC-DL码包括32个码组和64个码片。可以如3GPP TechnicalStandards TS 25.223 Table AA1(3GPP技术标准TS 25.223表AA1)中所示地来映射每一参考SYNC-DL码，s＝(s1，s2，…，s64)。
发送端(如，基站)使用参考SYNC-DL码来产生用于下行链路传输的复数SYNC-DL码。等式4中示出了利用参考SYNC-DL码来产生复数参考SYNC-DL码有关的方法。
si＝(j)i·sisi∈{1，-1}，i＝1，…，64这里，s表示复数SYNC-DL码。此外，与复数SYNC-DL码s对应的si包括其值重复的基于i的实数值和虚数值。
可以利用参考训练序列码来产生训练序列码。存在总共128个参考训练序列码。在每一小区中使用相同的训练序列码。而且，可以通过改变128个参考训练序列码的任意一个的相位来产生训练序列码。通过应用循环时移方法所产生的训练序列码可以采取多种或不同形式。换而言之，通过将产生的训练序列码循环时移，可以产生不同类型的训练序列码集。如此，根据时隙，可以将该训练序列码扩展到16种类型的训练序列码组合。
另外，该参考训练序列码可以由mp＝(m1，m2，…，mp)来表示。可以如3GPP Technical Standards TS 25.223 Table AA1(3GPP技术标准TS25.223表AA1)中所示地来映射每一参考训练序列码。
如果采用正交相移键控(QPSK)方案来将训练序列改变或修改成复数格式，则可以地将训练序列改变成如等式5中所示的复数参考训练序列码形式。
mp(m1，m2，…，mp)其中，对于所有的i＝1，...，P，mi＝(j)i·mi，并且W＝[P/K]。复数参考训练序列码可以以其大小对应于imax＝Lm+(K-1)W的各种类型/形式来表示。使用这种周期性的参考训练序列码，并且用于第k个用户的具有Lm长度的训练序列码m‾i(k)=(m‾1,m‾2···,m‾Lm(k))]]>可以根据等式6来扩展。
m‾i(k)=m‾i+(K-k)W,i=1,···Lm,k=1,···K]]>这里，可以将第i个训练码元称作yi，而将第i+D个训练码元称作yi+D。由于与产生训练序列有关的特性，经二(2)的倍数所产生训练码元可以是具有复数形式的训练码元，其每一在一/四象限或二/三象限交替出现。替换的，该训练码元可以在一/三象限或二/四象限交替出现。简言之，训练码元交替地出现具有180度的相位差。此外，如果不考虑与所述训练码元对应的符号(如，正或负)，那么两个(2)码元可以表示在或出现在相同的象限(如，相轴(phase axis))上。
第i个训练码元yi和第i+D个训练码元称作yi+D可以根据等式7来定义。
yi=aiejθ0,yi+D=ai+Dej(θ0+DΔθ)]]>这里，D表示2n，其中n是在0＜n＜N/2之间的正数。此外，N表示训练码元(如SYNC-DL码或训练序列码)的总长度。
参考等式7，ai表示训练序列，其中i＝1，...，N；ai*ai=1.]]>更具体的，SYNC-DL码的总长为64，而训练序列码的总长为128。另外，yi表示与用于频偏估算的总共N个采样对应的输入数据。此外，Δθ表示基于频偏的码片间的相位差，而θ0表示训练序列(或码元)的初始相位值。
根据常规的估算方法，通过采用所接收的信号的内积来估算所接收的信号和参考信号间的相位差。然而，在时分同步码分多址(timedivision-synchronous division multiple access，TD-SCDMA)系统中，两个(2)训练码元总是位于相同相轴中，并且这两个(2)训练码元由等于二(2)的倍数的距离分开。通过利用这一特性，可以得到码元之间的相位差，而不必产生训练码元。简言之，由于相位差距离D可以变化，因此，优选的，D是在相同相轴上表示的两(2)个训练码元之间的距离。图4示出了选择D码片的方法。
由于可以利用atan()函数来获取由频偏所引起的估算相位差值，故用于相位估算的值的范围是 [等式8]yi*·yi+D=ai*ai+Dej(DΔθ)=ej(DΔθ±π)]]>其中，由于ai*ai+D具有1或-1的值，因而由此引起的影响可以被忽略(negated)。如此，为得到所期望的ej(DΔθ)的相位值，可以应用图5所示的方法。
图5示出了根据本发明实施例的相位图。也就是说，在所接收的码元间的yi*·yi+D可以被用来确定ai*ai+Dej(DΔθ)的Re{ai*ai+Dej(DΔθ)}的符号是正或负。如果符号是负，则可以利用根据等式10的符号值以使其与原始点或参考点对称。
sign·ej(DΔθ±π)＝ej(DΔθ)[等式10] 另外，可以排除或消除与不期望的元素所对应的影响，并且可以从在D个码片间隔中接收的训练码元中得出相位差。
参考图3，训练序列的长度可以由N表示。换句话说，N的值表示接收的所有训练码元的长度。再一次指出，D的值表示在接收的训练码元之间关于时间的距离。
组合模块32组合多个训练码元的相位差。具体的说，对于两个训练码元测量对于时间的D个码片中的距离。下文中，可以将测量了它们中间的距离的两个训练码元称为一对训练码元。在组合模块32中，组合与多个训练码元对应的多个相位差。更具体的，存在总共(N-D)对经相位检测模块31检测的训练码元。
另外，可以如等式11所示地计算(N-D)个采样的相位差的输出值，以获得分集增益(diversity gain)。由于每一码片表示通常小于噪声的间隔，将D个码片累积以便表示真实的差值。
Σi=1N-Dyi*·yi+D=Σi=1N-Dai*ai+Dej(DΔθ)⇒Σi=1N-D(signi)·ej(DΔθ±π)Σi=1N-Dej(DΔθ)]]>参考等式11，累积的值的总数变为其中从码片的总数减去码片间的距离(N-D)的采样。为获得在组合的码元间的估算的theta(相位差)，可以使用atan()函数以根据下面的等式得到随后的 [等式12]Δθ^=atanΣi=1N-Dyi*yi+D]]>频偏输出模块33从组合模块32的输出值计算频偏。也即，可以将利用等式9得到的 的值应用于等式13，其以类似等式11的形式确定最终的频偏，其中等式13定义了相位和频率间的关系。
Δf=Δθ2πTc]]>[等式14]Δf^=atanΣi=1N-Dyi*yi+D2πTc(N-D)]]>这里，Tc＝0.78125μs，其表示一(1)个码片持续时间，而 表示所估算的频偏值。
如所讨论的，D的值可以是可变的值。如果D的值增加，则精度(resolution)增加而估算的采样的数目和分集增益降低。反之，如果D的值增加，则精度降低而所估算的采样的数目和分集增益增加。
至于硬件或结构性的装置，可以确定D个码片的相位差的改变量，并可以基于所确定的量，获得以D的量计的精度增益。另外，通过控制或调节D的值，可以自由地改变频偏估算的准确度和估算范围。这里，估算范围的最大值为 该最大值可以从等式11得到和/或可以从 推导出。
此外，如果根据D的变化而应用D的特性，可以根据AFC方案应用对两个(2)等级以上的频偏补偿。在初始频偏估算阶段，其可以被认为是具有大的调节量(coarse quality)，减少D的值以获得最大估算频偏范围。此外，在其他的频偏估算阶段，其可以被认为和、具有细的调节量，增加D的值，以获得精度增益以用于更准确的频偏估算。
经由D个码片间的相位差而得到的频偏值可以用来通过相应的输出值在经环路滤波器34和低通滤波器(LPF)35处理之后来补偿频偏。
图6示出了最小二乘(LS)方案和本发明实施例之间AFC的性能图。该AFC在-0.1ppm～0.1ppm的范围内估算从参考子载波频率(如，2GHz)产生的频偏(如，1kHz)。换句话说，该估算的频偏应当落在1200Hz～800Hz的范围内。
参考图6，Ior/Ioc＝8dB，初始频偏是1kHz，而D的值是16和32。此外，x-轴表示所用的时隙数目，而y-轴表示估算的频偏值。根据本发明实施例的AFC满足如上讨论的AFC的特征，比常规AFC还更稳定，且实现精度意义上的增益。
对于本领域技术人员而言显而易见的是，可以在本发明中进行各种修改和变化，而不脱离本发明的精神和范围。因此，本发明意图覆盖落在所附权利要求及其等效的范围内的本发明的这些修改和变化。
权利要求
1.一种在码分多址(CDMA)无线通信系统中估算频偏的方法，该方法包括接收训练序列，其中该训练序列由多个周期性重复的训练码元表示；利用所接收的训练码元获取多个相位差值的每一个，其中通过比较在指定的时间间隔中接收的两个训练码元来获得每一相位差值；以及利用获取的该多个相位差值的每一个来获得频偏。
2.如权利要求1所述的方法，进一步包括组合利用接收的训练码元所获取的多个相位差值。
3.如权利1所述的方法，其中该训练序列包括下行链路同步码和训练序列码的至少其一。
4.如权利3所述的方法，其中该下行链路同步码是包括实数值和虚数值的复数下行链路同步码。
5.如权利3所述的方法，其中该训练序列码被应用了循环时移方法，以扩展直到16种训练序列码组合类型。
6.如权利3所述的方法，其中在每一小区中使用相同的训练序列码。
7.如权利1所述的方法，其中通过将正交相移键控(QPSK)方案应用于该训练码元来将该训练码元改变为复数训练序列码。
8.如权利1所述的方法，其中该指定的时间间隔是可变的。
9.如权利1所述的方法，其中该指定的时间间隔是以D个码片为单位测量的。
10.如权利1所述的方法，其中该指定的时间间隔是2的倍数。
11.一种在无线通信系统中估算频偏的方法，该方法包括接收训练序列，其中该训练序列由多个周期性重复的训练码元来表示；获取在第一训练码元和第二训练码元间的相位差值，其中该第一训练码元和第二训练码元是在不同时刻接收的；以及利用所获取的相位差值来确定频偏。
12.如权利11所述的方法，其中如果该相位差值表示为负值，则将相位向上旋转到π。
13.如权利11所述的方法，其中该估算的频偏由Δf^=atan{Σi=1N-Dyi*yi+D}2πTc(N-D)]]>表示。
14.如权利13所述的方法，其中Tc表示一个码片持续时间，yi＝aiejθ0，yi+D＝ai+Dej(θ0+DΔθ)，D表示2n，这里，n是在0＜n＜N/2之间的正数，ai表示训练序列，这里i＝1，...，N，yi表示与用于频偏估算的总共N个采样对应的输入数据，Δθ表示根据频偏在码片之间的相位差，而θ0表示该序列的初始相位值。
15.如权利11所述的方法，其中该无线通信系统是码分多址(CDMA)系统。
16.如权利11所述的方法，其中该无线通信系统是时分同步码分多址(TD-CDMA)系统。
17.如权利要求11所述的系统，进一步包括组合利用所接收的训练码元而获取的多个相位差值。
18.如权利要求11所述的系统，其中该训练序列包括下行链路同步码和训练序列码的至少一个。
19.如权利要求11所述的系统，其中该不同时刻被以2的倍数表示。
20.一种用于在码分多址(CDMA)无线通信系统中估算频偏的装置，该装置包括相位检测模块，其用于接收训练序列，并利用所接收的训练序列获取多个相位差值的每一个，其中该训练序列由多个周期性重复的训练码元来表示，并且其中通过比较在指定时间间隔中接收的两个训练码元，来获得每一相位差值；组合模块，其用于组合由该相位检测模块所检测的至少一个相位差；以及频偏输出模块，其用于利用所获取的多个相位差值的每一个来计算频偏。
全文摘要
本发明公开一种在码分多址(CDMA)无线通信系统中估算频偏的方法。更具体的，该方法包括接收训练序列，其中该训练序列由多个周期性重复的训练码元表示；利用所接收的训练码元获取多个相位差值的每一个，其中通过比较在指定的时间间隔中接收的两个训练码元来获得每一相位差值；以及利用获取的该多个相位差值的每一个来获得频偏。
文档编号H04L27/34GK1980079SQ20061014844
公开日2007年6月13日 申请日期2006年11月9日 优先权日2005年11月9日
发明者张峻 申请人:Lg电子株式会社