专利名称：光存取网络系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及在PON(Passive Optical Network，无源光网络)中，用于服务提供商和加入者利用码分复用(CDMCode Division Multiplexing)方式进行通信的光存取网络系统。
背景技术：
正在关注经由PON将服务提供商(以后也有时称作‘中心’。)和多个加入者(以后也有时称作‘用户’。)连接而构成的光存取网络系统。在以后的说明中，有时将服务提供商侧的装置称作光线路终端装置或OLT(Optical Line Terminal，光线路终端)，有时将加入者侧的装置称作光终端装置或ONU(Optical Network Unit，光网络单元)。
PON是在光纤传输路径的中途连接作为无源元件的光分合器而将一条光纤传输路径分离为多个光纤传输路径，以该光分合器为中心星型连接多个光终端装置的网络(例如，参照非专利文献1)。通过对连接中心和用户间的网络采用PON，多个用户能够共享中心和光分合器间的光纤传输路径，而且能够抑制设备成本。
在利用PON的以往的光存取网络系统中，采用时分复用(TDMTime Division Multiplexing)方式，通过控制TDM信号的时隙来识别对各个信道分配的用户(例如，参照非专利文献2)。这里，从用户向中心的信号(以后也有时称作‘上行信号’。)和从中心向用户的信号(以后也有时称作‘下行信号’。)使用不同波长的光信号。这是由于上行信号和下行信号共享一条光纤传输路径，因此为了基于波长的不同来识别上行信号和下行信号。上行信号和下行信号通过光带通滤波器进行分离以及合成，各用户和中心间的信号通过光分合器进行合波以及分波。
另一方面，在利用PON的光存取网络系统中，也考虑以波分复用(WDMWavelength Division Multiplexing)方式传输上行信号的方法(例如，参照非专利文献3)。但是，为了增加复用的信道数(这里为用户数)，由于能够利用的波长带宽度有限，因此需要缩小分配给邻接的信道的波长间隔。这样，为了缩小波长间隔，需要光源的波长稳定性，为确保该稳定性而需要很多的设备成本。
因此，最好不增加利用的波长数就使复用的信道数增加并且实质上使传输容量增大。作为其方法之一，考虑通过CDM传输进行中心和用户之间的通信的方法(例如，参照专利文献1)。
在专利文献1公开的通信方法中，采取对传输的电信号进行乘码运算，在上变频为无线频率(RFRadio Frequency)信号之后，转换为光传输信号的方法。此外，在专利文献2中公开的被动型加入者网络中，采用在对传输的电信号进行乘码运算之后转换为光传输信号并传输的方法，而且除此以外也包含采用WDM方式。这里，发送光信号和接收光信号使用通过光循环器进行分合的方法，发送光信号和接收光信号使用同一波长。
在专利文献1以及2中公开的各个装置中，为接收信号而对接收信号乘以与发送侧同步的码。为此而利用的接收器的结构例在非专利文献4中进行了公开。在该接收器中，在RF信号被转换为基带的电信号之后，被A/D转换，通过数字移位寄存器以及数字相关运算装置生成自相关波形，从而取出接收信号。
通过对PON采用CDM方式，即使不增加利用的波长数也能够增加复用的信道数(对应于用户数。)。
横田等，‘光アクセスシステム ATM-PON’冲电气研究开发第182号，Vol.67，No.1，2000年4月[非专利文献2]Ian M.McGregor，et al.”Implementation of a TDMPassive Optical Network for Subscriber Loop Applications”，J.LightwaveTechnology，Vol.7，No.11，November 1989[非专利文献3]K.W.Lim.et al.”Fault Localization in WDM PassiveOptical Network by Reusing Downstream Light Sources”，IEEE PhotonicsTechnology Letters Vol.17，No.12，December 2005[非专利文献4]Rushikesh S.Kalaspurkar，et al.”PerformanceEvaluation of a Recurring State Dynamic Digital Matched Filter forDS-CDMA”，IEEE 2003[专利文献1]日本特表2001-512919号公报[专利文献2]日本特开2004-282742号公报但是，如果要执行包含对传输的电信号进行乘码运算并上变频为RF信号的步骤以及A/D转换器的A/D转换步骤的通过PON实现的光存取方法，则产生如下的问题。即，如以收发比特率(bit rate)为100Mbit/s的高速的信号(高比特率的信号)的情况为一例进行说明，存在如下的困难。在该情况下，为以码长(码长的定义在后面叙述)为16的码对信号进行编码所需的扩散速率最低需要1.6Gbit/s，为上变频为RF信号还需要8倍左右的频率，所以需要12.8GHz以上的载波。因此，需要至少在1Gbit/s以上的速度使A/D转换器以及对传输的电信号进行乘码运算的数字乘法器进行工作。现状下，难以得到能够以这样的高速工作的A/D转换器以及数字乘法器。
此外，在以往的通过PON实现的光存取网络系统中，为了防止混入在用于与光传输路径中设置的光分合元件进行连接的光连接器等中发生的反射噪声，上行信号和下行信号利用不同波长的光。因此，每增加一个加入者终端就需要波长不同的两种光，需要的波长不同的光数变得非常多。
发明内容
因此，本发明的目的在于，第一，提供一种能够收发高速信号的通过PON实现的光存取网络系统。此外，第二，提供一种即使增加加入者数也不必如以往的同种光系统那样增加利用的波长数的通过PON实现的光存取网络系统。
本发明涉及在作为设置于服务提供商侧的装置的光线路终端装置和作为设置于用户侧的装置的光终端装置之间进行利用了码分复用的双向光通信的光存取网络系统。光线路终端装置和多个光终端装置通过光纤传输路径、光分合器以及多个分离光纤传输路径被耦合。光纤传输路径中，在其一端设置光分合器，在该光纤传输路径的另一端耦合有光线路终端装置。此外，该光纤传输路径通过光分合器被分离为多个分离光纤传输路径，该分离光纤传输路径上分别耦合一个光终端装置。
对这些多个光终端装置分别分配互相不同的码，在光线路终端装置和多个光终端装置之间进行利用了码分复用的双向光通信。光线路终端装置以及多个光终端装置分别具有发送信号处理部，其将发送信号编码而生成编码发送信号并输出；以及接收信号处理部，其接收被码分复用而传输的码分复用信号，将该码分复用信号解码后取出接收信号。
为了达到上述目的，本发明的光存取网络系统的接收信号处理部具有将码分复用信号解码的解码处理电路，该解码处理电路具有模拟匹配滤波器和判定电路。而且，该模拟匹配滤波器具有模拟移位寄存器、正信号用加法器、负信号用加法器、将分别来自该正信号用加法器以及该负信号用加法器的输出信号相加的模拟加法器、低通滤波器。
此外，发送信号处理部具有码赋予电路，其对发送信号进行编码；以及延迟电路，其连接到该码赋予电路的后级，对编码发送信号的相位进行调整后输出。
根据本发明的光存取网络系统，由于接收信号处理部所具有的解码处理电路具有模拟匹配滤波器和判定电路，该模拟匹配滤波器构成为具有模拟移位寄存器、正信号用加法器、负信号用加法器、模拟加法器、低通滤波器，因此能够收发高速的信号。即，将编码信号以基带信号的状态复用后发送，在接收信号处理部中通过利用不使用A/D转换器的模拟匹配滤波器来执行解码，从而能够收发高速的信号。
此外，发送信号处理部通过具有对编码发送信号的相位进行调整的延迟电路，能够防止发送信号发生在用于与光传输路径中设置的光分合波元件进行连接的光连接器等中发生的反射噪声的混入问题。因此，不必对上行信号和下行信号利用不同波长的光，并且不必增加需要的波长不同的光的数量。
在接收信号处理部所具有的模拟匹配滤波器中，码分复用信号被解码。对其结果得到的自相关波形的波峰和互相关波形的波峰进行比较，互相关波形的波峰小。因此，通过在时间轴上将发送信号被解码而生成的自相关波形和在光连接器等中发生的反射噪声分量被解码而生成的互相关波形错开，从而能够成为使判定电路容易判定自相关波形的波峰的状态。该容易判定的状态是指从模拟匹配滤波器输出的被解码的输出信号相对于自相关波形的波峰的S/N比大的状态。
在时间轴上将上述自相关波形和互相关波形错开，通过由发送信号处理部所具有的延迟电路调整发送信号的相位而能够容易地实现。
图1是第一实施例的光存取网络系统的概略方框结构图。
图2是用于说明发送信号被编码的过程的图。
图3是用于说明接收信号被解码的过程的图。
图4是用于说明来自光连接器的反射光混入接收信号处理部的情况的图。
图5是表示将接收信号和混入了反射的发送信号的信号解码的情况下的自相关波形的波峰位置的关系的图。
图6是模拟匹配滤波器的概略方框结构图。
图7是用于说明判定电路的概略方框结构图及其动作原理的图。
图8是第二实施例的光存取网络系统的概略方框结构图。
具体实施例方式
以下，参照
本发明的实施方式。另外，各图表示本发明的一个结构例，只不过是概略地表示了各构成元件的配置关系等以达到能够理解本发明的程度，本发明不限定于图示例子。此外，在以下的说明中，有时使用特定的材料以及条件等，但这些材料以及条件不过为优选例子之一，从而，均不受此限定。此外，在各图中对于同样的结构赋予同一号标号进行表示，也有时省略其重复的说明。此外，在以下所示的概略方框结构图中，用粗线表示光纤等光信号的路径，用细线表示电信号的路径。
<第一实施例>
参照图1说明第一实施例的光存取网络系统的结构及其动作。图1是表示第一实施例的光存取网络系统的概略方框结构图。图1所示的光存取网络系统假设了加入者数(用户数)为4的情况，即光终端装置为4台的情况，但尽管是4台，不过无论是多少台，以下的说明均成立。在图1中，为了识别多个光终端装置，将被分配了第一信道的光终端装置表示为ONU-1，将被分配了第四信道的光终端装置表示为ONU-4。从ONU-1到ONU-4的任何一个都是相同结构。在以后的第一实施例的光存取网络系统的说明中，在说明光终端装置的结构的情况下，一般表述为光终端装置10来进行说明。
第一实施例的光存取网络系统是在作为设置于服务提供商侧的装置的光线路终端装置100和作为设置于用户侧的装置的光终端装置(从ONU-1到ONU-4，以后表述为光终端装置10)之间通过码分复用进行双向光通信的光存取网络系统。光线路终端装置100和光终端装置10通过光纤传输路径70、光分合器66以及多个分离光纤传输路径进行了耦合。
光纤传输路径70在其一端设有光分合器66，在该光纤传输路径70的另一端耦合有光线路终端装置100。此外，该光纤传输路径70由光分合器66分离为多个分离光纤传输路径，该分离光纤传输路径上分别耦合有一个光终端装置。在图1中，将连接ONU-1的光纤传输路径表述为分离光纤传输路径74，将连接ONU-4的光纤传输路径表述为分离光纤传输路径76。
这些多个光终端装置上(ONU-1至ONU-4)分别被分配互相不同的码，在光线路终端装置100和这些光终端装置之间通过码分复用进行双向通信。
光终端装置10构成为具有光处理部12以及电处理部14。光处理部12具有用于将编码发送信号从电信号的形式转换为光信号的形式的发光元件20，以及用于将码分复用信号从光信号的形式转换为电信号的形式的受光元件18。
电处理部14具有将发送信号编码而生成电信号的形式的编码发送信号的发送信号处理部24、将由上述受光元件18从光信号的形式转换为电信号的形式的码分复用信号解码而取出接收信号的接收信号处理部22。
接收信号处理部22具有进行用于将码分复用信号解码的处理的解码处理电路30，并具有自动增益控制(AGCAuto Gain Control)元件28、时钟信号再生电路34、分频器38、第二延迟电路(在图1中表示为延迟电路2)40。此外，发送信号处理部24具有编码处理电路82以及驱动器60。驱动器60使用了放大器(AMPAmplifier)。
本发明的光存取网络系统的特征在于解码处理电路30具有模拟匹配滤波器44和判定电路46，特别是特征在于模拟匹配滤波器44的结构。后面详细叙述，可以使得用于将码分复用信号用模拟匹配滤波器44和判定电路46解码的处理收发高速化。
另一方面，光线路终端装置100也与光终端装置10同样，构成为具有光处理部102以及电处理部104。光处理部102与光终端装置10的光处理部12同样，具有发光元件122和受光元件126。此外，电处理部104具有发送信号处理部106、接收信号处理部108以及时钟信号生成电路110。
发送信号处理部106具有编码处理电路列116和驱动器120，该编码处理电路列116并联地具有被分配了与对从ONU-1到ONU-4的发送信号处理部分别分配的码相同的码的编码处理电路。分别与从ONU-1到ONU-4的发送信号处理部相同结构的编码处理电路在图1中表示为码1至码4。从表示为码1至码4的编码处理电路分别输出的信号由电信号合波器118合波后输入驱动器120。
此外，接收信号处理部108具有解码处理电路列132和自动增益控制元件128，该解码处理电路列132并联地具有被分配了与对从ONU-1到ONU-4的接收信号处理部分别分配的码相同的码的解码处理电路。被分配了与对ONU-1到ONU-4的接收信号处理部分别分配的码相同的码的解码处理电路在图1中表示为解码1至解码4。从自动增益控制元件128输出的信号由电信号分离器130分离后被分别输入表示为解码1至解码4的解码处理电路。
从时钟信号生成电路110对发送信号处理部106以及接收信号处理部108提供时钟信号。从时钟信号生成电路110提供的时钟信号是成为该光存取网络系统的基准的时钟信号。在光终端装置10中，通过时钟信号再生电路34从接收到的码分复用信号中提取该时钟信号，并用于码分复用信号的解码。
图1所示的上述结构的光存取网络系统如以下说明这样进行动作。
首先，以第一信道为例说明下行信号。第一信道的发送信号(在图1中表示为光线路终端装置100的‘发送信号输入ch1’。)被输入光线路终端装置100的电处理部104中具有的编码处理电路列116的表示为‘码1’的编码处理电路，并被编码后作为编码发送电信号输出。编码发送电信号由电信号合波器118合波后作为码分复用电信号被输入驱动器120并被放大，放大后的码分复用电信号由光处理部102所具有的发光元件122转换为光信号并作为码分复用光信号输出。发光元件122例如可以利用半导体激光器。
码分复用光信号经由光耦合器124、光连接器72，并经由光纤传输路径70、光连接器68、光分合器66、光连接器61被输入光终端装置10的光处理部12。被输入光处理部12的码分复用光信号由光处理部12所具有的光耦合器16被输入受光元件18，并被转换为码分复用电信号后，被输入光终端装置10的电处理部14。受光元件18例如可以利用光电二极管。
被输入电处理部14的码分复用电信号由电信号分离器26分离为两个，一个被输入时钟信号再生电路34，另一个被输入自动增益控制元件28。从被输入时钟信号再生电路34的码分复用电信号中提取时钟信号。此外，被输入自动增益控制元件28的码分复用电信号与其强度无关而被调整为具有与该自动增益控制元件28中设定的一定的电压值的码分复用电信号，并被输入解码处理电路30。该一定的电压值是与解码处理电路30所具有的模拟匹配滤波器44的构成元件即模拟移位寄存器的输入电平相等的值。
被调整了电压值的码分复用电信号首先由解码处理电路30所具有的模拟匹配滤波器44解码后被输入判定电路46。在判定电路46中，在由模拟匹配滤波器44解码的信号中仅提取自相关波形分量并输出。即，从该自相关波形分量生成的接收信号是第一信道的ONU-1接收到的信号分量。
如上所述，下行信号，即从光线路终端装置100向光终端装置10传输的发送信号作为被编码后复用的码分复用光信号传输。然后，在光终端装置10中，码分复用光信号被转换为码分复用电信号后被解码。即，光终端装置10中的解码处理都在电信号的状态下被执行。
本发明的光存取网络系统的特征在于进行发送信号的编码以及接收信号的解码的电处理部，以后的说明大都以电处理部中的动作说明为中心。该电处理部的动作说明所需的信号是编码发送电信号或码分复用电信号。从而，在以后的说明中，除了特别必要的情况之外，不区别是光信号还是电信号。即，不明示码分复用光信号或码分复用电信号是电信号还是光信号而表述为码分复用信号。
接着，以第一信道为例说明上行信号。第一信道的发送信号(在图1中表示为光终端装置10的‘发送信号输入’。)被输入光终端装置10的电处理部14的发送信号处理部24所具有的编码处理电路82中，并被编码后作为编码发送信号输出。编码发送信号经由第一延迟电路(图1中表示为延迟电路1。)58被输入驱动器60并放大，放大后的编码发送信号通过光处理部12所具有的发光元件20被转换为光信号。发光元件20可以利用半导体激光器。
编码发送信号经由光耦合器16以及光连接器61被输入光分合器66并成为码分复用信号，经由光连接器68、光纤传输路径70、光连接器72被输入光线路终端装置100的光处理部102。被输入光处理部102的码分复用信号经由光处理部102所具有的光耦合器124被输入受光元件126并被转换为电信号后，被输入光线路终端装置100的电处理部104。受光元件126可以利用光电二极管。
被输入电处理部104的码分复用信号被输入接收信号处理部108所具有的自动增益控制元件128，与其强度无关而被调整为具有与该自动增益控制元件128中设定的一定的电压值的编码接收电信号，并被输入解码处理电路列132的被表示为‘解码1’的解码处理电路。在该解码处理电路中，进行与光终端装置10所具有的解码处理电路30同样的处理，生成从第一信道的ONU-1传输来的信号并输出。
<编码处理>
参照图2(A1)至(C)以第一信道为例说明对发送信号进行编码的过程。在图2(A1)至(C)中，省略了横轴以及纵轴，但横轴的方向表示时间轴的方向，纵轴的方向表示信号的强度。图2(A1)以及(A2)分别表示第一信道的发送信号以及编码发送信号，图2(B1)以及(B2)分别表示第二信道的发送信号以及编码发送信号。而且，图2(C)表示第一信道的编码发送信号和第二信道的编码发送信号被合波后的码分复用信号的时间波形。在图2(A1)至(C)中，以点划线表示信号的0电平。而且，将0电平以上表示为‘1’，将0电平以下表示为‘-1’。
图2(A1)所示的第一信道的发送信号假设为(1，0，1，...)的情况并示出了其时间波形。图2(A2)假设由码长为4的(1，0，0，1)得到的码，示出了通过该码进行编码而生成的第一信道的编码发送信号的时间波形。此外，图2(B1)所示的第二信道的发送信号假设为(1，1，0，...)的情况并示出了其时间波形。图2(B2)假设由码长为4的(1，0，1，0)得到的码，示出了通过该码进行编码而生成的第二信道的编码发送信号的时间波形。
这里，规定码的由‘0’以及‘1’构成的数列的项数有时也称作码长。在该例子中，规定码的数列为(1，0，0，1)或(1，0，1，0)，由于该数据列的项数为4，因此码长为4。此外，赋予码的数列称作码串，有时也将码串的各项‘0’以及‘1’称作码片(chip)。而且，0以及1本身有时也称作码值。对发送信号的1比特分配的时间宽度(也称作时隙。)是发送信号的传输速度即比特率的倒数。对码的1码片分配的时间宽度的倒数有时也称作码片率(chip rate)。
在进行编码时，针对分配给发送信号的1比特的时隙分配构成码的4码片。即，在时间轴上进行配置，以使在时间轴上，规定码的数列(1，0，0，1)或(1，0，1，0)所对应的编码信号完全控制在发送信号的1比特内。
以码长4的码将发送信号编码的意思相当于求发送信号(以后也有时表示为‘D’。)和编码信号(以后也有时表示为‘C’。)之积D×C。此外，在以下的说明中，在需要区别是与哪个信道对应的D或C时，添加信道数来表示。例如，是第一信道的D以及C的情况分别表示D1以及C1。对于第二信道等也同样。
具体来说，对用于求积D×C的码赋予电路使用在“异或”运算EXOR(exclusive or)门的输出上连接了反相器的门电路即异或非EXNOR(exclusive nor)电路。在该情况下，将表示为1和0的二值信号的发送信号以及编码发送信号等转换为1和-1的二值信号。具体来说，调整发送信号以及编码发送信号的偏置电压而将这些信号的振幅的中心变更为0V左右即可。
图2(A1)所示的第一信道的发送信号是(1，0，1，...)，所以将其转换为1和-1的二值信号后成为(1，-1，1，...)。将第一信道的发送信号编码所利用的码是(1，0，0，1)，所以将其转换为1和-1的二值信号后成为(1，-1，-1，1)。
第一信道的发送信号的第一位为‘1’，第二位为‘0’，第三位为‘1’。这里，第一信道的发送信号由(1，-1，-1，1)得到的码进行编码是指第一位即‘1’由(1，-1，-1，1)得到的码进行编码，第二位即‘-1’由(1，-1，-1，1)得到的码进行编码，第三位即‘1’由(1，-1，-1，1)得到的码进行编码。虽然未图示，但第四位以后的位被编码的情况也同样。
用码C对发送信号D进行编码相当于求积D×C，因此发送信号的作为第一位的‘1’被编码为(D的第一位(1))×C(1，-1，-1，1)＝(1×1，1×(-1)，1×(-1)，1×1)＝(1，-1，-1，1)。发送信号的作为第二位的‘-1’被编码为(D的第二位(-1))×C(1，-1，-1，1)＝((-1)×1，(-1)×(-1)，(-1)×(-1)，(-1)×1)＝(-1，1，1，-1)。对于第三位也同样。从而，如上述说明这样，图2(A1)所示的第一信道的发送信号被编码而得到的编码发送信号成为((1，-1，-1，1)，(-1，1，1，-1)，(1，-1，-1，1))＝(1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，1，...)(图2(A2))。
此外，在图2(B1)所示的第二信道的发送信号由将码(1，0，1，0)转换为1和-1的二值信号而得到的(1，-1，1，-1)进行编码的情况下也与上述第一信道的情况同样。发送信号的作为第一位的‘1’被编码为(D的第一位(1))×C(1，-1，1，-1)＝(1×1，1×(-1)，1×1，1×(-1))＝(1，-1，1，-1)。发送信号的第二位也是‘1’，因此D的第二位也被编码为(1，-1，1，-1)。
由于第三位为‘-1’，因此被编码为(D的第三位(-1))×C(1，-1，1，-1)＝((-1)×1，(-1)×(-1)，(-1)×1，(-1)×(-1))＝(-1，1，-1，1)。从而，如上述说明的那样，图2(B1)所示的第二信道的发送信号被编码而得到的编码发送信号为((1，-1，1，-1)，(1，-1，1，-1)，(-1，1，-1，1))＝(1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，...)(图2(B2))。
由第一信道的编码发送信号(1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，1，...)和第二信道的编码发送信号(1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，...)之和得到的码分复用信号成为(1+1，-1-1，-1+1，1-1，-1+1，1-1，1+1，-1-1，1-1，-1+1，-1-1，1+1)＝(+2，-2，0，0，0，0，2，-2，0，0，-2，2)，图2(C)表示该码分复用信号的时间波形。
图2(C)所示的码分复用信号被转换为光信号后在光纤传输路径中进行传输。由光线路终端装置或光终端装置接收后，再次被转换为电信号并解码后，提取接收信号。从而，图2(C)所示的码分复用信号的时间波形的振幅的绝对值不具有本质的意思。从而，图2(C)所示的码分复用信号即使将振幅的最大值和最小值的中心设为0电平，将振幅的值归一化为1后表现为(+1，-1，0，0，0，0，1，-1，0，0，-1，1)，也具有同一意思。
<解码处理>
参照图3(A)至(D)以第一信道为例说明对码分复用信号进行解码的过程。在图3(A)以及(B)中，横轴表示时间轴的方向。纵轴进行了省略，但纵轴的方向表示时间的强度。图3(A)表示被输入解码处理电路所具有的模拟匹配滤波器的码分复用信号的时间波形。将上述图2(C)所示的码分复用信号的振幅的最大值和最小值的中心设定为0电平，将振幅的值归一化而表示为1。图3(B)表示由模拟匹配滤波器解码并输出的信号的时间波形。如后所述，从模拟匹配滤波器输出的信号为接收到的信道的光终端装置的接收信号分量即自相关波形分量和接收到的信道的光终端装置以外所接收的互相关波形分量之和。即，互相关波形分量为噪声分量。
图3(C1)表示由判定电路进行阈值判定后输出的信号的时间波形。图3(C2)表示用于将图3(C1)所示的信号锁定(latch)的时钟信号的时间波形。此外，图3(D)表示由图3(C2)所示的时钟信号将图3(C1)所示的进行了阈值判定后输出的信号锁定而得到的信号的时间波形。该图3(D)所示的信号为接收信号。图3(C1)、(C2)以及(D)的横轴和纵轴被省略，但横轴的方向表示时间轴的方向，纵轴的方向表示信号的强度。此外，用点划线表示信号的0电平。
对从模拟匹配滤波器输出的信号进行判定处理的判定电路相当于图1所示的解码处理电路30所具有的判定电路46。此外，在图1中，也包含用于由图3(C2)所示的时钟信号将图3(C1)所示的进行了判定处理后输出的信号锁定的锁定电路，表示为判定电路46，锁定电路本身省略了图示。
如上所述，将发送信号进行编码的意思相当于求发送信号D和编码信号C之积D×C。另一方面，接收被编码后发送来的码分复用信号并对该码分复用信号进行解码对应于再次用同一码对码分复用信号进行编码。
码分复用信号为第一信道的编码发送信号(D1×C1)、第二信道的编码发送信号(D2×C2)、第三信道的编码发送信号(D3×C3)等被复用的全部编码发送信号之和。从而，码分复用信号表示为(D1×C1)+(D2×C2)+(D3×C3)+...。用对第一信道分配的码C1将该码分复用信号解码相当于求{(D1×C1)+(D2×C2)+(D3×C3)+...}C1(再次用同一码将码分复用信号编码)。
即，由模拟匹配滤波器解码后输出的信号的时间波形是反映了{(D1×C1)+(D2×C2)+(D3×C3)+...}C1＝(D1×C1)C1+(D2×C2)C1+(D3×C3)C1+...＝D1×C12+(D2×C2×C1)+(D3×C3×C1)+...的信号。这里，C12＝1。这是因为是同一码的积，因此构成两者的码的码片全部是同一值，即‘1’或‘-1’。也就是因为就C12的运算对码的每个码片来看，如1×1＝1或(-1)×(-1)＝1这样一定为‘1’。从而，表示上述由模拟匹配滤波器解码并输出的信号的时间波形的第一项D1×C12成为D1，构成第一信道的发送信号的各位的脉冲D1被再生。即，该分量相当于由模拟匹配滤波器解码并输出的信号相对于第一信道的发送信号的自相关波形分量。
另一方面，由于表示上述由模拟匹配滤波器解码并输出的信号的时间波形的第二项以后的项为C1×Ci≠1(这里，i＝2，3，...。)，所以从(D2×C2)C1以及(D3×C3)C1的项起不能再生构成第二、第三信道的发送信号的各位的脉冲D2以及D3。即，这些分量相当于由模拟匹配滤波器解码并输出的信号相对于第一信道的发送信号的互相关波形分量。
如以上所说明的那样，通过模拟匹配滤波器，可以将码分复用信号解码而再生自相关波形分量。在图3(B)中，时间轴上所示的脉冲分量(图3(B)中由P以及Q表示。)为自相关波形分量。此外，互相关波形分量为控制在隔着时间轴上下表示的虚线间的噪声分量。在图3(B)中，由于互相关波形分量的形状非常复杂，所以用隔着时间轴上下表示的虚线来表示其最大值和最小值的电平，其详细形状省略。
图3(C1)表示由判定电路对图3(B)所示的由模拟匹配滤波器解码后输出的信号的时间波形进行处理后仅提取并输出自相关波形分量的信号。图3(C1)所示的信号由图3(C2)所示的时钟信号锁定，得到图3(D)所示的接收信号。
接着，参照图3(C1)、(C2)以及(D)说明判定电路中的锁定处理的内容。由于用于进行锁定处理的锁定电路可以利用公知的D触发电路等，所以锁定电路本身省略说明。在该实施例中，作为D触发电路，利用了MC100LVEL31(ON semiconductor公司制造)。
如后所述，由阈值处理电路对图3(B)所示的由模拟匹配滤波器解码后输出的信号进行处理而生成图3(C1)所示的时间波形。即，阈值处理电路起到将图3(B)所示的模拟解码信号转换为图3(C1)所示的数字解码信号的作用。从而，图3(C1)所示的时间波形的特征在于对应于图3(B)所示的被解码后输出的信号的自相关波形分量而呈现矩形波(矩形脉冲)。该矩形脉冲的振幅的大小由阈值处理电路规定，图3(C1)中呈现的所有矩形脉冲的振幅的大小一定。图3(C1)中用分别赋予了a、b的两条向下的箭头夹持表示该矩形脉冲的一例。阈值处理电路可以从公知的比较器中适当选择合适的比较器来利用。在本实施例中，利用了MAX9600(MAXIM Integrated Products公司制造)。
图3(C1)所示的数字解码信号和图3(C2)所示的时钟信号被输入起到锁定电路功能的D触发电路时，进行如下的处理，得到图3(D)所示的接收信号。
在图3(C2)所示的信号的上升沿的瞬间(例如图3(C2)中表示为X的瞬间)，存在与数字解码信号的自相关波形的波峰对应的矩形脉冲(例如，图3(C1)中由分别赋予了a、b的两条向下的箭头夹持表示。)的情况下，开始从D触发电路的输出端子输出与‘1’相当的强度的信号。然后，直到再次时钟信号的下一个上升沿的瞬间(图3(C2)中表示为Y的瞬间)为止，从D触发电路的输出端子持续输出与‘1’相当的强度的信号，在该瞬间，从D触发电路的输出端子输出变化为相当于‘-1’的强度的信号的信号。
同样，接着开始从D触发电路的输出端子输出与‘1’相当的强度的信号是在图3(C2)中表示为Z的时钟信号上升沿的瞬间。而且，来自D触发电路的输出端子的输出信号变化为相当于‘-1’的强度的信号是在时钟信号再次上升的瞬间(该瞬间脱离了图3(C2)。)。
如以上所说明的那样，在与数字解码信号的自相关波形的波峰对应的矩形脉冲的存在时间内，对D触发电路输入时钟信号的上升沿信号时，生成图3(D)中所示的接收信号的相当于‘1’的强度的矩形脉冲。另一方面，在与数字解码信号的自相关波形的波峰对应的矩形脉冲的存在时间外，对D触发电路输入了时钟信号的上升沿信号的情况下，仍然保持从D触发电路的输出端子输出与‘-1’相当的信号的状态。
这样，对应于在时钟信号的上升沿的瞬间是否存在与数字解码信号的自相关波形的波峰对应的矩形脉冲，从D触发电路的输出端子输出与‘1’相当的信号或输出与‘-1’相当的信号。由此，接收信号被再生。图3(D)所示的接收信号是作为图2(A1)所示的发送信号(1，-1，1，...)的一部分的(1，-1，1，...)部分被再生的结果。在图3(D)中，为了明示与(1，-1，1，...)相当的部分，用括号将作为信号的值的‘1’以及‘-1’括起来表示。
从上述说明可知，如果在时钟信号的上升沿瞬间不存在与数字解码信号的自相关波形的波峰对应的矩形波，则不能生成图3(D)所示的接收信号。从而，必定需要调整图3(C1)所示的数字解码信号和图3(C2)所示的时钟信号在时间轴上的相对位置关系。参照图1说明两者的相对位置关系的调整。
从受光元件18输出的码分复用信号由电信号分离器26分离后，被分离的一部分被输入时钟信号再生电路34，传输速率频率的时钟信号被再生并输出。该传输速率频率的时钟信号由电信号分离器36分离，被分离的一部分被输入分频器38后，被转换为基本速率频率的时钟信号并被输出。这里，传输速率频率是指码分复用信号的比特率所对应的频率，基本速率频率是指各个信道的发送信号的比特率所对应的频率。即，传输速率频率除以信道数得到的频率为基本速率频率。
从分频器38输出的时钟信号被输入第二延迟电路40，其相位被调整后被输出。从第二延迟电路40输出的时钟信号如图3(C2)所示。即，通过第二延迟电路40能够调整图3(C2)所示的时钟信号的时间轴上的位置。该调整可以通过手动方式进行也可以自动进行。日本公开特许公报(日本特开2005-33544号公报)中公开了用于使该调整自动化的一种手段。
这里，说明图3(B)所示的由模拟匹配滤波器解码后输出的信号的时间波形中包含的噪声分量。图1所示的光存取网络系统的光终端装置10中，从发送信号处理部24输出发送信号，另一方面，对接收信号处理部22输入接收信号。这里，对各信道分配用于编码的码以及用于解码的码。而且，这些码使用相同码。因此，发生光传输路径中设置的用于与光分合波元件连接的光连接器等中发生的反射噪声混入被输入接收信号处理部的接收信号中的问题。
参照图4说明该反射噪声混入接收信号的机理。图4是用于说明来自光连接器的反射光混入接收信号处理部的情况的图。在图4中，从图1中仅拿出说明反射噪声混入接收信号的机理所需的部分来进行表示。发送信号从发光元件20输出后从光耦合器16的端口3输入，从端口1输出后被输入光连接器61。从光连接器61反射发送信号的一部分后输入光耦合器16的端口1。该反射的发送信号从光耦合器16的端口2输出后被输入受光元件18。
从而，对受光元件18输入从光耦合器16的端口1输入并从端口2输出的接收信号a和从光连接器61反射的发送信号的一部分b两者。该发送信号的一部分b主要是从光耦合器16的端口3输入并从端口1输出的发送信号从光连接器61被反射并再次输入端口1并从端口2输出后的部分。
参照图5(A)以及(B)说明对接收信号和混入了反射的发送信号的信号进行了解码的情况。图5(A)以及(B)是表示对接收信号和混入了反射的发送信号的信号进行了解码的情况下的自相关波形的波峰位置的关系的图。横轴表示时间轴，纵轴被省略，但纵轴的方向上表示信号强度。
由于发送信号和接收信号是被用相同的码进行了编码的信号，所以产生两者的自相关波形的波峰位置一致的情况。在图5(A)以及(B)中，c所表示的波峰表示接收信号的自相关波形，表示为r的波峰表示被反射的发送信号的自相关波形。图5(A)表示接收信号和反射的发送信号的自相关波形的波峰位置一致的情况，图5(B)表示接收信号和反射的发送信号的自相关波形的波峰位置不一致的情况。
在图5(A)以及(B)中，接收信号的互相关波形分量为控制在隔着时间轴上下表示的粗虚线之间的噪声分量，发送信号的互相关波形分量为控制在隔着时间轴上下表示的细虚线之间的噪声分量。互相关波形分量由于其形状非常复杂，所以用隔着时间轴上下表示的虚线表示其最大值和最小值的电平，其详细的形状省略。
在图5(A)所示的接收信号和反射的发送信号的自相关波形的波峰位置一致的情况下，接收信号的自相关波形的波峰和发送信号的自相关波形的波峰的差为实质的信号分量，在图5(A)中表示为S1。提供该情况下的S/N比的N的值是发送信号的自相关波形的波峰强度，在图5(A)中表示为N1。
另一方面，在图5(B)所示的两者的自相关波形的波峰位置不一致的情况下，自相关波形的波峰和接收信号的互相关波形分量的波峰的差为实质的信号分量，在图5(B)中表示为S2。提供该情况下的S/N比的N的值是接收信号的互相关波形分量的波峰强度，在图5(B)中表示为N2。
如图5(A)以及(B)所示，由于S1＜S2，N1＞N2，因此图5(B)所示的两个自相关波形的波峰位置不一致的情况下的S/N比S2/N2大于图5(A)所示的两个自相关波形的波峰位置一致的情况下的S/N比S1/N1。即，(S2/N2)＞(S1/N1)。从而，通过使接收信号的自相关波形的波峰位置和反射的发送信号的自相关波形的波峰位置错开来进行接收，能够增大S/N比，因此可以说优选象这样将两个波峰位置错开来接收。
通过调整图1所示的第一延迟电路58的延迟量来实现调整接收信号和反射的发送信号的自相关波形的波峰位置。以第一信道的情况为例说明时，从码赋予电路56输出的编码发送信号被输入第一延迟电路58，其相位被调整。在第一延迟电路58中，由于编码发送信号的延迟量被调整，所以能够调整从光连接器61反射来的发送信号的自相关波形的波峰位置和从第一延迟电路58输出的编码发送信号的自相关波形的波峰位置在时间轴上的位置关系。两个自相关波形的波峰位置的间隔对应于在第一延迟电路58中得到的延迟量而变化。即，如图5(B)所示，可以设为两个自相关波形的波峰位置不一致的状态。在第一延迟电路58中得到的延迟量所对应的接收信号和反射的发送信号的自相关波形的波峰位置的间隔在图5(B)中由在两端附加了箭头的平行于时间轴的线段表示。
<模拟匹配滤波器>
本发明的光存取网络系统的特征之一在于由模拟匹配滤波器将码分复用信号解码。因此，参照图6(A)以及(B)说明模拟匹配滤波器的结构及其动作。
图6(A)以及(B)是模拟匹配滤波器的概略方框结构图。模拟匹配滤波器包括模拟移位寄存器140、正信号用加法器142、负信号用加法器144、将分别来自该正信号用加法器142以及该负信号用加法器144的输出信号相加的模拟加法器146、低通滤波器148。正信号用加法器142以及负信号用加法器144分别具有放大器150以及反向放大器152。放大器150以及反向放大器152省略其周边电路进行表示。
在表示为数据输入的输入端子上输入从自动增益控制元件28输出的码分复用信号。此外，在表示为时钟输入的输入端子上输入由电信号分离器36分离的传输速率频率的时钟信号。
图6(A)所示的模拟匹配滤波器假定由数列(1，0，0，1)得到的码进行解码而进行设计。即，假设第一实施例的由分配给第一信道的码进行解码的情况。由数列(1，0，0，1)得到的码在进行‘1’和‘-1’的二值显示时也可以称作由数列(1，-1，-1，1)得到的码。
这里，为了简单，首先在码分复用信号中仅取出第一信道的分量来进行说明。码分复用信号中也混入第一信道以外的信道的编码后的发送信号，但由于它们由与分配给第一信道的码不同的码进行编码，所以不再生。
说明图2(A2)所示的第一信道的编码发送信号由模拟匹配滤波器作为与具有图2(A1)所示的时间波形的第一信道的发送信号相同时间波形的接收信号被再生的情况。
作为模拟移位寄存器140使用4级(从输入侧依次表示为1、2、3、4。)的电荷耦合型元件CCD(Charge Coupled Device)形成的移位寄存器(以后称作‘CCD移位寄存器’。)。即，模拟移位寄存器140是4位的CCD移位寄存器。在第一实施例中，由于假设了通过码片数为4的码(码长为4的码)进行编码的情况，所以使用4级的CCD移位寄存器。实际上，由于使用码片数为16或32的码等码长较长的码，所以使用16或32级的CCD移位寄存器等级数多的CCD移位寄存器，以下说明的原理同样。
在各信道的比特率为125Mbit/s，对16信道以码长为16的正交码编码后复用的情况下，或者在各信道的比特率为62.5Mbit/s，对32信道以码长为32的正交码编码后复用的情况下，编码的码片率为2Gbit/s。即，CCD移位寄存器的各级间的电荷以2Gb/s移位即可。相反在现状下的CCD移位寄存器中，各级间的电荷的移位速度确保在10Gbit/s左右，所以根据使用CCD移位寄存器的模拟匹配滤波器，能够容易地实现码片率为2Gbit/s的编码。即，在PON中，容易地实现用于服务提供商和加入者利用码分复用方式进行100Mbit/s级的通信的光存取网络系统。
在CCD移位寄存器140的时钟输入端子输入传输率频率的时钟信号。此外，在CCD移位寄存器140的数据输入端子输入码分复用信号(图2(A2)所示的编码发送信号)。将图6(A)以及(B)所示的CCD移位寄存器140的第一级的输入端子表示为D1，将输出端子表示为Q1。此外，将第二、第三以及第四输入端子分别表示为D2、D3、D4，将输出端子分别表示为Q2、Q3、Q4。CCD移位寄存器140的数据输入端子连接到第一级的输入端子D1。
参照图6(A)说明以码(1、-1、-1、1)编码的第一信道的码分复用信号被解码的原理。
首先，对CCD移位寄存器的第一级的数据输入端子D1输入码分复用信号，即这里为图2(A2)所示的第一信道的编码发送信号的‘1’(图2(A2)的表示为CS1的时隙为1。)时，与时钟信号同步地从第一级的输出端子Q1输出‘1’。接着，对第一级的数据输入端子D1输入第一信道的编码发送信号的‘-1’(图2(A2)的表示为CS2的时隙为-1。)时，与时钟信号同步地从第一级的输出端子Q1输出‘-1’，从第二级的输出端子Q2输出‘-1’。这样，不断对第一级的数据输入端子D1输入表示为CS3的时隙和表示为CS4的时隙的信号时，先输出的信号与时钟信号同步地从第一级至第四级的输出端子各错开1级而输出。
在编码发送信号的正好CS1至CS4的时隙中存在的码片全部被从模拟移位寄存器140的数据输入端子输入的阶段，来自第一级至第四级的各个输出端子、Q1、Q2、Q3以及Q4的输出端子的输出值(Q1、Q2、Q3、Q4)为(1、-1、-1、1)。即，第一级至第四级的各个输出值即(Q1，Q2，Q3，Q4)在模拟移位寄存器140中呈现为在表示为F、G、H、I的位置的电压值。
位置F的电压值和位置I的电压值被输入正信号用加法器142，由电信号合波器154合波后输入放大器150，成为与位置F的电压值和位置I的电压值之和相当的信号后被输出。另一方面，位置G的电压值和位置H的电压值被输入负信号用加法器144，由电信号合波器156合波后输入反向放大器152，与位置G的电压值和位置H的电压值之和相当的电压值(是负值。)被转换为正的电压值后被输出。
来自放大器150的输出信号和来自反向放大器152的输出信号由模拟加法器146合波后被输入低通滤波器148。
低通滤波器148起到滤取从模拟加法器146输出的信号中基本速率频率的信号并遮断高频的噪声分量的作用。
在编码发送信号的正好CS1至CS4的时隙中存在的码片全部被从模拟移位寄存器140的数据输入端子输入的阶段，来自Q1、Q2、Q3以及Q4的输出端子的输出值(Q1、Q2、Q3、Q4)为(1、-1、-1、1)，所以在电信号合波器154中，F以及I的位置电位即电位1和电位1被输入，成为电位2而被输入放大器150。此外，对电信号合波器156输入G以及H的位置的电位的电位-1和电位-1，成为电位-2后被输入反向放大器152。
从而，从放大器150输出与电位2成正比的电位(这里，为简单而将放大率设为1。)的信号，从反向放大器152输出电位-2被反转(这里，为简单而将放大率设为-1。)后的电位2的信号，两者由模拟加法器146合波后电位为4的信号经由低通滤波器148从CCD移位寄存器140的数据输出端子输出。
CCD移位寄存器140的输出值(Q1，Q2，Q3，Q4)依次成为(1、-1、-1、1)是在CS9至CS12的时隙中存在的码片全部被从模拟移位寄存器140的数据输入端子输入的阶段。此时，同样从CCD移位寄存器140的数据输出端子输出电位为4的信号。
CCD移位寄存器140的输出值(Q1，Q2，Q3，Q4)成为与(1、-1、-1、1)不同的输出时，不会从CCD移位寄存器140的数据输出端子输出电位为4以上的信号，电位一定小于4。这如果将CCD移位寄存器140的输出值(Q1，Q2，Q3，Q4)成为与(1、-1、-1、1)不同的例如(-1、-1、1、1)等状态的情况与上述说明同样进行研究就能明了。
接着，参照图6(B)说明以码(1、-1、1、-1)编码的第二信道的码分复用信号被解码的原理。图6(A)所示的模拟匹配滤波器和图6(B)所示的模拟匹配滤波器的不同在于从F、G、H、I的某个位置取出要输入放大器150和反向放大器152的信号。在图6(A)所示的模拟匹配滤波器中，从F以及I的位置取出对放大器150的输入信号，从G以及H的位置取出对反向放大器152的输入信号。相反，在图6(B)所示的模拟匹配滤波器中，从G以及I的位置取出对放大器150的输入信号，从F以及H的位置取出对反向放大器152的输入信号。这样，能够根据从F、G、H、I的某个位置取出要输入放大器150和反向放大器152的信号来设定码长为4的任意的码。
码分复用信号中也混入了第二信道以外的信道的被编码的发送信号，但这些是由于以与对第二信道分配的码不同的码进行编码，所以不再生。
对图2(B2)所示的第二信道的编码发送信号由模拟匹配滤波器作为与具有图2(B1)所述的时间波形的第二信道的发送信号同一时间波形的接收信号再生的情况进行说明。在图6(B)所示的模拟匹配滤波器中，解码的动作基本上与图6(A)所示的模拟匹配滤波器同样。
首先，对CCD移位寄存器的第一级的数据输入端子D1输入码分复用信号，即这里为图2(B2)所示的第二信道的编码发送信号的‘1’(图2(B2)的表示为CS1的时隙为1。)时，与时钟信号同步地从第一级的输出端子Q1输出‘1’。接着，对第一级的数据输入端子D1输入第二信道的编码发送信号的‘-1’(图2(B2)的表示为CS2的时隙为-1。)时，与时钟信号同步地从第一级的输出端子Q1输出‘-1’，从第二级的输出端子Q2输出‘-1’。这样，不断对第一级的数据输入端子D1输入表示为CS3的时隙和表示为CS4的时隙的信号时，先输出的信号与时钟信号同步地从第一级至第四级的输出端子各错开1级被输出。
在编码发送信号的正好CS1至CS4的时隙中存在的码片全部被从模拟移位寄存器140的数据输入端子输入的阶段，来自第一级至第四级的各个输出端子、Q1、Q2、Q3以及Q4的输出端子的输出值(Q1、Q2、Q3、Q4)为(-1、1、-1、1)。即，第一级至第四级的各个输出值即(Q1，Q2，Q3，Q4)在模拟移位寄存器140中呈现为在表示为F、G、H、I的位置的电压值。
位置G的电压值和位置I的电压值被输入正信号用加法器142，由电信号合波器154合波后输入放大器150，成为与位置G的电压值和位置I的电压值之和相当的信号后被输出。另一方面，位置F的电压值和位置H的电压值被输入负信号用加法器144，由电信号合波器156合波后输入反向放大器152，与位置F的电压值和位置H的电压值之和相当的电压值(是负值。)被转换为正的电压值后被输出。
来自放大器150的输出信号和来自反向放大器152的输出信号由模拟加法器146合波后被输入低通滤波器148。
在编码发送信号的正好CS1至CS4的时隙中存在的码片全部被从模拟移位寄存器140的数据输入端子输入的阶段，来自Q1、Q2、Q3以及Q4的输出端子的输出值即(Q1、Q2、Q3、Q4)为(-1、1、-1、1)，所以在电信号合波器154中，G以及I的位置上的电位即电位1和电位1，成为电位2而被输入放大器150。此外，对电信号合波器156输入F以及H的位置上的电位即电位-1和电位-1，成为电位-2后被输入反向放大器152。
从而，从放大器150输出与电位2成正比的电位的信号，从反向放大器152输出电位-2被反转后的电位为2的信号，两者由模拟加法器146合波后作为电位为4的信号经由低通滤波器148从CCD移位寄存器140的数据输出端子输出。
CCD移位寄存器140的输出值(Q1，Q2，Q3，Q4)依次成为(-1、1、-1、1)是在CS5至CS8的时隙中存在的码片全部被从模拟移位寄存器140的数据输入端子输入的阶段。此时，同样从CCD移位寄存器140的数据输出端子输出电位为4的信号。
CCD移位寄存器140的输出值(Q1，Q2，Q3，Q4)成为与(-1、1、-1、1)不同的输出时，不会从CCD移位寄存器140的数据输出端子输出电位为4以上的信号，电位一定小于4。
如以上所说明的那样，仅在CCD移位寄存器140的输出值(Q1，Q2，Q3，Q4)与设定的码一致的情况下，从CCD移位寄存器140的数据输出端子输出电位为4的信号。这是与自相关波形相当的信号。例如，在图3(B)所示的将第一信道的编码发送信号解码后得到的信号的时间波形中，表示为P以及Q的波峰是从CCD移位寄存器140的数据输出端子输出电位为4的信号的瞬间呈现的波峰。
<判定电路>
参照图7(A)至(C)说明判定电路的结构以及动作。图7(A)是判定电路的概略方框结构图，图7(B)表示从模拟匹配滤波器输出的被解码后的信号的时间波形。此外，图7(C)表示进行了阈值判定后输出的信号的时间波形。
图7(B)所示的时间波形相当于图3(B)所示的由模拟匹配滤波器解码后输出的信号的时间波形。图7(B)和图3(B)外观上不同，但各个图为说明的方便而抽象表示，现实中的信号的时间波形接近于图7(B)。
判定电路构成为具有比较器42和D触发电路52。从判定电路的模拟数据输入端子对比较器42的输入端子(IN)输入图7(B)所示的从模拟匹配滤波器输出的被解码的信号。从一个阈值电平输入端子(REF)输入设定为阈值的电位的信号。该电位相当于图7(B)中表述为阈值的电位。
在从输入端子(IN)输入的信号的电平超过了阈值的情况下，从比较器42的输出端子(OUT)输出相当于1的电位的信号。另一方面，在从输入端子(IN)输入的信号的电平低于阈值的情况下，输出相当于0的电位的信号。从而，从比较器42的输出端子(OUT)输出的信号的时间波形成为图7(C)所示的时间波形。图7(C)所示的时间波形对应于上述图3(C1)所示的时间波形。
图7(C)所示的时间波形的信号被输入D触发电路52的输入端子(D)。另一方面，在D触发电路52的时钟信号输入端子(CLK)输入时钟信号。被输入时钟信号输入端子(CLK)的时钟信号是图3(C2)所示的时钟信号。即，通过该时钟信号将被输入到输入端子(D)的进行阈值判定后被输出的信号锁定。由于已经说明了锁定动作的原理，所以这里不作重复。
在图3(C1)中，将矩形脉冲的宽度相等地进行表示，但实际上如图7(C)所示的波形这样，矩形脉冲的宽度不相等。但是，由于在该矩形脉冲的宽度范围内包含时钟信号的上升沿的瞬间即可，所以该矩形脉冲的宽度无需一定相等。但是，需要由第二延迟电路调整时钟信号在时间轴上的位置，以使被输入时钟信号输入端子(CLK)的时钟信号的上升沿的瞬间控制在图7(C)所示的矩形脉冲的宽度(W1以及W2)的范围内。
<第二实施例>
参照图8说明第二实施例的光存取网络系统的结构及其动作。图8是第二实施例的光存取网络系统的概略方框结构图。在第二实施例中，假设了加入者数为16的情况。与第一实施例的光存取网络系统不同之处在于，在第一实施例的光存取网络系统中，通信所使用的信号波长仅为一种，而在第二实施例的光存取网络系统中，是将四种波长作为信号波长使用的所谓WDM(Wavelength Division Multiplex)系统。
从而，有关以信号波长λ1进行通信的部分的结构与第一实施例的光存取网络系统相同。作为信号的波长利用的波长使用λ1到λ4的四种，从而对于用户数扩展为4倍(ONU-1至ONU-16)大小的系统。即，在从ONU-1至ONU-4中利用波长λ1，在从ONU-5至ONU-8中利用波长λ2，在从ONU-9至ONU-12中利用波长λ3，在从ONU-13至ONU-16中利用波长λ4。此外，可以使对ONU-1、5、9以及13分配的码共用。同样，对ONU-2、6、10以及14分配的码、对ONU-3、7、11以及15分配的码、对ONU-4、8、12以及16分配的码分别能够共用。此外，ONU-1至ONU16分别对应于第一信道(ch1)至第16信道(ch16)。当然，上述码的分配以及对ONU的信道的分配不过为一例，不应限定于此。
通过将作为信号的波长利用的波长增加为λ1到λ4的四种，与第一实施例的光存取网络系统中的光分合器66对应的光分合器66-1以及66-4，和与光耦合器124对应的光耦合器124-1以及124-4之间，需要具有波长选择性的波长选择性分合波器50以及54。
作为具有波长选择性的波长选择性分合波器例如可以使用WDM分合波器。此外，也可以利用不具有波长选择性的对光分合器和输出该光分合器的分离光的各端口设置了透过波长不同的滤光器的装置。
在第二实施例的光存取网络系统中，以λ1到λ4的信号波长进行通信的各部分的结构分别与第一实施例的光存取网络系统相同，因此可知收发共用的高速信号，以及得到不需要将利用的波长数增加到以往的同种光系统左右的效果。
权利要求
1.一种光存取网络系统，该光存取网络系统在光纤传输路径的一端设置光分合器，并在与所述光纤传输路径的另一端耦合的光线路终端装置和多个光终端装置之间，对该多个光终端装置分别分配互相不同的码，通过码分复用进行双向光通信，所述多个光终端装置分别与通过所述光分合器分离而形成的多个分离光纤传输路径耦合，该光存取网络系统的特征在于，所述多个光终端装置以及所述光线路终端装置分别具有发送信号处理部，其对发送信号进行编码而生成编码发送信号并输出；以及接收信号处理部，其接收被码分复用而传输的码分复用信号，对该码分复用信号进行解码后取出接收信号，所述接收信号处理部具有对所述码分复用信号进行解码的解码处理电路，该解码处理电路具有模拟匹配滤波器和判定电路，该模拟匹配滤波器具有模拟移位寄存器、正信号用加法器、负信号用加法器、将分别来自该正信号用加法器以及该负信号用加法器的输出信号相加的模拟加法器、以及低通滤波器。
2.如权利要求1所述的光存取网络系统，其特征在于，所述发送信号处理部具有码赋予电路，其对所述发送信号进行编码；以及延迟电路，其连接到该码赋予电路的后级，对所述编码发送信号的相位进行调整后输出。
全文摘要
本发明的课题是提供光存取网络系统，其可以收发高速的信号，且不增加利用的波长数就能增加加入者数。作为解决手段，光线路终端装置和光终端装置经由光纤传输路径、光分合器以及多个分离光纤传输路径而耦合。光线路终端装置以及光终端装置构成为具有光处理部以及电处理部。光处理部具有发光元件以及受光元件。电处理部具有发送信号处理部，其将发送信号编码而生成电信号的形式的编码发送信号；以及接收信号处理部，其将由受光元件从光信号的形式转换为电信号的形式的码分复用信号解码而取出接收信号。光存取网络系统的特征在于，接收信号处理部所具有的解码处理电路构成为具有模拟匹配滤波器和判定电路。
文档编号H04B10/20GK101013930SQ20061016921
公开日2007年8月8日 申请日期2006年12月20日 优先权日2006年2月2日
发明者鹿岛正幸, 岩村英志 申请人:冲电气工业株式会社