调节均衡器输入的制作方法

专利名称：调节均衡器输入的制作方法
技术领域：
本发明涉及调节通信信号和配置滤波器的装置和方法。
在无线电系统中，在发射机与接收机之间行进的信号将被该发射机和该接收
机所处的环境所扰乱。接收机的性能，即其从接收信号准确恢复由发射机放入到该 信号中的信息的能力，在很大程度上依赖于该接收机消除由环境所引起的扰乱的能力。
传输信号的环境扰乱通常归咎于三个主要的来源。它们是噪声、干扰及多径 传播。噪声可能有很多来源，包括来自大环境的热噪声和来自所议接收机内的电路 噪声。干扰是起因于在所议接收机附近传送的其他信号。而多径传播则则起因于一 信号经由一条以上的路径自发射机到达接收机。多径传播发生的情形的一个示例在

图1中示出。
图la示出了发射机IOO试图发送一无线电信号给接收机110。三个物体112、 114和116位于发射机IOO和接收机110的附近。由发射机IOO发射的无线电信号 可以经由不同的路径到达接收机110。首先，该无线电信号可以经由自发射机IOO 出发的直接路径118到达接收机110。来自发射机100的无线电信号还可以通过自 物体112至物体116反射到达接收机110。例如，该无线电信号可以分别自物体112、 114和116反射而沿路径120、 122和124行进。很显然，路径118到124有不同 的长度，这导致该无线电信号沿着这些路径行进的版本到达接收机110时有不同的 相对延迟。
一种惯常的做法是以示出接收信号的能量如何由于延迟被发散的图表的形式 来表征多径传播。图lb说明了对于一在物体112到U6存在的情况下从发射机100 行进到接收机110的无线电信号，这样一个标绘图将是什么样。图lb说明了接收 信号的能量在一定延迟范围内的扩散，而图lc说明了图lb的能量与延迟关系分布 的采样或数字化版本。
通常，由发射机发射的无线电信号所传达的信息以一系列信息码元的形式存 在。多径传播会引起称为码元间干扰(ISI)的现象。当自发射机至接收机的诸路
径长度不同使得沿一条路径走的该无线电信号中的一个信息码元与沿另一条路径 走的该无线电信号中的另一个信息码元同时到达接收机时，就会发生码元间干扰 (ISI)。
ISI也会因其他的机制而被引入。例如，在GSM增强数据率演进(EDGE)系 统中，使用一滤波器在发射机发射信号之前控制已调制GMSK或8PSK信号的带 宽(例如，见，3GPPTS 45.004第三代合作项目；GSM/EDGE技术规范组；无线 电接入网络)。此外，由接收机获得的信号通常会接受这样或那样形式的滤波(例 如，抑制本来会减小动态范围的邻近频率信道中的干扰)。此类的滤波机制可能是 ISI的另一种来源。
在干扰和噪音存在的情况下，通常要设计一种能够抵消由于例如多径传播、 在发射机中的滤波和在接收机中的滤波当中的一者或多者而产生的ISI、并估计由 始发信号的发射机放入该信号中的信息的接收机。见，例如，"Z)^/to/ Cowmw"/ca"om (数字通信)"，John G. Proakis， McGraw-Hill国际系列，第三版。
有许多抵消ISI的方法，这些方法一般被称为"均衡"。在这些方法当中下述
几种值得注意
1.线性均衡(例如，见"Z)/g"fl/Cowmwm'c如'ww(数字通信)"，JohnG. Proakis， McGraw-Hill国际系列，第三版);
2 、使用Viterbi算法的最大似然序列估计(MLSE )(例如，见
/"to^mk / /"b/ewzce (在码元间干扰存在的情况下数字序列的最大似然序列估 计)"，Forney, G., Jr.;关于信息理论的IEEE学报，第18巻，第3期，1972年5 月，第363-378页)；
3、 最大后验概率(MAP)(例如，见，"(9/7&附"m cam/ s"6c^/mwm afefecaow o/ coded cfe/o fife^wZ ed //柳e-var/wg /w&n7m60/ /wte^rewce /"a/^/Zco^/e fiffg"a/ moW/e ra&o ^ce/vewj (受时变码元间干扰扰乱的编码数据的最优和次优检测[可 应用于数字移动无线电接收机])"，Koch, W.; Baier, A.;世界电信大会，1990， 以及展览会"通信连接未来"，GLOBECOM'90， IEEE， 1990年12月2日-5日，第1679-1684页，第3巻)，和其复杂性较低的版本，最大对数MAP;以 及
4、 软输出Viterbi算法("」F/ter6z' a/gor/^zw w"/z soy -Gfec&ow o啤她/te a;^/cato朋(带有软判决输出的Viterbi算法及其应用)"，Hagenauer, J.; Hoeher，
P.;世界电信大会，1989，及其展览会。"1990年代及将来的通信技术"， GLOBECOM ，89， IEEE， 1989年11月27日—30曰，第1680-1686页，第3巻)。
存在许多的复杂度降低的ISI抑制方法，特别地有归约状态序列估计(RSSE)
/ee必fldt (具有集合分划和判决反馈的归约状态序列估计)"，Eyuboglu, M. V.; Q觀hi, S.U.H.; IEEE通信学报，第36巻，第1期，1988年1月，第13-20页)， RSSE可用于诸如8PSK等较高阶的调制方案。
以数学形式，可将接收信号看作是自发射机通过由一描述影响接收信号的各 种ISI源的滤波器构成的信道到达接收机的。在本文中，此类的滤波器将被称为一 "信道"，并且此类滤波器的冲激响将被称为"信道响应"，而此类冲激响应的估 计或度量将被称为"信道估计"。
为了让均衡器能对接收信号成功地起作用，需要赋予该均衡器对于信号的准 确的信道估计。这一考虑主张使用至少与真实信道一样长的信道估计。然而，均衡 器所使用的信道估计的长度L将直接影响该均衡器的复杂度。在线性均衡器的情 况下，复杂度将随L线性变化。在软输出Viterbi算法(SOVA)均衡器的情况下， 复杂度将随L指数增长。这样，在一均衡方案中所允许的信道估计的长度通常受 到限制。如果一均衡器使用其长度比信道响应短的信道估计，那么该均衡器的性能 将受损。 一般而言，接收信号的能量落在信道响应中位于信道估计长度以外的部分 里的比例约高，该均衡器的性能就越差。为此，必须对发射机和接收机中的滤波处 理的设计给予仔细的考虑，以避免过度延长呈供均衡的信号的信道响应的长度。
己经发现，通过使用在使用诸如延迟判决反馈序列估计(DDFSE)方案等更 复杂的均衡方案处理信号之前使用线性均衡器来调节接收信号的均衡方案，增强的 均衡性能可以被实现。例如，见，o/a"/wfery^e"ce-ms&tom1 e《Ka/izer/w 五iX^ ce/Mar ra&o ^;他ms(用于EDGE蜂窝无线电系统的抗干扰均衡器的设计)", M. Barberis, S. Heinen, P. Guerra;机动车技术大会2002，会刊，VTC 2002秋季， 2002第56届IEEE,第3巻，2002年9月24日—28日，第1622-1626页，巻3)。 在如此一个复合的均衡方案中，线性均衡器被用来部分消除ISI，并调节噪声和干 扰，从而帮助信道估计和后续更高复杂度的均衡方案的均衡处理。本专利申请的发 明人意识到，用作这一角色的线性均衡器必须被仔细地控制以避免跟随在此线性均 衡器之后的更高复杂性的均衡方案所觉察到的信号的信道响应与该更高复杂度的
均衡方案所使用的信道估计的长度相比过度延长。
根据一个方面，本发明提供用于调节预定要由均衡器均衡的通信信号的设备， 该设备包括位于该均衡器之前的前置滤波器，以及用以调整该前置滤波器的作用以 抑制因前述信号中的多径结构而导致该前置滤波器延长通信信号的信道响应的装 置。
本发明还包括一种调节预定要由均衡器均衡的通信信号的方法，该方法包括 在该均衡器之前对该通信信号进行前置滤波，并调整该前置滤波步骤的作用以抑制 因前述信号中的多径结构而由该前置滤波步骤延长通信信号的信道响应。
在某些实施例中，前置滤波操作是通过使要接受前置滤波的信号在前置滤波
操作中有效的奈奎斯特(Nyquist)界限外包含能量来调整的。
在某些实施例中，前置滤波操作将应用的滤波特性是通过与脉冲形状的冲激 响应巻积来改变的。
在某些实施例中，与前置滤波串联地设置附加滤波，该附加滤波拥有一脉冲 形状的冲激响应。
根据另一方面，本发明提供一种修改均衡器的前置滤波器的滤波特性的方法， 其中，该前置滤波器被安排对预定要由均衡器均衡的通信信号应用一滤波特性，并 且该方法包括提供一旨在被部署在前置滤波器中的滤波特性，在该滤波特性被部署 在前置滤波器中的时候，该滤波特性通过与一脉冲形状的冲激响应巻积来修改滤波 特性以抑制该前置滤波器延长通信信号的信道响应。
本发明还包括一种用于针对均衡器修改前置滤波器的滤波特性的设备，其中， 该前置滤波器被安排对预定由均衡器均衡的通信信号应用一种滤波特性，并且该设 备包括在该滤波特性被部署在该前置滤波器中的时候、通过与一脉冲形状的冲激响 应巻积来修改该滤波特性以抑制该前置滤波器延长通信信号的信道响应的装置。
该前置滤波操作可以包括线性均衡。
仅作为示例，现在将参照附图对本发明的某些实施例进行说明，附图中
图1是说明多径传播的原理的一系列图表；
图2是一通信系统的框图3是一包含三个多径成分的信号的信道响应；
图4是示出图3中各多径成分的信道响应彼此重叠的图表；
图5是图解了与图3的多径结构相对应的信道响应冲激的图表； 图6图解了在滤波之后一多径成分的信道响应中可能出现的畸变； 图7图解了图6中所示的畸变如何被控制；
图8图解了图7中所示的校正如何会使其他多径成分的信道响应畸变； 图9更详细地图解了在图2中与前置滤波器相关联的控制单元； 图10图解了图2中所示系统的一个变体的一部分； 图11图解了图2中所示系统的一个变体的一部分； 图12图解了图2中所示系统的另一个变体；
图13图解了与图12中所示系统相关联的一些规一化频率响应(在每一图中， 横轴值乘以"时表示以弧度/样本为单位的频率)；
图14图解了图2中所示系统的一个变体的一部分；以及 图15图解了图2中所示系统的一个变体的一部分。
图2示出一种EDGE无线电系统200，其中发射机210试图传达一信息信号u 给接收机212。使用粗体文本表示该信息信号是样本流Un构成的矢量，其中 n=0,l，2，3...，并且在下文中关于其他信号和一些冲激响应使用相同的约定。
在发射机210中，该信息信号u在单元214中接受防差错编码以产生一差错 编码信号d。防差错编码的一个例子是在EDGE无线电系统中使用的巻积编码(见 3GPPTS 45.003第3代合作伙伴项目，GSM/EDGE技术规范组；无线电接入网络)。 该差错编码信号d然后被提供给单元216，在其中信号经过调制并且变成已调制信 号x。然后信号x通过一滤波器217。该滤波器217的作用是约束该信号x的带宽。 该滤波器217的冲激响应是a。在由滤波器217滤波之后，信号x从发射机210被 发射并且经由信道218行进，并作为信号s抵达接收机212。信道描述了环境对信 号x的影响并且具有信道响应c。
在接收机212中，信号s首先由一前端部分220处理。在该前端部分220里， 信号s由滤波器221滤波。该滤波器221的作用是抑制邻近频率信道中可能干扰所 需信号s的信号。该信号s作为信号r自该前端部分220出来，然后由前置滤波器 222调节并且变成信号y，然后被提供给解调单元224。解调单元224使用一 SOVA 方案对已由前置滤波器222调节的信号r进行均衡。前置滤波器222是一均方误差 (MSE)线性均衡器，其用途是部分消除存在于信号r中的ISI，并且调节存在于 码元r中的噪声和干扰。从而协助在解调单元224中执行的信道估计和均衡处理。
前置滤波器222的操作被控制单元223控制，其功能将在随后被描述。前置滤波器 222和在解调单元224中使用SOVA方案一起构成一种复合均衡方案。信号r的已 解调版本e从解调单元224出来并且前进到差错解码单元226。差错解码单元226 利用关于由发射机200中的单元214应用的防差错编码的知识来产生作为信息信号 ii的估计的信号i。
显然的，图2中所示的大多数信号处理发生在数字域中，其中数模和模数转 换分别在滤波器217之前和滤波器221之后发生。
进入该复合均衡方案的信号r可以被认为是信号x的通过一具有信道响应h 的信道抵达的版本，其中h具有形式h二a(8)c(8)b，其中(E)表示巻积运算。信号信道 响应h的示例形式在图3中示出。在所示例子中，该信道响应r包含3个多径成分 n, r2和r3。这些多径成分将自己表现为波峰300， 310和312。该信道响应h是 各个多径成分的信道响应的总和，即h二In + h2 + h3，其中h,，h2和h3分别是多 径成分n, !"2和r3的信道响应。信道响应^，h2和h3在图4中分别示为相互重叠 的曲线400， 410和412。
前置滤波器222具有冲激响应p。如果想像将r分解成多径成分n,r2和r3， 并且考虑前置滤波器222分别对多径成分n， r2和i"3起作用，那么，在该前置滤 波器的输出，rt的信道响应变成了p(g)ht-gp 1*2的信道响应变成了 p h2 = g2，而 r3的信道响应则变成了p②h3-g3。理想地，前置滤波器222作用以表示多径成分 n, r2和1"3在信道响应h中的位置的单个冲激的形式产生残余的信道响应gl, g2 和g3。然而，为了让前置滤波器222产生如此的结果，需要r使得hi:j(g)ghh2: j g2而h3 = j g3其中gh g2和g3是单个的冲激并且p可以被设定成矢量w， 其中w使得w^j(8)x-x，其中x是任意信号。为了在下文中清晰描述控制单元223 的功能，现在假定r与前句中所述的要求一致。在图5中三个冲激gi,g2和g3分 别被示为叠加的冲激500， 510和512。
由于前置滤波器222在数字域中以有限的采样率执行滤波，因此该前置滤波
器只能产生出将hi,h2和h3转换成单个的冲激ghg2禾B g3所需冲激响应W的近
似w'。现在假定w'被设计成对n进行作用以将ln转换成是单个冲激的残余信道 响应g。也就是gi'-gp该信道响应gP被显示在图5中，其中该单个冲激被标示 为500。冲激响应为w'的前置滤波器222还对多径成分r2和r3作用以将h2和h3 分别转换成残余信道响应g2'和g3'。前置滤波器222是否产生以映射到g2上的单 个冲激的形式的g2'将依赖于在图5中示出、并按前置滤波器222的采样周期数计
的g,与g2之间的间隔Al2。如果Al2是整数，那么g2'将是一映射到g2上的单个冲 激。这个结果被作为冲激600显示在图6中。然而，如果Al2是非整数，那么&'
将从冲激展宽成在图六中以虚线示出、并且具有波峰610和缓慢衰减的拖尾612 和614的曲线。至于g3'及其与g3的一致性的情况以类似方式依赖于也在图5中示 出的^与g3之间的间隔Aw。
显然，很大程度上归应于缓慢衰减的拖尾612和614，比及表征冲激600所需 的单个抽头，需要多得多的抽头来描述在图6中由虚线表示的残余信道响应。因此， 归应于前置滤波器222的有限采样率，在该前置滤波器输出处的信号r的信道响应 很可能包含带有缓慢衰减拖尾的波峰以替代冲激510和512。这样，前置滤波器222 的应用可导致比在解调224中所使用的估计的长度长的信道响应，这使接收机的性 能恶化。
为了恢复该置滤波器222的功效，该前置滤波器被控制单元223配置成使该 前置滤波器不具有冲激响应w'而是有一冲激响应w'^w'(E)q，其中，q是一高斯脉 冲形式的冲激响应，其形状与下式成比例
其中t是样本计数，并且^是前置滤波器222的采样间隔。
因此，前置滤波器222现在分别对多径成分n， i"2和r3执行操作w"②h^ w" h2 和w" h3以分别产生残余信道响应gl"， g2"和g3"。
残余信道响应g2"在图7中随g2'示出。前者以实线表示，而后者则以虚线表
示。显然，较之于g2'，在g2"中拖尾被大大抑制。所以，较之于表征响应g2'所需 的抽头，表征残余信道响应g2"所需的抽头较少。w"对于&的影响被显示在图8
中，其中^，以实线被显示，gr以虚线被显示。显然，在gr中gi'的单个冲激被展
宽并降低成一定厚度的波峰。(当然，g3"的外观将以g2"依赖于g2'的相同方式依
赖于间隔^-3。然而，为了简洁，残余信道响应g3"没有在这里被显示或者描述。)
1
q中高斯脉冲的宽度控制着在g2"中拖尾抑制的程度和在^'中波峰展宽的 程度。a变得越小，g2"中拖尾抑制将变得越轻，而且在gi，中波峰就变得越窄。相 反地，a变得越大，在g2"中的拖尾抑制将变得越重，而且gf中波峰就变得越宽。 通常可通过试错法选择一a值以使提供拖尾抑制和波峰展宽之间一有用的折中，以 便确保前置滤波器222成功减少信号y的信道响应z的长度。
在q中高斯脉冲的成形由控制单元223所指定。控制单元223在图9中更详
尽地示出。除了应用于前置滤波器222之外，该信号r也被应用于控制单元223 内的估计单元900。估计单元900计算该信号r的某些度量并且将其提供给滤波器 配置单元910。滤波器配置单元910定期地重新计算w，， a, q和w"并且重新配置前 置滤波器222以用这样获得的w"的新版本来进行操作。在更简单的变体中，w"或
q被固定在通过试错搜索得到的形式。
前置滤波器222及其控制单元223的一些替换方案现在参照图10、 11、 14及 15来描述。
在图10中，前置滤波器222及其控制单元223被一组前置滤波器222a到222c 和一判决单元1000所替代。前置滤波器222a到222c分别具有不同的冲激响应pa,
Pb和Pe,它们对信号r平行操作以分别产生信号Sa, %和、。判决单元1000为每一 个信号Sa, Sb和Sc计算一质量度量^，并且将这些信号中具有最佳^值的一个信号
提供给解调单元224以进行更进一步的处理。该质量度量H可以是，例如，通过首 先从信号中包含训练序列的部分估计该信号的信道估计计算出的噪声能量值。然后 将这个信道估计与已知的训练序列巻积，并且从信号中被用来产生信道估计的该部
分中减去巻积结果。由此产生的残余信号部分中的能量得到一^值。冲激响应Pa， Pb和Pe中的至少一个以与图2的系统中的w"相同的方式得到，gP，涉及与一高斯
脉冲巻积以用在图7中示出的方式抑制在参考图6所描述的种类的拖尾。由于冲激 响应Pa, Pb和Pc是固定的，因此图10中所示的配置避免与由控制单元223定期 重新计算w"相关联的数据处理额外开销。
在图11中，控制单元223被省略，并且可调节前置滤波器222被前置滤波器 222d所取代，它使用一固定的、预先确定的冲激响应Pd，其形式为w0qd其中w [a(g)b，l，并且qd与一高斯脉冲成比例并且被包含以用图7中所示的方式抑制图6 中所示的拖尾。重申a和b分别是滤波器217和221的已知的冲激响应。
在图14中，代替安排前置滤波器冲激响应通过与一高斯脉冲巻积来修改，在 前置滤波器222e之前设置一具有高斯脉冲形状的冲激响应的抑制滤波器1400。前 置滤波器222e与抑制滤波1400 —起具有有图1中的前置滤波器222 —样的作用。 例如，给定与图二关联使用的其中该前置滤波器被给定一冲激响应w' q的假定， 图14中的前置滤波器222e将被给定冲激响应w'，并且抑制滤波器1400将被给定 冲激响应q。对于本领域技术人员显然的是抑制滤波器1400可用如下的冲激响 应来实现，也就是，例如，如图9中描述的重新计算q类似的方式定期重新计算 的，如由图10中的判决单元1000执行的选择处理类似的方式从许多可用冲激响应当中选择的，或者如图11中的冲激响应qd固定的冲激响应。同样，对于本领域技 术人员显然的是该抑制滤波器可被重新定位在跟随在前置滤波器222之后的位 置，如图15所示(其中该抑制滤波器被重新标示为1500)。
在参考图2、图IO和图ll描述的系统中，高斯脉冲被用在一巻积步骤中以控 制信号y的信道响应z中的拖尾的增长，在参考图14和图15时描述的系统中，具 有高斯脉冲形状的冲激响应的抑制滤波器同样被用来控制信道响应z中的拖尾增 长。然而，对于本领域技术人员显然的是其他类型的脉冲形状可以用来代替高斯 脉冲，而且也能够在控制信道响应z的长度方面达到相同的结果。例如，脉冲可以 是方形的，三角形的或者升余弦形状的，该脉冲的功效依赖于其精确的形状。
在参考图2描述的另一种变体中，w并不试图消除a和b的影响，而仅仅是 消除a的影响以使得w(S)a4。通过安排前置滤波器222抵消a，影响r的共信道干 扰被冲淡，并且这可以有益于在解调单元224内SOVA均衡器对信号y的操作。 系统200的另一种变体显示在图12中。图12中在图2中出现过的标号继续表示与 图2中相同的特征。为了简化显示在图12中对EDGE系统1200的以下描述，假 定信号r具有参考图3描述的结构并且三个多径成分n,r2和r3再次分别具有信道
响应j^g^j②g2和j g3，其中，如之前，gi,g2和g3是单个的冲激并且Al-2表示冲激
^和g2之间的间隔，而Al-3表示冲激gi和g3之间的间隔。
重申在系统200中，为了抑制信号y的信道响应z的延长，具有特性w' j gl =^的冲激响应w'的前置滤波器222的配置被否决转而支持配置w"=w' q，其中 q具有高斯脉冲的形状。然而，在系统1200中，控制单元223配置前置滤波器222 具有特性为w' j gl=gl的冲激响应w'，并且z的长度上不受欢迎的增长改为通过 滤波波器217和221的作用被抑制，如现在将要描述的一样。
在概念上，分别具有冲激响应a和b的滤波器217和221被冲激响应k为a b 的单个滤波器F所取代。按照惯例，滤波器221包括抗混叠滤波以便使该概念滤 波器F的频率响应在前置滤波器222的奈奎斯特(Nyquist)界限之外是静止的。 然而，在系统1200中，滤波器217和221被安排成使该概念滤波器F在其位于前 置滤波器222的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的频率响应部分中有非零响应。该 概念滤波器F的频率响应的这一延伸在前置滤波器222的操作中引起混叠，进而 导致对在排列A'-2和Aw中的任何一个或其两个是非整数值的情况下会产生的信号 y的信道响应z的延展效果的抑制。
系统1200中的该概念滤波器F的频率响应的一个例子被显示在图13a中。这
里所示的频率响应在比前置滤波器222采样率高8倍的速率下被采样，并且以由线 A-A示出的在前置滤波器222的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的非零响应为特征。 图13b示出了两条曲线1312和1314,它们图解了该概念滤波器F的响应对于在前 置滤波器222所使用的采样率下的信号是什么样。当信号的样本与概念滤波器F 的抽头对齐时，应用曲线1312，而当经滤波器F的信号样本与滤波器F的抽头偏 离了样本的一个分数时，应用曲线1314。显然，在较高的频率，曲线1314从曲线 1312下落，这样的不同所导致对前置滤波器222操作的影响现在将被描述。
为了简单起见，现在假定j:k，以使前置滤波器222为三个多径成分执行巻 积w，(H)(k^gO以产生g ,w，0(k②g2)以产生g2，及w'(8)(k0g3)以产生g3，。在图13c 中的曲线1300是在前置滤波器222的采样率下采样的冲激响应w' k gl的频域表 示。如从图13c显而易见的一样，曲线1300是平坦的，并且这种特性对应于在时 域中的单个冲激，这实际上是w' k gl的结果，因为可重申w'被设计成将&转 换成纯冲激gi。如果Ai-2是整数，那么w' h2将映射到纯冲激g2并且w' h2即 w'⑧k(8)g2的频率响应将匹配曲线1300。然而，如果Ai-2是非整数，那么w，h2将 表现如曲线1310，并且在最初与曲线1300相一致以后，由于前置滤波器222内在 前置滤波器222的奈奎斯特(Nyquist)界限之外k的非零频率响应的混叠而下落。 在时域中，如在图7中，此下落转化成对在残余信道响应w'②k0g2中形成于波峰 周围的拖尾的抑制。同样，w'(g)k0g3的频率响应依赖于Ai-3的值。
系统1200包括分别用于调整滤波器217和221的附加控制单元1212和1210， 其用途是调整k以操纵曲线1310中的下落，以便在残余信道响应&'和g3'中产生
所需程度的拖尾抑制。在实践中，依据在g2'和g3'中的拖尾抑制程度之间的平衡和
其他操作准则，使用试错法来为滤波器217和221寻找最优的设置。在某些实施例 中，仅仅只有b为了改变k的目的被呈现成可调整的。
本发明的几种实施例现在已经被描述，其中在前置滤波器向均衡方案的输出 的信道响应中拖尾被抑制。对于本领域技术人员显然的是本发明存在其他各种不 同的变形。例如，所描述的实施例假定在发射机与接收机之间传输的信息被格式化 成比特块而不是连续流。然而很显然，本发明可应用于其中信息作为连续流被传输 的系统。此外，可以认识到，对数字信号进行操作的各个单元，例如，单元214 和224可以作为硬件结构或运行在通用数据处理器上的软件被实现，或者可联合用 户定制的数据处理硬件被使用。
权利要求
1.一种用于调节预定要由均衡器均衡的通信信号的设备，所述设备包括一位于所述均衡器之前的前置滤波器、和用于调整所述前置滤波器的作用以对因所述信号中的多径结构而由所述前置滤波器产生的所述通信信号的信道响应延长进行抑制的装置。
2. 如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述调整装置包括滤波装置，所述滤波装置位于所述前置滤波器之前并且被安排成使得在所述前置滤波器输入处，所述通信信号在该信号的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的频域中包含能量，以在所 述前置滤波器中引起抑制所述延长的混叠。
3. 如权利要求1或2所述的设备，其特征在于，所述调整装置包括用于通过与 一脉冲形状冲激响应的巻积来修改所述前置滤波器应用于所述通信信号的滤波特 性的装置，用于当在所述前置滤波器中部署经修改的滤波特性时抑制所述延长。
4. 如权利要求1或2所述的设备，其特征在于，所述调整装置包括与所述前置 滤波器串联的用于向所述通信信号施加具有脉冲形状的冲激响应的滤波以抑制由 所述前置滤波器产生的延长的装置。
5. 如权利要求3或4所述的设备，其特征在于，所述脉冲为高斯脉冲。
6. 如权利要求1至5中任一项所述的设备，其特征在于，所述前置滤波器是一 线性均衡器。
7. —种调节预定要由均衡器均衡的通信信号的方法，所述方法包括在所述均衡 器之前对所述通信信号进行前置滤波，并调整所述前置滤波步骤的作用以对因所述 信号中的多径结构而由所述前置滤波器产生的所述通信信号的信道响应延长进行 抑制。
8. 如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述调整步骤包括在所述前置滤波 步骤之前对所述通信信号进行滤波，以使提供给所述前置滤波步骤的通信信号在该 信号的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的频域中包含能量，从而在所述前置滤波步骤中引起抑制所述延长的混叠。
9. 如权利要求7或8所述的方法，其特征在于，所述调节步骤包括通过与一脉冲形状的冲激响应的巻积来修改在所述前置滤波步骤中应用于所述通信信号的滤 波特性，以当经修改的滤波特性在所述前置滤波步骤中被部署时抑制所述的延长。
10. 如权利要求7或8所述的方法，其特征在于，所述调节步骤包括与所述前 置滤波器串联地对所述通信信号施加具有脉冲形状的冲激响应的滤波以抑制所述 的延长的步骤。
11. 如权利要求9或10所述的方法，其特征在于，所述脉冲为高斯脉冲。
12. 如权利要求7至11中任一项所述的方法，其特征在于，所述前置滤波步骤 执行所述通信信号的线性均衡。
13. —种修改均衡器的前置滤波器的滤波特性的方法，其中，所述前置滤波器 被安排对预定要由所述均衡器均衡的通信信号应用一滤波特性，并且所述方法包括 提供一旨在被部署在所述前置滤波器中的滤波特性，并通过与一脉冲形状的冲激响 应的巻积来修改所述滤波特性以当所述滤波特性被部署在所述前置滤波器中时对 由所述前置滤波器产生的所述通信信号的信道响应延长进行抑制。
14. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述脉冲为高斯脉冲。
15. 如权利要求13或14所述的方法，其特征在于，所述前置滤波器为线性均衡器。
16. —种用于修改均衡器的前置滤波器的滤波特性的设备，其中，所述前置滤 波器被安排对预定要由所述均衡器均衡的通信信号应用一滤波特性，并且所述设备 包括通过与一脉冲形状的冲激响应的巻积来修改所述滤波特性以在所述滤波特性 被部署在所述前置滤波器中时对由所述前置滤波器产生的所述通信信号的信道响 应延长进行抑制的装置。
17. 如权利要求16所述的设备，其特征在于，所述脉冲为高斯脉冲。
18. 如权利要求16或17所述的设备，其特征在于，所述前置滤波器为线性均衡器。
全文摘要
通过例如改变前置滤波器的冲激响应或安排在该前置滤波器输入端处该通信信号在该前置滤波器的奈奎斯特(Nyquist)界限之外的区域中具有能量来抑制均衡器的前置滤波器延长该通信信号的信道响应。
文档编号H04L25/03GK101116299SQ200680004428
公开日2008年1月30日 申请日期2006年2月9日 优先权日2005年2月11日
发明者C·瓦兰登, J·查普曼 申请人:Ttpcom有限公司