可编程的无线电收发机的制作方法

专利名称：可编程的无线电收发机的制作方法
技术领域：
本发明指向包括LC谐振电路、可编程的宽带本地振荡器和内置控制模块的可编程的无线电收发机。

背景技术：
无线通信继续以空前速度发展。今天，全世界有超过十亿个移动的无线器件。有多样的频带和通信标准/协议用于遍及全世界的蜂窝移动网、广域网、局域网、公众安全和军事通信，充其量使无处不在的通信变得困难。
个别器件使用这些会聚型服务的组合的要求正在快速增长(到2006年TAM预期超过$3B)。许多认识到这个日益增长的市场需求的半导体和仪器公司已经转到奇异又昂贵的材料，例如，硅-锗(SiGe)或实现较好的性能的微电子机械系统(MEMS)、多特征集成电路。其它人已经转向高功耗技术，例如，产生解决方案的高频抽样。
目前，建造能处理两个以上频带和不同的协议的用户器件费用上和空间上都很大。大多数器件制造商已经通过把两个不同的芯片组放到单一的媒体上进行尝试。具体地说，一种现在的设计包括，举例来说，诺基亚D211 WLAN & GPRS PCMCIA片。这种卡使用供WLAN部分使用的多芯片芯片组和供GPRS功能使用的ST微电子芯片组(STMicroelectronics chipset)。这种方法是昂贵的，而由此产生的卡是大的和不可变更的，即它不能为了不同的频带中或遵照不同的协议操作很容易地被重新配置。
在GHz范围设计高密度、宽带的可调集成电路的障碍是需要提供能在广泛的频率范围上可调谐的低损失的谐振电路。当前技术水平依靠包括利用为了形成平坦的矩形或螺旋形几何形状的储存磁能的结构能以这样一种方式改造的特定用途集成电路(ASIC)和芯片系统(SoC)器件的半导体预制件的金属层制作的电感器的电路。这些器件叫做螺旋形电感器。这种器件的电感量是用匝数和它们相对于芯片区域的物理尺寸确定的。不幸地的是这些类型的电感器的落实的一个缺点是无法用(定义诸如器件选通电极宽度之类参数的)技术节点大小依比例缩放。事实上，因为在模拟CMOS(互补型金属氧化半导体)技术中节点的大小正在向130nm以下的选通电极宽度移动，电感元件的实际尺寸本质上是一样的，因此妨碍芯片总面积的减少。与螺旋形电感器相关联的另一些问题包括它们产生导体损失(造成低品质因数调谐电路)、引起辐射和在基体中引起电磁场散布(涡流)效应的趋势。
如同，举例来说，在2004年10月19日授权给Traub的美国专利第6,806,785号中讨论的那样，已经尝试用胶接电缆构建LC谐振电路。785号专利揭示使用胶接电缆形成作为描述包括变电压电容、胶接电缆电感和低衰减放大器的振荡器电路的窄带振荡器电路的一部分的电感器。
许多远程通信收发机电路中的基本的积木式部件是频率合成器。频率合成器的用途是产生对于发射器的增频和接收器的降频必不可少的谐波信号。频率合成允许以用于准许选择频带和信道的混频器的精确的小步幅(例如，用于GSM的200kHz，用于DECT(数字增强型无线电话)的1.728MHz，等等)产生可调的频率。
目前最先进的频率合成技术依靠在有相位检测器、低通滤波器和反馈环的可编程分配器的锁相环(PLL)电路中实现的整数-N或分数-N体系结构。包括带可编程分配因子分频器的PLL、带滤波器的相位比较器、参考频率振荡器和参考分配器的传统的频率合成电路的一个例子是在2002年7月18日授权给D.Gapski的德国专利第DE10131091号中描述的。包括与多样的VCO配置振荡器耦合的多频带频率发生器的频率合成器的另一个例子是在2004年8月31日授权给Ries的美国专利第6,785,525号中描述的。用于通信和信号强度监控的的双频率合成的例子是在2004-12-30授权给W.Torbjorn的GB2254971、2004-09-09公开的Frank的美国专利申请第2004176045号和1991-01-23公开的Watanabe Nozomu的欧洲专利第EP0409127号中描述的。
然而，现有技术不适合配置在单一的多频带、多标准的收发机中，空间、费用和宽带频率操作由于多种理由(例如，不可变的窄带频率调谐能力和高元器件计数落实)是非常宝贵的。


发明内容
所以，鉴于现有技术的缺点，设计和实现不包括螺旋形电感器而且有能够宽带调谐的本地振荡器的RFIC为多样的频带提供服务将是符合需要的。除此之外，为了遵从多样的远程通信标准把可以提供RFIC参数现场监测和能够动态调节RFIC参数的内置的测试和评估模块合并在RFIC中可能是符合需要的。
本发明的各个方面和实施方案都指向一种包括频率和协议均不可知的低成本射频集成电路(RFIC)的可编程的混合信号无线电收发机。RFIC的实施方案提供有数字输入和输出的全集成的无线电收发机，该收发机是可为多样的射频频带和标准编程和配置的，而且能够与许多网络、服务供应商或标准连接。举例来说，依照本发明的各种不同的方面和实施方案的可编程的收发机体系结构能够从70到6000MHz在多样的频带之间切换而且能够在诸如GSM、UMTS、802.11b/g、CDMA2k、802.16、Den和Dvb-H(数字视频广播-手持式)之类的许多协议之间切换。
依照一个实施方案，可编程收发机包括适合动态地选择和控制该可编程收发机的操作频带以致该可编程收发机能够在多样的频带和操作协议之间切换的控制器和经由编程总线与该控制器耦合的众多数字式可编程元器件，众多数字式可编程元器件每个都包括适合经由编程总线接收来自所述控制器的数字控制数据的数字寄存器，其中所述数字数据控制用于每个数字式可编程元器件的操作频带和协议。多样的频带可能覆盖从大约70MHz到6GHz的频率范围。该可编程收发机进一步包括与众多数字式可编程元器件的数字寄存器耦合而且在操作上响应所述数字控制数据的众多MOS开关和与众多MOS开关耦合的众多对应的电容型元件，其中所述控制器通过把数字控制数据提供给众多数字式可编程元器件的数字寄存器来控制操作频带的选择，而其中所述的众多MOS开关控制众多对应的电容型元件响应该数字控制数据接入和关掉以便影响操作频带的选择。
在一个例子中，众多的MOS开关适合至少调节众多数字式可编程元器件之一响应所述数字控制数据的选通电极宽度以便影响至少一个数字可编程元器件的操作频带的选择。可能构成收发机组成部份的数字元器件的例子包括但不限于可编程的陷波滤波器、可编程的低噪声放大器、可编程的增益放大器、可编程的I/Q调制器、混频器，压控振荡器、模数转换器、数模转换器和本地振荡器。
依照另一个例子，可编程的收发机可能进一步包括产生传送信号的发射器链，而众多数字式可编程元器件可能包括低噪声放大器和与该低噪声放大器耦合的陷波滤波器。众多MOS开关可能包括至少一个与低噪声放大器的数字寄存器耦合的第一开关和至少一个与陷波滤波器的数字寄存器耦合的第二开关，而众多可切换的电容型元件可能包括众多与至少一个第一开关耦合的第一可切换电容型元件和众多与至少一个第二开关耦合的第二可切换电容型元件。控制器通过把数字控制数据提供给低噪声放大器的数字寄存器控制至少一个第一开关把众多的第一可切换电容型元件接入和关掉来调节低噪声放大器的操作频带，而且该控制器把数字控制数据提供给陷波滤波器的数字寄存器，控制至少一个第二开关切换众多第二可切换电容型元件，以便提供与传送信号中心频率相匹配的陷波滤波器中心操作频率，防止传送信号泄漏到低噪声放大器之中。
依照另一个实施方案，在不同的操作频带之间切换可编程收发机的方法包括下述步骤提供识别预期的操作频带的数字控制数据，用该数字控制数据加载可编程元器件的数字寄存器，以该数字控制数据为基础控制至少一个开关，以及用至少一个开关控制众多电容型元件的接入和关掉，影响预期操作频带的选择。
另一个实施方案指向作为没有混频器的锁相环实现的频率合成器，该锁相环包括第一压控振荡器、第二压控振荡器、与第一压控振荡器耦合而且适合产生第一调谐信号调节第一压控振荡器所产生的第一频率信号的频率范围的第一谐振电路、与第二压控振荡器耦合而且适合产生第二调谐信号调节第二压控振荡器所产生的第二频率信号的频率范围的第二谐振电路、开关、经由开关与第一和第二压控振荡器耦合的两个级联除N电路(其中所述开关是可操作的以便至少将第一频率信号和第二频率信号之一与所述级联除N电路耦合)、以及在反馈环中用第一和第二压控振荡器与所述的级联除N电路耦合的除M电路。
在另一个实施方案中，可编程的收发机是用半导体集成电路制造的，不使用任何螺旋形电感器，而且可为多样的操作频带和协议配置。该收发机包括至少一条有电感的传输线和众多可切换的电容型元件，这些可切换的电容型元件能够响应数字控制信号切换与至少一条传输线的连接性，提供可调的中心谐振频率至少部份地取决于众多可切换的电容型元件中与至少一条传输线连接的数目和至少一条传输线的电感的谐振电路。控制信号通过控制众多可切换电容器之中适当的电容器的接入和关掉控制中心谐振频率向该收发机预期的操作频带的调谐。



在这些不打算依比例绘制的图画中，举例说明的每个同一的或几乎同一的元器件在各种不同的附图中将用相似的数字表示。为了清楚起见，并非每个元器件都在每幅图画中标注出来。提供这些图画的目的是举例说明和解释，不打算作为本发明的限制。在这些图画中 图1是依照本发明的某些方面的RFIC的一个实施方案的方框图； 图2是依照本发明的某些方面的LC谐振电路的一个实施方案的方框图； 图3是举例说明依照本发明某些方面的胶接电缆电感器的一个实施方案的透视图； 图4是图3的剖视图； 图5是举例说明在图2、3和4的组合中描绘的LC储能电路的分布性质的集总元件模型的一个实施方案的电路图； 图6是依照本发明某些方面举例说明谐振频率随图5所示LC储能电路的偏压变化的一般关系的曲线图； 图7是依照本发明某些方面用于谐振电路的控制电路的一个实施方案的方框图； 图8是依照本发明某些方面举例说明LC储能电路与半导体引线框耦合的方框图； 图9是依照本发明某些方面就胶接电缆电感器的一个实施方案举例说明输入阻抗随频率变化的曲线图； 图10是依照本发明某些方面就胶接电缆电感器的一个实施方案举例说明空载品质因数随频率变化的曲线图； 图11是依照本发明某些方面由一个或多个胶接电缆形成的电感器的一个实施方案的电路图模型； 图12是依照本发明某些方面举例说明阻抗使LC储能电路与低噪声放大器相匹配的一个例子的电路图； 图13是依照本发明某些方面举例说明使用胶接电缆电感器的低噪声差动放大器的一个实施方案的电路图； 图14是依照本发明某些方面举例说明使用胶接电缆电感器的低噪声差动放大器的一个实施方案的电路图； 图15是依照本发明某些方面的频率合成器的另一个实施方案的方框图； 图16是依照本发明某些方面的直接数字合成器的一个实施方案的方框图； 图17是依照本发明某些方面包括除N电路的频率合成器的一个一个实施方案的方框图； 图18是依照本发明某些方面包括正交VCO和除N的电路的频率合成器的另一个实施方案的方框图； 图19a是依照本发明某些方面的低边带选择电路的一个实施方案的方框图； 图19b是依照本发明某些方面的高边带选择电路的一个实施方案的方框图； 图20是本发明某些方面多重除N电路级联的一个实施方案的方框图； 图21是依照本发明某些方面就可仿效的VCO的不同分割比举例说明本地振荡器频率调谐波段的曲线图； 图22是依照本发明某些方面就另一个可仿效的VCO的不同分割比举例说明本地振荡器频率调谐波段的曲线图； 图23是依照本发明某些方面包括内置的测试和评估模块的接收器链的一个实施方案的方框图； 图24是依照本发明某些方面的BITE模块的一个实施方案的方框图； 图25是依照本发明某些方面包括两个声调的测试输入信号的一个例子的例证； 图26是来自以图25的可仿效的测试信号输入为基础的接收器链的输出信号的一个例子的例证； 图27是展示两个预期的星座点和实际记录的星座点的星座图； 图28是依照本发明某些方面举例说明收发机测试程序的一个例子的流程图； 图29是能用来改变诸如LNA之类元器件的选通电极宽度的门切换技术的一个实施方案的电路图； 图30是依照本发明某些方面差动压控振荡器与LC储能电路合并的一个实施方案的电路图； 图31是依照本发明某些方面的谐振电路的电路图的一个例子； 图32是依照本发明某些方面可能供图31的电路使用的开关的一个实施方案的电路图； 图33是依照本发明某些方面可能用来产生测试信号的电路的一个实施方案的方框图； 图34是依照本发明某些方面的功率控制环的一个例子的方框图； 图35是依照本发明某些方面用来产生调制测试信号的装置的一个例子的方框图； 图36是依照本发明某些方面举例说明用来测试无线电收发机的发射器链的方法的一个例子的流程图； 图37是依照本发明某些方面用来测试发射器链的内置的测试和评估模块的一个实施方案的方框图； 图38是依照本发明某些方面的胶接电缆电感器配置的一个实施方案的电路图模型； 图39是依照本发明某些方面的胶接电缆电感器配置的另一个实施方案的电路图模型； 图40是依照本发明某些方面用于低噪声放大器的匹配电路的一个实施方案的电路方框图； 图41是图40的匹配电路的某些部分的电路图； 图42是依照本发明某些方面接在接收器链的低噪声放大器和混频器之间的陷波滤波器的一个实施方案的电路图； 图43是图42的陷波滤波器的一部分的更详细的电路图；而 图44是依照本发明某些方面的频率合成器的一个实施方案的方框图。

具体实施例方式 现在将参照附图详细地描述各种不同的说明性实施方案和方面。人们将领会到这项发明在其应用方面不局限于在下列描述中陈述的或在附图中举例说明的元器件的构造和安排的细节。本发明可以有其它的实施方案而且能在各种不同的落实中实践或实施。另外，在此使用的措辞和术语是为了描述的目的，不应该被视为限制。“包括”、“由……组成”、“有”、“包含”、“包括”及其变化的使用在此意味着囊括其后列出的项目及其等同项目以及附加项目。
本发明的某些方面和实施方案指向包括频率和协议不可知的低成本射频集成电路(RFIC)的可编程的混合信号无线电收发机。RFIC的实施方案提供有数字输入和输出、可为多样的射频频带和标准编程和配置的而且能够与许多网络、服务供应商或标准连接的全集成的无线电收发机。举例来说，依照本发明的各种不同的方面和实施方案的可编程的收发机能够在多样的频带(范围从70MHz到6000MHz)之间切换而且能够在诸如GSM、UMTS、802.11b/g、CDMA2k、802.16、Den和Dvb-H(数字视频广播-手持式)之类的许多协议之间切换。具体地说，依照本发明的某些方面和实施方案，这样的收发机不需要使用传统的螺旋形电感器就完全可以实现。
RFIC可能被器件制造商用来建造多模式或单一模式的低成本小尺寸器件。举例来说，RFIC能被用在膝上型电脑、智能电话、个人数字助理器件(PDA)、多媒体器件、公安无线电、机器到机器的通信器件等东西之中。这个器件能被，举例来说，IC解决办法供应商或器件设计者使用而且将允许制造商使用单一的低成本CMOS可重新配置的RFIC来增加特征同时降低它们的设计费用和复杂性。举例来说，RFIC可能代替来自不同厂商的一些芯片，借此减少无线电收发机装置的尺寸和成本。
依照本发明某些实施方案的RFIC的可重新配置的体系结构在其用单芯片集成电路解决提供多标准兼容性、频率适应性和客户化的问题的途径方面是独特的。举例来说，一条途径能对标准的130nm CMOS体效应技术的高性能和低成本以及本发明的各种不同的方面产生杠杆式影响，从而考虑到极高水平的集成和小钢模尺寸，尤其是在不需要螺旋形电感器的设计中。RFIC可以整合完整的收发机，该收发机能，举例来说，从大约400MHz到6GHz操作而且能包括，举例来说，频率生成和合成元器件、模数转换器、数模转换器和数字滤波器，这些将在下面更详细地讨论。
参照图1，举例说明依照本发明某些方面的RFIC的一个实施方案的方框图。如图1所示，RPIC 101体系结构包括可配置的接收器100、可配置的发射器102、频率合成器104、内置的测试和评估(BITE)模块106和经由编程总线110耦合在一起的集成微控制器108。频率合成器可能包括∑-Δ频率合成器和/或数字延迟锁环时钟发生器频率合成器。在一个实施方案中，该频率合成器使用包括与可编程的除法器组合的窄带VCO的宽带本地振荡器体系结构以便产生适合无线电收发机的本地振荡器信号，下面将详细地讨论。通过使用在微控制器108上运行的程序，可编程的接收器100和可编程的发射器102可以是为中心操作频率和动态范围配置的，而且参数的数目能被编程。举例来说，可编程的接收器100可能是为选择性和敏感性和诸如输入中心频率、功率增益、噪声系数、带宽被配置、抽样率、有效的比特数(ENOB)和功耗之类各种不同的接收器参数。类似地，诸如输入和输出中心频率、乱真输出水平、噪声和动态范围之类可编程的发射器参数可能是由微控制器配置的，如同下面详细地讨论的那样。微控制器提供对RFIC的集中控制而且可以提供控制信号以便控制多样的系统参数，如同下面讨论的那样。可编程接收器和可编程发射器的预期配置的操作能借助BITE模块106实现内置闭环测试和校准变得容易。在一个实施方案中，BITE模块106准许射频模拟链精确地切换到不同的远程通信标准以及监测并调节电路性能参数，如同下面讨论的那样。
RFIC体系结构能进一步包括经由数字总线114与微控制器108(和其它的元器件)耦合的可编程的数字接口112。该可编程的数字接口可能受微控制器控制并且是为诸如I/O的数目、共态水平、信号水平、时钟控制速度、极性、信号内容之类的参数编程的。该RFIC也能包括可调的低噪声放大器(LNA)116和激励放大器118、模数转换器(ADC)120和数模转换器(DAC)122、数字基带处理器模块124、存储器件126、主阻抗模块128和主时钟130之中任何一个或全部。除此之外，该收发机可能包括未被举例说明的数字下变频器和上变频器(分别在接收器链和发射器链中)、数字滤波器和振荡器、可编程的增益放大器和I/Q调制器。这些元器件可能是可针对性能和操作特性数字编程的，如同下面进一步讨论的那样。举例来说，LNA 116可能有可编程的操作频率范围、功率传递和噪声特性。具体地说，依照本发明的某些方面，这些元器件中的一些或全部可能是数字元器件而且可能是通过借助来自微控制器和/或BITE模块的指令设定的数字寄存器可编程的，如同下面更详细地讨论的那样。
依照一个实施方案，RFIC可能进一步包括与编程总线110、LNA 116和激励放大器118耦合的可编程的天线组件174。该可编程的天线组件可能适合接收射频信号(例如，无线电广播、无线电话或数据信号，等等)和发射射频信号。可编程的天线组件174可能包括诸如允许同时发射和接收射频信号的双工器、放大器和允许该天线组件在适当的频带中发射和接收信号的频带选择电路之类的元器件。这些元器件可能受经由编程总线来自微控制器的信号控制。
RFIC依照本发明的实施方案是混合信号器件，也就是说，是输入、输出和处理射频信号和数字信号的器件。为了最大限度地减少微控制器、ADC、DAC、BITE模块和其它数字元器件所产生的噪声，可能使用三态输出。三态输出在本质上将数字电路的输出与下一级的输入隔绝的数字电路中是浮动的高欧姆阻抗值。三态输出对模拟电路(例如，RFIC的射频部分)将呈现高阻抗。因此，任何数字信号(即，从逻辑低到逻辑高或反过来的状态转变)被避免与模拟电路耦合和在模拟电路中引起噪声。
依照一个实施方案，可以提供使用图1的RFIC的无线电收发机装置，该收发机装置有取消或减少使用螺旋形电感器的体系结构，借此使该无线电收发机变成更可随着半导体技术改进升级的。明确地说，至少一个实施方案包括用来在微电子集成电路(例如，互补型金属氧化物半导体(CMOS)技术)中使用传输线(例如，举例来说，胶接电缆、微波带状线或共平面波导)实现在宽广的带宽(例如，从800MHz到2.5GHz)上可调的谐振电路的方法和器件。电感器元件可能是利用各种不同的胶接电缆(或其它的传输线)配置代替传统的螺旋形电感器形成的。
依照一个实施方案，可编程的LC谐振电路可能是使用传输线所形成的固定电感器与固定的和可调的电容元件相结合产生的。这种体系结构使用于千兆赫范围的模拟电路的宽带调谐电路能够有效地落实同时在谐振或储能电路中取消了当前最新颖的螺旋形电感器。该可调的谐振电路能用来，举例来说，在可编程的无线电收发机装置中形成压控振荡器部件和模拟放大器积木。
参照图8，举例说明用来使电路与半导体底座(例如，引线框148)耦合的胶接电缆150的一个实施方案的方框图。胶接电缆150被连接(例如，焊接)到在支撑电路180的半导体基体上和在引线框148上印刷或蚀刻的焊盘152上。依照一个实施方案，电路180可能包括可以针对谐振频率和输入阻抗调谐的电抗性(LC)储能电路，如同下面进一步讨论的那样。
参照图2，举例说明使用电感器和可变电容的可编程谐振电路132的一个实施方案的方框图。该谐振电路132包括可以用传输线结构(例如，胶接电缆、微波条状线或共平面波导线)形成的电感器134。电感器134在用来使该谐振电路与其它的元器件和/或电路耦合的第一节点40和第二节点142之间与可调电容元件136和138并联。在一个实施方案中，可变电容元件136和138的电容可能受来自，举例来说，微控制器和/或BITE模块的控制信号144控制，如同下面更详细地讨论的那样。
依照一个实施方案，该电感器134可能是由与半导体包装相关的寄生电感提供的。更明确地说，参照图3，半导体集成电路146(例如，本发明的RFIC)通常使用众多的胶接电缆150与引线框148耦合。这些胶接电缆150个个都有与它相关的取决于胶接电缆的长度、胶接电缆的横截面积和相邻胶接电缆之间的间隔的特定的电感。胶接电缆150有可以依据胶接电缆的长度和横截面近似地确定的固定自感。除此之外，在紧密的胶接电缆之间的互感耦合影响每条胶接电缆的电感。所以，特定的电感能通过适当地调节胶接电缆的长度、横截面和间隔来实现。
参照图3和4，图2的LC谐振电路可以使用一条或多条这样的有固定电感的胶接电缆150把RFIC 146和引线框148上的焊盘152相互连接来实现。在一个例子中，谐振电路132可能包括至少两条相互耦合的胶接电缆导线150。然而，人们将领会到本发明不局限于使用两条胶接电缆，而且可能在各种不同的应用中使用一条或多条金属丝。举例来说，参照图11，举例说明依照本发明某些方面的胶接电缆电感器配置的另一个实施方案的代表性电路图。三条或多条胶接电缆150可能以图11所示的蜿蜒方式实现末端对末端的连接。举例来说，第一胶接电缆150a可以经由耦合电容器166和焊盘152与半导体芯片上的电路(例如，电路146)耦合。第一胶接电缆电感器150a可以经由焊盘152和第一电容188a与第二胶接电缆电感器150b耦合。第二胶接电缆电感可以依次经由焊盘152和第二电容188b与第三胶接电缆电感器150c耦合，而第三胶接电缆电感器150c也可能依次经由焊盘和第三电容188c与第四胶接电缆电感器150d耦合，如图11所示。该图案可以无限地继续下去把与任何给定的应用可能需要的一样多的胶接电缆电感器耦合在一起。然后，第四胶接电缆电感器可以经由焊盘152和另一个耦合电容器166与半导体电路146耦合。图11举例说明的曲流状配置可以用来增加胶接电缆提供的电感。电容188a-c可以是可变的而且可以用来控制由一系列胶接电缆电感器提供的总电抗。控制电抗的能力由于许多理由可能是符合需要的，包括在控制，举例来说，该胶接电缆电感器所属的谐振电路的输入阻抗方面和在与该胶接电缆电感器可能与之连接的其它的电路元器件的阻抗匹配方面的附加的灵活性。
依照其它的实施方案，胶接电缆150可能如同图38和39展示的那样连接。参照图38，举例说明依照本发明某些方面的另一种胶接电缆电感器配置的例子，在该例子中若干胶接电缆150可能以图示的“螺旋”型方式实现末端到末端的连接。举例来说，第一胶接电缆150a可以如同上面讨论的那样经由耦合电容器166和焊盘152与半导体芯片上的电路146耦合。第一胶接电缆电感器150a可以经由焊盘152与第三胶接电缆电感器150c耦合。第三胶接电缆150c可以依次经由本身也可以经由焊盘与第四胶接电缆电感器150d耦合的焊盘152与第二胶接电缆电感器150d耦合，如图38所示。依照前面的讨论，第四胶接电缆电感器150d也可以经由焊盘152和另一个耦合电容器166与半导体电路146耦合。图38举例说明的螺旋状配置允许相邻胶接电缆(例如，胶接电缆150a和150b)中的电流沿着同一方向，借此增加相邻胶接电缆之间的互感。
类似地，参照图39，在列举的替代配置中，通过相邻的胶接电缆电感器(例如，150a和150b)的电流由于该连接配置再一次允许增加相邻胶接电缆之间的互感，所以也在同一方向。通过增加胶接电缆提供的总电感，这些安排增加该电路的总品质因数，因为品质因数被定义为总电感与总电阻之比，如同下面进一步讨论的那样。虽然在图38和39中举例说明的是四条胶接电缆，但是人们将领会到该图案可以无限地继续下去把与任何给定的应用可能需要的一样多的胶接电缆耦合在一起和胶接电缆的许多其它配置也是可能的。
除此之外，人们将领会到胶接电缆150充当传输线在芯片焊盘152和引线框之间传送能量。所以，本发明不局限于使用胶接电缆，其它类型的传输线(例如，微波条状线和共平面波导线)可能被用作胶接电缆的替代品或补充。因此，虽然为清楚下面的讨论将主要提到胶接电缆，但是人们应该理解所讨论的原则同样适用于其它类型的传输线。
胶接电缆150可能与调谐电路耦合，后者可能包括构成一部分图2的谐振电路的固定电容和可变电容。参照图5，举例说明表现图2、图3和图4所描绘的LC储能电路的分布性质集总元件模型的电路图。本质上，胶接电缆150像在源边176以调谐电路154的电容器为终点而在负载边178要么彼此耦合要么经由从半导体基体材料中产生的小电感Lpcb接地的传输线那样起作用。在特定的频率下，代表胶接电缆150的传输线能被近似为有固定电感LbW的电抗。这是用来在图2的谐振电路132中实现固定电感器134的电感。此外，焊盘152相对于接地平面是金属板并因此充当寄生电容器C离散和C垫。人们将领会到当选择调谐电路154中的固定电容器C1、C2、C3和可变电容器Cv实现预期的谐振的时候，这些寄生电容器C离散和C垫应该被考虑。
如同图2举例说明的那样，依照一个实施方案，调谐电路154包括两个可调电容元件136、138。在一个实施方案中，如图5所示，第一可调电容元件136可能包括可切换的固定电容器组156(C1、C2、C3)，而第二电容型元件138可能包括一个或多个可变电容器158a、158b。固定电容器和可变电容器起双重作用，即，选择特定的谐振中心频率(举例来说，用于多协议蜂巢式电话标准的频带选择)和补偿制造工艺变化。虽然有可能要么使用固定电容器要么使用可变电容器，但是为了获得最大的适应性和考虑到在宽广的频率范围内粗调和微调在本发明的至少一个实施方案中提供两者。
依照一个实施方案，可切换的固定电容器组156可能包括众多的MOS(金属氧化物半导体)或MIM(金属-绝缘体-金属)电容器组，这些电容器组可能是用控制信号144实现电子切换的(见图2)。人们将领会到可能使用任何类型的固定电容器；然而，MOS或MIM电容器对于CMOS和其它的半导体集成电路是通常的而且可能因此被用于一个优选的实施方案中。谐振电路132的谐振频率可以通过把一个或多个MOS电容器组接入或关掉在宽广的范围内调节或调谐。这些固定电容器可能有比较大的电容，举例来说，大约数十微微法拉第并因此可以用来提供粗调，举例来说，用来选择操作频带(例如，800MHz、1900MHz、2400MHz，等等)。谐振电路的微调可以通过控制可变电容器158的电容来完成。在一个实施方案中，可变电容器158可能是使用一个或多个变容二极管实现的，其中变容二极管的电容能借助可变的控制电压进行调节。明确地说，对于变容二极管，结电容依照下面的公式取决于反偏压VR C(VR)＝Cj0/(1-VR/ψ0)n 其中C(VR)是结电容；Cj0是在零伏特偏压下的结电容；ψ0是所谓的“固有电势”，它可能是大约0.5V；而n是技术参数(取决于半导体制造技术)，它可能近似等于0.5。通常，偏压VR可能是可调的，从大约0-1.5V，取决于半导体制造技术。所以，变容二极管的电容值可能正常地在大约1pF以下，并因此变容二极管适合微调谐振电路132的总电容。在一个例子中，一个或多个变容二极管组可以用来在通过接入或关掉固定电容器组较粗地选定的频带中在若干兆赫的范围内微调谐振电路的谐振频率。除此之外，不同的变容二极管可能拥有不同的零偏压结电容值，因此调谐方面进一步的适应性可能通过创造一个或多个有不同的零偏压结电容的变容二极管组来完成。
参照图6，就图5的谐振电路举例说明谐振频率随外加偏压VR变化的可仿效的曲线图。图6举例说明随着附加的固定电容器被接到图5的电路中虽然变容二极管上的偏压相同但是谐振频率逐渐减少。因此，如图6所示，粗调(例如，频带选择)可以通过接入或关掉一个或多个固定电容器来完成。对于给定的固定电容器选择(例如，斜线C1)，图6举例说明改变偏压VR能少量地改变谐振频率，并因此能被用于在选定的频带内微调。
参照图31，举例说明并入两个胶接电缆电感器348的谐振电路346的另一个实施方案。开关350可能允许胶接电缆电感器348与附加的胶接电缆耦合，借此调节谐振电路346的总电感。此外，开关352可能为了用容抗增加胶接电缆348的感抗允许将电容器354和变容二极管356添加到谐振电路中。在一个实施方案中，开关350和/或352可能是使用两个MOS晶体管358a、358b实现的，如图32所示。数字信号BO及其逻辑逆BO可以通过控制由数字信号BO提供的电压超过MOS晶体管的门限电压分别考虑到电流或没有电流。数字电压信号BO的数值可能是由，举例来说，编程总线110上的微控制器108提供的。依照下面进一步的讨论，电压信号可能由，举例来说，BITE模块106(见图1)供应，以便调节变容二极管的电抗。人们将领会到图31所示的谐振电路可以被串联或并联到，举例来说，图5的谐振电路上。除此之外，附加的电容器和变容二极管可能被彼此并联地或串联地配置。
因此，谐振电路132的谐振频率的调谐可能是通过接入或关掉用来粗调(例如，频带选择)和改变用于微调的一个或多个变容二极管的偏压的一个或多个个别的或成组的固定值电容器(例如，MOS或MIM电容器)完成的。微调可能不仅用来在某个频带中选择特定的预期中心频率而且用来补偿温度变化、制造带来的电感值差异、频率漂移(例如，温度引起的)，等等。
依照本发明的一些实施方案，利用廉价、大容量、插针多的半导体组件固有的寄生电感代替RFIC上的谐振电路的传统的螺旋形电感器。具体地说，本发明的这样的实施方案充分利用引线框和微电子电路焊盘之间的胶接电缆而且与固定电容器和可变电容器结合提供高品质因数(Q)的谐振电路，不需要使用螺旋形电感器。当电感器-电容器(LC)环路的寄生阻抗减少的时候，被定义谐振电路中储存的能量与该谐振电路耗散的能量之比的电路品质因数Q有所提高。通常，超过20的Q值在加载电路情况下被视为高的。因为较高的电阻可能容易导致较多的耗散能量，所以元件的Q可能受元件电阻的影响。与传统的单层或双层集成的螺旋形电感器相似，胶接电缆呈现低电阻，通常小于每毫米25毫欧姆。依照前面的讨论，胶接电缆150也有取决于各种不同的参数(例如，长度、横截面和与毗邻金属丝的互耦合)而且也随频率可变的电抗(电感)。参照图9，举例说明胶接电缆的模拟输入阻抗在0.8GHz到2.4GHz的范围内随频率变化的曲线图。如图9所示，(用线182指出的)电阻很小而且几乎与频率一致。(用线184指出的)电抗随频率逐渐增加逐渐增加。
胶接电缆通常显示大约30-60的空载Q。参照图10，就胶接电缆150的一个实施方案举例说明在0.8GHz到2.4GHz范围内模拟的空载Q随频率变化的曲线图。空载Q是作为胶接电缆的输入阻抗的虚部(即，电抗184)与胶接电缆的输入阻抗的实部(即，电阻182)之比计算的，如下面的公式所示 Q空载＝IM(Zin)/Re(Zin) 如图10所示，胶接电缆的空载Q随着频率增加而且在3.5GHz下可能很容易超过40(基于插值法)。变容二极管通常有小于200的空载Q；然而，Q能通过将若干个变容二极管并联得到改善。谐振电路的总加载Q可以通过包括与电感器和电容器并联的电阻160得到控制，如图2所示。Q可以通过使这个并联电阻变成可编程的在宽广的范围内调节。举例来说，电阻160可能是借助控制信号144编程的(见图2)。
胶接电缆电感器超过传统的螺旋形电感器的一个优点是胶接电缆电感器不占据大的芯片面积。另外，因为胶接电缆在集成电路芯片146的外部，所以引起很小的电磁场干扰或进入芯片区域的耦合。然而，缺点是胶接电缆的自感可能由于工艺变化(例如，金属丝长度162、金属丝高度164(见图4))、焊接条件变化等等在很大程度上有所改变，举例来说，在不同的成品之间高达大约30％。然而，这个缺点在本发明的谐振电路中可能减轻，因为电感变化能通过改变固定电容(例如，MOS电容器和/或MIM电容器)和可变电容(例如，变容二极管)之一或两者得到补偿。
依照前面的讨论，已经尝试研发将胶接电缆电感器并入的窄带调谐电路。然而，与现有技术相反，依照本发明各种不同实施方案的独特的谐振电路都包括代替传统的螺旋形电感器的胶接电缆(或其它的传输线)电感器而且都利用众多受控制信号控制实现宽带调谐的固定电容器和可变电容器。控制信号被用来通过控制可切换的电容器组和选择用于引起谐振的变容二极管的数目设定谐振电路的谐振频率。除此之外，进一步的控制信号用来设定加到变容二极管上实现微调的偏压和解决由于制造易变性造成的胶接电缆电感的变异。除此之外，闭环反馈控制可能用来动态地补偿正在改变的操作条件和使谐振电路的谐振频率范围能够自动编程，下面将详细地讨论。
在许多应用中，可调的谐振电路132(见图2)将与其它的电路耦合，例如，举例来说，压控振荡器(VCO)、低噪声放大器(LNA)、基带放大器等等。为了建立适当的匹配条件，这样的耦合可以借助可调的耦合电容器变得容易。参照图2，LC储能电路132的第一节点140和第二节点142能经由耦合电容器166与外电路(例如，VCO)耦合。这些耦合电容器把射频路径与用于变容二极管和VCO的直流偏压分开。依照一个实施方案，耦合电容器166可以是可变电容器(即，有可调的电容值)，以便在给定的频率下改变LC电路的输入阻抗，借此改善LC电路与外电路(例如，VCO)的匹配。好的匹配可能是有利的，因为它使从一个电路向另一个电路的有效的功率传递变得容易和提高RFIC的总功率效率。例如，本发明的一个实施方案的优点是通过使LC储能电路与，举例来说，VCO耦合，VCO的调谐范围和频带能通过控制LC储能电路的谐振得到控制。
为了进一步使可调的谐振电路132与其它的模拟功能电路(例如，VCO)的整合变得容易，可以使用有包括微控制器的电路和锁相环(PLL)电路准许自动选择谐振频率和微调的控制单元。这样控制电路的一个例子的方框图是用图7举例说明的。依照前面的讨论，特定的操作频带可以通过接入和/或关掉特定数目的固定值电容器选定。依照一个实施方案，频带选择可以受在线180上来自微控制器108的控制信号控制。微控制器可以接收鉴别预期的操作频带的输入(例如，经由接口112-见图1)。基于选定的操作频带，微控制器108可以确定固定电容器和可变电容器的数目并且把控制信号发送给开关168接入适当数目的固定值电容器和可变电容器(例如，变容二极管)或固定值电容器和可变电容器组。微控制器可以进一步控制变容二极管的偏压，使操作频率范围变窄或更精确地定义操作频率范围，如同前面讨论的那样。图7中的解码器170把来自微控制器的数字信号转换成模拟控制信号，以便操作开关168和调节变容二极管的偏压。因此，微控制器通过控制与固定的胶接电缆电感并联的电容选择预期的谐振频率使可编程的频率选择成为可能。
依照一个实施方案，对操作条件变动(例如，温度漂移)的补偿可以使用有内置式测试和评估(BITE)模块106的反馈控制来实现，下面将详细地讨论。具体地说，BITE模块106可以以现场校准方案为基础监测和校正频率离差和操作漂移。在一个例子中，为了使选定的频率在环境变动(温度、湿度，等等)和运行条件变动(功率变动)的情况下稳定对变容二极管的偏压的动态调节是借助标准锁相环(PLL)电路172实现的，该标准锁相环(PLL)172电路以来自微控制器108的错误信号为基础产生修正电压。用BITE模块106实现的适合校准和动态补偿可变的操作条件的闭环反馈控制方法将在下面进一步详细讨论。
依照前面的讨论，依照一个实施方案，本发明的LC储能电路可以与低噪声放大器(LNA)耦合。低噪声放大器普遍地用于无线电收发机，放大收到的射频信号，以便提高接收信号的信噪比使信号处理变得容易。为了促进通过LNA的信号转移，提供对与LNA连接的元器件的阻抗匹配是重要的。阻抗相配，通常指与50欧姆的来源阻抗的匹配，对于集成的高性能多频带LNA可能是特别重要的并且可能在宽广的频带范围内都是需要的。
参照图12，举例说明使用LC储能电路190使射频来源192与以晶体管为基础的电路的输入匹配的一个实施方案的电路图。MOS晶体管M1和M2可以构成使用LC储能电路190与射频来源192匹配的LNA 116的组成部份。图12举例说明电感退化的共源极级联CMOS配置，其中LC储能电路190是到MOS晶体管M1的选通电极的输入部份。人们应该领会到可能使用其它的LNA配置，而且本发明的原则不局限于图12所示的例子。人们将领会到LC储能电路190可能包括一个或多个胶接电缆电感器和前面参照图2-5讨论过的任何元件。端口Vdc1和Vdc2分别为晶体管M1和M2提供直流偏压。电阻Rd可能是接在晶体管和漏电压补给Vdd之间的限流电阻。
对于图12举例说明的配置，射频来源(即，在节点278)见到的输入阻抗能被表示成 Zin＝jωLs+1/jωCgs1+gm1Ls/Cgs1+JX 其中Z输入是输入阻抗，Ls是来源退化的电感，GSM1是晶体管M1的跨导，Cgs1是M1的门极-源极总电容，ω是角频率，X是LC储能电路190提供的电抗。在一个例子中，就180nm节点尺寸CMOS工艺而言，源极退化电感可能是大约0.5nH到1nH，跨导可能是在从大约30m到100m的范围中，而且门极-源极的电容可能是大约0.7pF到1.5pF的范围内。人们将领会到虽然这些数值对于180nm节点尺寸CMOS工艺可能是典型的，但是对于其它的技术节点尺寸能发现类似的数值。除此之外，射频来源192可能通常有50欧姆阻抗，因此与可能大约为50欧姆的输入阻抗Z输入匹配可能是符合需要的。
在一个例子中，如果满足下列条件，与50欧姆来源阻抗匹配可以实现 gm1LsLs/Cgs1＝50Ω jωLs+1/jωCgs1＝-jX 换句话说，可以控制包括胶接电缆电感器配置的LC储能电路的电抗，以便在目标频率下近似地抵偿晶体管电路(源退化电感和门-源总电容的串联组合)的电抗。
通常用于包括组成本发明的元件的集成RFIC的目标频率的一些例子可以包括适合数字增强无绳电话(DECT)的1.9GHz和适合Bluetooth应用的2.4GHz。考虑一个DECT例子，通过控制电抗X＝112.68欧姆，可以为1.9GHz DECT应用准备50欧姆输入阻抗匹配，其中Ls＝0.57nH，Cgs1＝1.332pF。在另一个例子中，通过控制LC储能电路的电抗X＝208.3欧姆，可以为为2.4GHzBluetooth标准准备50欧姆输入阻抗匹配，其中有Ls＝1.2nH，Cgs1＝0.703pF。同样，适合其它标准(例如，GSM和CDMA)的匹配也能实现。
如同前面参照图5和图11讨论的那样，适合LC储能电路的目标电抗值可以通过级联胶接电缆150和通过改变电容156、158和188实现。除此之外，如同前面参照图9讨论的那样，该电抗可以随着频率改变，如曲线184所示，因此可以用固定电容和可变电容将它增大到目标电抗X。
依照另一个实施方案，包括胶接电缆电感器配置的LC储能电路可以与差动级低噪声放大器耦合而且可以用来使差动LNA的输入阻抗与，举例来说，50欧姆或100欧姆的射频来源(图13中的RF输入+和RF输入-)匹配。依照前面的讨论，依照本发明的某些方面的可编程收发机的元器件(例如，低噪声放大器)可能是可针对各种不同的性能和操作特性个别编程的。除此之外，当，举例来说，元器件的操作频带改变的时候，LC储能电路可以用来通过可控地与元器件(例如，LNA)的输入阻抗匹配促成这些元器件的编程能力。
参照图13，举例说明包括串联电感反馈(由L2、L3、L4和L5提供)并且使用p-型和n-型的MOS晶体管194a、194b、194c和194d的平衡LNA的一个例子。如图13所示，可以使用电流来源受电压VBP和VBN控制的差动平衡输入级。这样的电路可能在，举例来说，0.35nm CMOS工艺中实现。人们将领会到本发明的原则不局限于图13举例说明的可仿效的LNA配置，其它类型的晶体管和配置可能被使用。除此之外，其它节点尺寸的CMOS工艺也可能被使用。
依照一个实施方案，LNA可以为了在不同的中心频率下操作通过用适当的数字控制信息形式(例如，微控制器(见图1)或BITE模块(见图1))加载LNA的数字寄存器被数字编程。参照图40，LNA116可以包括可以用二进制形式(即，“0”和/或“1”)的控制数据451加载的数字寄存器450。数字寄存器350与输入点(IN-和IN+)分别接在电感器L1-和L2-以及L1+和L2+之间的可调电容网络452、454耦合。这些电感器可能是胶接电缆电感器(在此讨论的)、螺旋状电感器，虽然在许多应用中回避螺旋形电感器或其它金属丝几何学可能是优选的。这些电容网络和电感器形成三元件匹配网络(每个匹配网络包括一个电容网络和两个电感器)，这些匹配网络为LNA提供可编程的差动输入网络RF输入+和RF输入-，如图13和40所示。
参照图41，举例说明依照本发明某些方面的电容网络452、454的一个实施方案的代表性电路图。数字寄存器450经由电阻456(RO、R1和R2)与电容网络452的MOS开关的选通电极458(M1-、M2-和M3-)以及电容网络454的MOS开关460的选通电极(M1+，M2+和M3+)耦合。整数长度N的寄存器可以借助数字总线(见图1)用数字内容BO、B1、…BN-1编程。在列举的例子中，寄存器有长度N＝3并因此包含数字内容BO、B1和B2。然而，人们将领会到本发明没有这样的限制，数字寄存器可以有任何适当的整数长度而且可以经由对应数目的电阻456与对应数目的MOS开关耦合。因此，数字寄存器450的数字内容(即，二进制数据)被分别加到MOS开关458、460上，以使电容网络452、454的电容器462(C1-、C2-和C3-)和电容器464(C1+、C2+和C3+)的各种不同的组合能被接入和关掉。数字寄存器450的数字内容控制电容网络452、454提供的总电容，借此控制与LNA的输入连接三元件匹配网络(见图40)提供的电抗。依据匹配网络的电容和电感值，最佳的功率传递和噪声条件能针对不同的中心频率被动态地编程，从而允许在许多不同的频率范围内获得LNA的最佳性能。电容器462、464可能是固定电容器也可能是熟悉这项技术的人已知的考虑到借助可调节的偏压微调的变容二极管。数字内容可以在微控制器108或BITE模块106的控制下经由存储器126加载到编程总线110(见图1)上的数字寄存器450中。
在传统的集成差动LNA中，电感器L1-L6(见图13)可能是作为可能有前面讨论过的一些缺点的螺旋形电感器实现的。依照本发明的一个实施方案，任何或所有的电感器L1-L6都可以使用前面讨论过的胶接电缆或其它类型的传输线实现。参照图14，举例说明适合图13的电路的胶接电缆电感器配置的一个例子。电感器L1-L6每个都可能包括一条或多条依照前面的讨论以每个末端与焊盘152连接的胶接电缆。电容器196代表焊盘呈现的电容。在一个例子中，在引线框上把焊盘152连接在一起的短路198可以被固定电容器或可变电容器代替。除此之外，在芯片边上，与胶接电缆的连接也可能包括固定电容器或可变电容器(或两者)。这些电容器可以用来实现特定的电抗值，以便依照前面的讨论在特性的操作频率或操作频带优化全面的电路性能和/或提供差动放大器和射频输入端口之间的输入阻抗相配。
人们将领会到在此描述的可编程的LC储能电路的各种不同的实施方案能与图1的可配置的RFIC的各种不同的射频元器件耦合，以便实现这些元器件的可编程的调谐和全面地把RFIC调整到预期的操作频带。
当收发机被用于全双工模式的时候，举例来说，按CDMA协议操作，发射器链和接收器链两者同时操作，但是频率有偏移。换句话说，发射器可能用第一中心频率发射信号，而接收器可能用不同的中心频率接收信号，如同熟悉这项技术的人已知的那样。在许多应用中，举例来说，在许多蜂巢式电话协议中，发射中心频率和接收中心频率之间的差异可能比较小，因此存在这样的危险，即一些发射功率可能漏进接收器链并引起接收器灵敏度下降。所以，在发射器链和接收器链之间提供隔离可能是符合需要的。
依照一个实施方案，可编程的陷波滤波器可以被插进接收器链并且与低噪声放大器耦合以有效地抑制不想要的频率。举例来说，参照图23，陷波滤波器473可以插在LNA 116和混频器280之间。该陷波滤波器可以被编程，以便有与适合任何给定的操作协议和频带的发射器中心频率匹配的中心抑制频率。举例来说，按照CDMA协议，该陷波滤波器可能被编程，以便有1935MHz的中心频率和4MHz的带宽。假如有至少2OdB的充份衰减，这样的滤波器可以消除任何进入接收器链的混频器280的发射器泄漏。
参照图42，举例说明依照本发明某些方面的差动陷波滤波器462的一个实施方案。LNA 116的每个差动输出(RF输出-和RF输出+)都经由耦合电容器464与平行的谐振电路466连接。每个谐振电路466都包括电感器468和电容器470。谐振电路466的中心谐振频率可以依据发射器链的操作特性(中心频率和带宽)被编程到预期的中心频率。人们将领会到本发明不局限于图42举例说明的精确配置。举例来说，谐振电路466可能包括多个电感器和/或电容器而且可能有不同于平行谐振电路的配置。电感器可能是在此讨论过的胶接电缆电感器、螺旋形电感器(虽然避免使用螺旋形电感器在一些应用中可能是优选的)或其它的金属丝配置。
依照一个实施方案，谐振电路(并因此整个陷波滤波器)的中心频率可以利用微控制器或BITE模块完成数字编程。电容器470可能是可编程的，为的是允许谐振中心频率的编程。参照图43，举例说明图42的陷波滤波器的较详细的区段。如图所示，数字寄存器472可以经由MOS开关474与电容器470耦合。该数字寄存器是经由编程总线110用来自微控制器或BITE模块的二进制数据加载的。在列举的例子中，该数字寄存器有长度N＝3，而且电容器470包括经由三个对应的MOS开关与该寄存器的每个位耦合的三个固定电容器(C1、C2、C3)。然而，人们将领会到该电路没有这样的限制，而且当然可能包括任何适当数目的电容器，而且寄存器可能有任何适当的长度。MOS开关474允许依据储存在数字寄存器472中的二进制数据接入固定电容器C1、C2和C3的各种不同的组合。举例来说，如果寄存器的数字内容是BO＝1、B1＝O和B2＝1，则MOS开关M1、M2和M3将把电容器C1和C3与地连接，借此使电容器470的总电容值等同于Cn＝C1+C3。所以，基于电感器468的电感Ln和电容器470的电容Cn的并联组合的谐振频率FO将依照下面的公式确定 F0＝√Ln*(C1+C1)/2π 人们能领会到这个概念能延伸到超过三个固定电容器。除此之外，任何固定电容器都可能被可调的变容二极管代替以允许更精细地微调谐振频率并因此微调陷波滤波器的中心频率。
再一次参照图1，依照至少一个实施方案，集成的无线电收发机芯片可以包括适合产生一个或多个参考频率供RFIC的各种不同元器件使用的频率合成器104。更明确地说，依照一个实施方案，可以提供一种可编程的频率合成器，该频率合成器可以产生宽范围的稳定频率，以使多频带、多标准的无线电收发机能够工作。在一个实施方案中，该频率合成器使用包括与可编程除法器结合的窄带VCO的宽带本地振荡器体系结构产生用于无线电收发机的本地振荡器信号，下面将详细地讨论。稳定本地振荡器频率的宽广范围对于多频带、多标准的无线电收发机是符合需要的。然而，有很多VCO和/或参考信号来源(例如，参考晶体)可能需要大的芯片表面面积并且由于尺寸较大和元器件数目有所增加将增加无线电收发机的成本。所以，为了获得高集成度高性能的KFIC，最大限度地减少VCO和参考来源的数目可能是符合需要的。
参照图15，举例说明依照本发明某些方面的频率合成器104的一个实施方案的方框图。该频率合成器104实现了宽带可编程本地振荡器(LO)体系结构而且以把单一或多样的数字频带切换除法器合并在前环202里面的改进的直接数字合成锁相环(PLL)为基础在产生很多稳定的参考频率方面提供适应性。如图15所示，该频率合成器104可以包括与前面描述过的可编程的LC储能电路200耦合的压控振荡器(VCO)198。该可编程的LC储能电路200如同前面讨论过的那样允许选择LC储能电路的谐振频带，而且能用来控制VCO 198的调谐范围。在一个例子中，VCO可以有在中心频率附近高达±20％的调谐范围，其中所述中心频率能设定在，举例来说，大约1GHz和3GHz之间的范围中。参考频率来源204把参考频率fref经由相位检测器228和环滤波器230提供给合成器环。该可编程的频率合成器可以进一步包括在前环202中的可编程的除N电路232、混频器234和上边带或下边带选择滤波器236以及在反馈环中的除M电路238，每个部分都将下面更详细地讨论。在一个实施方案中，窄带信号fVCO(由VCO与LC储能电路结合提供的)可以在单一边带或双边带调制器234中与它本身的除N版本混合。混合的结果产生可以提供在VCO频率fVCO两侧的本地振荡器信号的上边带和下边带。这些边带每个都可能有与VCO信号一样的百分比带宽，因此提供作为VCO带宽和分割比两者的函数的宽范围的频率范围。
依照一个实施方案，参考频率信号来源204可以包括直接数字合成器(DDS)，该合成器从晶体源导出它的参考频率，而且产生参考频率。举例来说，对于多重标准的无线电收发机，一些符合需要的参考频率可能包括13MHz、26MHz、19.2MHz、19.6MHz、20MHz、22MHz、40MHz和44MHz。当然，人们将领会到许多其它的参考频率值也可能产生而且本发明不局限于上面给出的例子。依照本发明某些方面的参考频率来源204的一个实施方案是用图16(以方框图形式)举例说明的。数控晶体振荡器206产生在线208上馈送到直接数字合成(DDS)电路210的输出信号。晶体振荡器206可以包括附着在振荡器214上并借助一个或多个可变电容器216控制的晶体212。DDS电路210接收在线208上来自晶体振荡器206的信号。DDS电路210也接收来自，举例来说，RFIC微控制器(见图1)的数字编程信号。该编程信号可以给DDS电路指出将要产生的参考频率的预期频率值。基于编程信号218，DDS电路(依据线208上的信号)产生数字参考频率信号。DDS也包括在线220上产生抽样模拟载波的数模转换器(DAC，未展示)。在一个例子中，该DAC是按照依据时钟信号222确定的参考时钟频率抽样的。所以，如果有必要，可以使用低通滤波器(LPF)224来消除混叠。所产生的参考频率fref是在线226上产生的。在一个例子中，该DDS电路能在现场编程的门阵列(FPGA)中实现。
依照一个实施方案，本身可以用来产生多样的本地振荡器信号的多样的参考频率可能是使用有固定的输出频率值并因此有好的稳定性性能的单晶212产生的。本发明的频率合成器体系结构使用上述的参考频率来源产生多样的参考频率。每个参考信号都可以保有原始晶体信号的稳定性，这对于无线电收发机应用可能是非常符合需要的。
再一次参照图15，用LC储能电路200调谐的VCO198产生有频率fVCO的信号，如图所示。用除N电路232和混频器234这样修正频率fVCO，以致产生fVCO+fVCO/N(上边带)和fVCO-fVCO/N(下边带)的频谱。后面的边带选择滤波器236可以选择频带之一变成f输出。因为边带选择滤波器允许本地振荡器有实质上远离VCO原始频率的频率范围，所以该边带选择滤波器可以大大扩展由频率合成器提供的本地振荡器的频率范围。所产生频率的稳定性可以通过把输出信号f输出通过除M电路238反馈到相位检测器228来维持。该相位检测器可以将选定的边带信号((fVCO±fVCO/N)/M)与参考频率来源204所产生的参考频率信号进行比较，以便在线240上产生可以通过低通滤波器230在加给VCO198之前达到要求的回路信号。这样，VCO可以被调节到精确地维持预期的信号频率。在一个例子中，相位检测器228可以是作为标准的灌注泵电路实现的。
依照一个实施方案，可编程的除N电路(在这里N是可编程的高速前馈分频比)可以是作为单一除法器或除法器的组合实现的。此外，可编程的除N电路232可能连同单输出VCO或正交输出VCO(QVCO)一起实现。
参照图17，举例说明包括除N电路的前环部分202的一个实施方案。在列举的例子中，所产生的频率fVCO被送进在固定的除2电路244和可编程的除N电路232的分路配置前面的标准缓冲器242。N的数值可以是整数或非整数而且可以由来自，举例来说，RFIC微控制器(见图1)的控制信号决定。固定除2电路244的输出信号是作为“同相”信号的频率分量I1和作为正交信号并且与I1的相位相差90度的Q1。可编程的除N电路232的输出同样包括同相频率分量信号I2和正交分量信号Q2。这四个信号可以提供给可以构成边带选择滤波器236的组成部份的下边带选择电路和上边带选择电路248(见图15)。下边带选择电路的输出包括下边带(LSB)频率，而上边带选择电路248的输出包括上边带(USB)频率。如图17所示，USB和LSB频率可以馈送给多工器250，该多工器可能适合允许依据在线252上数字控制信号的设定选择USB频率信号或LSB频率信号。举例来说，把数字控制信号设定为“0”可能选择LSB信号，反之将数字控制信号设定为“1”可能选择USB信号，反之亦然。该多工器也可以构成边带选择滤波器236的组成部份。
依照另一个实施方案，VCO可以是正交VCO 254，如图18所示。正交VCO 254可以产生同相信号I1(举例来说，余弦信号cos(ω1t)，其中ω1是输入频率fVCO的角频率)和正交信号Q1(举例来说，正弦信号，sin(ω1t))。下边带选择电路和上边带选择电路的电路落实的一个例子是分别用图19a和19b举例说明的。两个电路包括同样的功能块，即第一混频器256、第二混频器258和加法器260。对于下边带选择电路，信号I1和I2被加给第一混频器256，信号Q1和Q2被加给第二混频器258，反之，对于上边带选择电路，信号I1和Q2被加给第一混频器而信号Q1作和I2被加给第二混频器。
对于边带选择电路的操作的可仿效的解释，可以假定信号是I1＝cos(ω1t)，I2＝cos(ω2t)，Q1＝sin(ω1t)，Q2＝sin(ω2t)。于是，依据图19a的电路配置，下边带输出是 LSB＝I1*I2+Q1*Q2＝cos[(ω1-ω2)t] 类似地，依据图19b的电路配置，上边带输出是 USB＝I1*Q2+Q1*I2＝cos[(ω1+ω2)t] 因此，通过选择USB和LSB之一，提供本地振荡器信号，该信号可能要么在频率方面接近最初的VCO频率要么在频率方面实质上远离最初的VCO频率，取决于ω1和ω2的数值。因此，边带选择滤波器可以在本地振荡器频率范围方面提供很大的适应性，从而提供宽带本地振荡器。因此，依照本发明某些方面的频率合成器允许依据频带较窄的晶体参考频率产生频带极宽的本地振荡器信号。许多无线电收发机应用需要低中频(low-IF)或直接变换到基带(zero-IF)的体系结构来最大限度地减少噪声和损失和提高性能。对于这些类型的应用，有远离基本的VCO频率并且与基本的VCO频率无关(即，不是基本的VCO频率的直接倍数)的本地振荡器输出频率可能是符合需要的。这种体系结构使用本发明的频率合成器通过给分割比和边带选择滤波器编程产生在频率方面远离VCO信号并且不是VCO中心频率的整数倍的本地振荡器信号则很容易实现。
依照一个实施方案，前环202的除N电路232和混频器234可以是级联的，包括两个或多个除法器和混频器配置，如图20所示。第一级262(包括除N电路232和混频器234)可以与用频带开关266分开的第二级264(也包括除N电路232和混频器234)级联。类似地，可以级联更多级以便实现任何预期的分割比。第二级和后面的级可以有相同的分割比或不同的分割比。频带开关266可以用来选择一个或多个要加给下一级的频率。
再一次参照图15，锁相环的反馈环可以包括技术上已知的除M电路238。M可以是固定的或可编程的分割比。如果是可编程的，M的数值可以由来自，举例来说，RFIC微控制器108(见图1)的控制信号设定。除M电路238可以是基于许多标准的除法器电路(包括技术上已知的数字可编程的多级噪声整形(MASH)Δ-∑调制器)实现的。在选择除法器类型时可能考虑的因素可能是除法器的调整时间。举例来说，对于频率范围从880MHz延伸到915MHz并且以200kHz频道间隔为基础的GSM-900标准，该调整时间可能是大约10微秒。
为了提供例证和例子，现在将讨论可以用那宽带可编程的LO体系结构的各种不同的实施方案实现的一些可仿效的调谐范围。然而，人们将领会到本发明的原则不局限于在此讨论的特定例子而是将广泛地适用于宽广地适用于可以在预期的频率范围内调谐的可编程的LO。下面的表1展示采用中心频率为2GHz、调谐范围为±15％的VCO可能的中心频率(fcenter)、的例子，下边界频率(flow)和上边界频率(fhigh)。人们将领会到该中心频率是任意的并且只是用来举例说明本发明的宽带可编程LO体系结构的调谐比(fhigh/flow)。任何中心频率都可能，举例来说，基于将使用LO的应用被选定和选中。通过缩放VCO中心频率很容易实现不同的频率范围。调谐比对于不同的中心频率是一样的。N是除N电路的分度值(见图15)。通过改变N的数值，VCO中心频率可以如所示依比例缩放。
表1.VCO调谐范围为±15％时可得的频带。
参照图21，举例说明频率调谐范围随取自表1的N的数值变化的曲线图。线268a、268b、268c和268d分别代表从1到8的每个N值的上边带频率范围，而线270a、270b、270c、26Od分别表示从1到8每个N值的下边带频率范围。如同能从表1和图21看到的那样，最低的两个频率范围(用线270a和270b表示)几乎重叠，并因此从大约637.5MHz到大约2.3GHz的连续频率范围是可得的，而且能提供其它不连续的频率范围。图21举例说明本发明的宽带可编程LO体系结构提供中心频率为1468.75MHz、调谐范围为±57％的振荡器的等同物。换句话说，本发明的频率合成器提供与最初的VCO相比实质上有所增加的频率调谐带(总的57％对VCO的15％)。本发明的频率合成器可以提供宽带可编程的LO，它可以在频率方面几乎覆盖两个倍频程，同时维持相同的调谐灵敏度(因为事实上调谐发生在每个为提供合成的宽带而级联的窄带之内，如图21所示)，借此维持好的相位噪声。
下面的表2给出采用中心频率为2GHz、调谐范围为±20％的VCO可能有的范例中心频率、下边界频率和上边界频率。VCO的调谐范围依照前面的讨论可以使用谐振LC储能电路调节(例如，从15％变成20％)。再一次，N是图15所示除N电路的分割值。
表2.VCO调谐范围为±20％时可得的频带 图22类似于图21举例说明表2的频带随着N变化。线272a、272b、272c和272d分别代表对应于从1到8每个N值的上边带频率范围，线276a、276b、276c和276d分别表示从1到8每个N值的下边带频率范围。如图所示，通过用LC储能电路把VCO调谐范围增加到20％，LO频率的连续性从400MHz到2.4GHz是可得的。
这些例子举例说明在此描述的频率合成器体系结构能够产生在非常宽的频率范围内可调的宽带可编程本地振荡器。这允许将单一的LO用于多频带、多标准的无线电收发机，因为该LO的调谐范围足够宽，足以覆盖几个频带。调谐灵敏度和相位噪声性能被维持在可比的窄带本地振荡器的水平，因为连续的宽频率范围是借助若干可编程的狭窄范围的级联提供的。在任何一个狭窄频带内调谐都可以通过设定N值选定。除此之外，VCO中心频率和调谐可以依照前面的讨论使用LC储能电路来调节。这在可得的本地振荡器频率方面提供额外的适应性。
在用图44举例说明的另一个实施方案中，可以通过改用两个压控振荡器(VCO)476和478取消混频器元件(图15的234)，如图44所示。在这个实施方案中，开关480和482与两个级联除N电路232相结合允许给宽广的频率范围编程，不需要混频器。并非依照前面的讨论将边带混合，而是两个压控振荡器476，478能被切换成与一个或两个除N电路连接产生宽广的操作频带。信号F输出是由VCO信号(要么是来自VCO476的FO要么是来自VCO478的F1)和除N电路232以与前面描述的方式相同的方式产生的，然后依照前面参照图15的讨论被馈送到除M电路238和其它的环路元器件。图15的混频器被两个压控振荡器476和478和开关代替，而且该环的剩余部分依照前面的讨论操作，产生本地振荡器频率。这样，宽带本地振荡器信号无需混频器就能产生。举例来说，如果VCO476是为产生中心频率F0＝3300MHz设计的，而VCO 478是为产生中心频率F0＝2375MHz设计的，两者都有±18％调谐范围，那么在每个除N电路中N都等于2的情况下，能实现从488MHz到3900MHz的频率覆盖范围。
参照图30，举例说明部署在差动VCO电路中的LC储能电路200的一个实施方案的电路图。在列举的例子中，差动VCO包括与两个变容二极管334a、334b和两个LC谐振电路200连接的交叉耦合的MOS晶体管对332a、332b。来自环滤波器230(见图15)的信号是在两个变容二极管334a、334b之间的输入端口336接收的。晶体管338a和338b被配置成为VCO设定偏流的电流反射镜。输出信号fVCO(见图15)是作为电阻340a和340b上的压降在差动输出端VCO+和VCO-获得的，而晶体管342a和342b充当输出缓冲器。如图15所示，差动电压信号是以频率fVCO进入除N电路232的输入。
依照一个实施方案，VCO电路198的调谐是用变容二极管334a、334b借助在输入端口336由环滤波器提供的控制电压实现的。在一个例子中，因为VDD＝1.8伏特(V)，变容二极管334a、334b在调谐电压近似达到0.5V的时候将开始变成正偏压。然而，假设用于MOS晶体管332a、332b的过激励电压大约是0.5V，在VDD和变容二极管的阳极(344a、344b)之间有至少0.5V的电压降。因此，这个直流电压在阳极大约是1.3V(假设VDD＝1.8V)。结果，在输入端口336由环滤波器230提供的调谐电压可能从0伏变化到VDD(例如，1.8伏)，不给变容二极管332a、332b加正偏压(因为阳极电压是1.3V，而二极管门限是0.5V)。结果，改变调谐电压不提高VCO增益，而且因为变容二极管从未加正偏压，所以VCO不因相位噪声性能下降而蒙受损失。
在一个实施方案中，VCO调谐范围受用来自环滤波器230的信号改变变容二极管332a、332b的电容和改变LC储能电路的电容的组合的控制。依照前面的讨论，调整变容二极管332a、332b的电容提供在某个频带里面的频率微调。较粗的调谐是依照前面的讨论通过接入和关掉LC谐振电路200的电容器组实现的。所以，通过LC储能电路200的适当设定，VCO能有高达大约20％的非常宽的调谐范围。
依照前面的讨论，图1的RFIC可以包括启动诸如模拟接收器链的增益、动态范围和选择性之类性能参数的设定、监测和修正的内置式测试和评估(BITE)数字分析和校准模块106。依照一个实施方案，BITE模块可能是能与用来监测和校准接收器链和/或发射器链的无线电收发机芯片一起嵌入的集成系统元器件。如图1所示，射频收发机的模拟前端可能包括若干精确调整和优化的功能块，包括，举例来说，低噪声放大器116、混频器280、带通滤波器282、基带放大器284和模数转换器120。这些和类似的积木式模拟部件通常可以在大多数接收器体系结构(包括外差low-IF和zero-IF接收器)中找到。当为了允许模拟接收器链按需要不同的操作频带、频道间隔、灵敏度、动态范围等等的不同设定(举例来说，不同的移动电话标准)操作从一种操作配置切换到另一种操作配置的时候，监测接收器和/或发射器链的性能特性是否遵从新的远程通信标准可能是重要的。如果检测到背离，调节接收器链的参数使系统顺从预期的性能需求也是重要的。此外，一旦特定的设定(举例来说，GSM移动电话标准)被使用者选定，为了发现任何背离预期性能的情况并且在发现这样的背离时纠正它们，监测接收器链的参数(举例来说，按特定的时间间隔)可能是符合需要的。能够在无线电收发机的操作期间监测性能参数并进行调节(即，借助集成的(内置的)监测和校准系统)可能是特别有利的。
参照图23，依照本发明某些方面举例说明包括监测和调节接收器链的功能性的内置式测试和评估(BITE)模块106的无线电收发机的接收器链的一个实施方案的方框图。该BITE模块可以监测和调节诸如增益、动态范围之类的参数和接收器链的选择性，将在下面讨论。在列举的例子中，接收器链包括射频输入288、低噪声放大器116、混频器280、通带滤波器282、基带放大器284和模数转换器(ADC)120。这些元器件每个都可以借助经由编程总线110收到的数字指令编程。这些数字指令可以规定那些元器件的操作参数，例如，举例来说，可编程通带滤波器282的中心频率和滤波次序，ADC 120的有效比特数和下面进一步讨论的其它参数。每个元器件都可以包括数字寄存器，设定操作参数的数字指令可以加载到该数字寄存器之中。BITE模块106能借助一对互补的低插入损失的开关290a和290b接进和离开接收器链。在接收器链正常操作期间，射频信号是在射频输入288收到的，通过该接收器链处理后，在线296上提供数字输出。当BITE模块工作的时候，开关290a、290b将该接收器链与射频输入288和数字输出节点296断开，改为将该接收器链与BITE模块106耦合。
依照一个实施方案，为了测试、监测或校准接收器链，触发信号可以在数字编程总线110上从，举例来说，微控制器108(见图1)发送到BITE模块106，以激活BITE模块。举例来说，BITE模块链可能在微控制器发出监测该模拟接收器链的指令的时候开始操作。作为替代，微控制器可能把指令发送给该系统，以便转换到不同的标准，例如，从GSM转换到CDMA。在这种情况下，微控制器可能发出调整接收器的指令，使特定的中心频率、增益设定、带宽和直线性顺从选定的远程通信标准。结果，该BITE模块可能被激活，检查该无线电收发机的接收器链和发射器链之一或两者的一个或多个元器件的性能，以保证该收发机正在按照新标准的性能要求操作。在上述的两个例子中，BITE模块接收来自从微控制器的特定的数据字，该数据字的内容包含设定诸如GSM、EDGE-GSM、CDMA之类特定标准的信息，下面将进一步讨论。除了启动BITE模块之外，微控制器可能把信号发送给开关290a，暂时切断RP输入288与接收器链的连接，改为允许线292上的测试输入信号作为接收器链的输入。同时(或几乎同时)，微控制器可能把信号发送给开关290b，暂时切断数字输出节点296与后面的数字基带处理器接口(例如，数字基带处理器124和数字接口112，见图1)的连接，改为经由线298把数字输出与BITE模块106连接起来。
参照图24，举例说明依照本发明某些方面的内置式测试和评估(BITE)模块的一个实施方案。BITE模块106可以包括离散傅立叶变换(DFT)模块300、数据表查询模块302、比较器304、宏模型306、串并转换模块308和非必选的发射器链310，该发射器链产生要加到线292上的测试输入信号。人们将领会到该测试信号可能是由独立的发射器310产生的也可能是从无线电收发机体系结构的发射器部分获得的(见图1)。BITE模块106可以经由数字总线114与微控制器108耦合(见图1)。在一个实施方案中，BITE模块106可能是用在可现场编程的门阵列(FPGA)逻辑电路中可得的或作为以单元为基础的特定用途集成电路(ASIC)微电子设计组成部分的硬连线嵌入式逻辑电路实现的。
依照一个实施方案，BITE模块106的用途是产生能用来测试模拟接收器链的适当的测试信号。这些测试信号取决于特定的设定，举例来说，诸如GSM、EDGE-GSM、CDMA之类的移动电话标准，而且以接收器链中个别功能块(例如，LNA、通带滤波器，等等)就选定的设定实现性能顺应性所需要的特定的参数设定为基础。在接收器链的功能块里可以测试的参数的一些例子包括设定所需功率水平和增益的偏压或偏流、与维持用于特定操作频带的元器件之间的适当的输入/输出阻抗匹配的网络匹配的输入和输出阻抗、改变操作频率的有源器件的器件尺寸和规定直线性的三阶输入拦截点(IIP3)。
图28是举例说明无线电收发机在切换到选定的操作标准时可能履行的程序步骤的一个例子的流程图，包括BITE模块为测试接收器元器件(例如，LNA 116)可能实现的步骤。人们将领会到BITE模块可以用来测试和/或监测无线电收发机的接收器链和/或发射器链的任何可编程元器件。为了简单明了，下面的讨论将主要涉及接收器链元器件的测试。然而，人们将领会到本发明的原则和所描述的程序步骤也适用于发射器链的元器件。
在第一步骤320中，无线电收发机可能进入设定初值模式。设定初值模式的用途是将接收器链配置成或编程到代表关于接收器链按选定的接收器设定(例如，CDMA模式、GSM模式，等等)操作预期的状态的最初的最佳“推测”(例如，基于工厂校准数据)的状态。举例来说，参照图1，可编程的无线电收发机101可以接收通过接口112来自外部主控制器(未展示)的指令，将模拟接收器链配置或重新配置成选定的操作模式。在响应中，集成的微控制器可以把与选定的模式相关联的数字寄存器数值以及它们的时钟信号(例如，从存储器126)加载到编程总线110上，以便传送到无线电收发机的元器件。在一个实施方案中，微控制器可以用规定寄存器数值的数字字直接给接收器链的元器件加载。在另一个实施方案中，一旦BITE模块106被接入模拟链，BITE模块就给数字寄存器加载，其内容将经由数字编程总线110传达给每个模拟块，举例来说，低噪声放大器116、混频器280、通带滤波器282、基带放大器284和ADC120。该数字字充当可以规定接收器链中每个模拟块适用的操作特性的控制信号。举例来说，该数字字可以规定通带滤波器的中心频率、放大器的增益，等等。为了实现远程通信标准的特定功能，该数字字允许调整接收器链内的个别功能块。在一个例子中，数字字的内容可以由微控制器108或基带处理器124指定。在一个实施方案中，存储器126可以储存一个或多个规定用于一个或多个远程通信标准的操作参数的数字字。微控制器可以访问该存储器取回适当的数字字并且把它提供给BITE模块。
如图23所示，BITE模块106也可以与形成频率合成器104(见图1)的部件的可数字编程的振荡器314耦合，提供有频率f输出的谐波输出信号，举例来说，如图15-18所示。依照一个实施方案，依据数字字所指定的寄存器初值组，频率合成器104可以依照前面的讨论被编程到预期的频带而且可以产生参考频率信号fref。然后，接收器的VCO 198(见图15)可以通过使用与参照图15和16描述的锁相环操作相关联的负反馈被锁相到该参考频率信号fref(在线226上，见图15)。这个程序的结果是产生精确的预期的本地振荡器频率f输出，该频率可以提供给线316上的混频器280，如图23所示。
除了设定适合选定的操作设定的本地振荡器频率之外，收发机的其它元器件的某些参数也可以被编程。举例来说，可以(经由编程总线)传送数字寄存器数值，以控制可编程带通滤波器282(见图23)的参数，例如，滤波次序、滤波类型(例如，高通、低通或带通)、滤波整形(例如，Butterworth、Chebyhev，等等)和中心频率。在设定初值期间，可编程带通滤波器282的数字寄存器是用与预期的操作模式相关联的数值加载的。依据这些初始设定，可以在封闭的负反馈环中调节中心频率和滤波次序的数值。举例来说，中心频率可以从属与精确的主时钟130(见图1)，而滤波次序数值可以从属于主阻抗128。这个程序的结果是滤波器频率的精确定心和滤波次序的精确控制。此外，模数转换器120也可能是可编程的，而寄存器数值可能是为控制反映预期的操作模式所需要的数值的抽样率(F)和有效比特数(ENOB)而设定的。人们将领会到在接收器中不由负反馈环调节的任何编程寄存器(例如，举例来说，偏流、输入匹配电路和负载阻抗)都能被设定到储存在存储器中适合预期的操作模式的初始值。
再一次参照图28，在第二步骤322中，无线电收发机可以进入测试模式，在该模式中BITE模块106可能被启动。测试模式的用途是合成测试信号促进，举例来说，接收器链的测试，确定它的实际性能水平。在一个实施方案中，BITE模块106通过把测试输入信号在线292上加给模拟接收器链的输入端开始接收器链的测试。混频器280将线316上的信号与该测试输入信号混合，把测试信号的频率内容转变成有上、下边频带的基带频率。然后，带通滤波器282可以基于BITE模块106提供给带通滤波器的数字字的内容选择特定的频率范围和传输特性，例如，举例来说，纹波和/或变形。用ADC 120数字化的模拟接收器链的对应的输出在线298上加给BITE模块用于处理。测试输入信号可以与特定的特性(例如，频率、振幅，等等)一起产生，以致该模拟链的各种不同的性能特征(例如，增益、频率、直线性)都可以被测试。在一个实施方案中、数字滤波器(未展示)可以放在线298中，过滤数字输出信号和产生监测信号，举例来说，按照来自主时钟130(见图1)的时钟频率确定的规则的或同步的间隔。
依照一个实施方案，线292上的测试信号可以在半导体芯片上由发射器280产生。通常，为了测试接收器链的元器件确定它们的性能是否遵从选定的通信标准，该测试信号可能是在感兴趣的射频下产生的而且可能是调制的或未经调制的，或可能是连续波(CW)信号。举例来说，为了对射频中心频率顺应性和增益进行测试，可能使用在预期的中心频率和该中心频率附近的CW信号。
参照图33，举例说明锁相VCO 366与可以用来产生有精确的射频输出频率的测试信号的精密参考信号源组合的例子。在一个例子中，斜坡输入信号可能是由，举例来说，微控制器108(见图1)用数字产生的，然后在线360上加给数模转换器(DAC)120，转换成模拟信号。线362上的这个模拟信号可能经由加法器364被引进反馈环363。除N计数器可能借助编程总线100上的信号被编程，设定适当的N值，分割VCO 366的信号，产生在线368上预期的输出频率。相位检测器228可以将分割后的输出频率f测试/N与线226上的参考频率fref进行比较，产生用低通滤波器230滤波然后加给加法器364的差频信号，如图32所示。参考频率fref的产生是前面参照图15和16讨论过的。加法器364把来自相位检测器228的已滤波信号和来自DAC 120的信号合并，产生调谐电压Vtune，该调谐电压设定VCO输出频率。以这种方式，可以产生精确的测试信号f测试，因为信号f测试的中心频率可以受参考频率源204(见图15)和反馈环363的精确控制。
依照一个实施方案，可用于各种不同的收发机元器件的增益校准的测试信号功率水平可以用图34所示的功率控制环控制。线374上的信号f测试可以馈送给变增益放大器370，后者放大或衰减该信号以便在线372上提供有特定的功率水平P测试的测试信号。变增益放大器370对线374上的信号施加的增益可以受在线376上馈送给变增益放大器的环信号控制。在功率控制环中，输出信号功率水平P测试可以借助功率检测器单元(PDU)378从属于精确地已知的参考电流IREF和参考电压VREF。PDU 378的输出可馈送给信号比较器380的一个端口，如图所示。该信号比较器也可以以其另一个端口接收来自系统微控制器108(未展示)的控制信号。举例来说，微控制器可能把控制信号(该控制信号可以指定线372上的信号预期功率水平)经由编程总线110发送到数模转换器(DAC)120，后者依次把该控制信号应用于信号比较器380。该信号比较器可以将该控制信号指定的功率水平与来自PDU 378的信号的功率水平进行比较并且在线382上产生的差信号。这个差信号可以经低通滤波器384滤波后加给变增益放大器370，调节该变增益放大器的增益。合成测试信号386(见图33)可能有已知在整个收发机系统可接受的的指定容限范围之内的精确受控的中心频率(来自环363)和功率水平P测试。
再一次参照图24，当BITE模块把特定的测试信号加给模拟接收器链输入端的时候，它借助在线298上提供给BITE模块的数字监测信号的抽样同时监测输出。当同步或异步抽样的数字数据进入BITE模块106的时候，它经由DFT模块300变换成频域。这个变换允许BITE模块分析接收信号的频率分量并将它们与理想的响应信号进行比较，下面将进一步讨论。在一个实施方案中，DFT300可能是，举例来说，作为64、128、256或512点变换实现的，这个变换允许计算针对特定的远程通信标准描述所收到的数字信号的同相(I)分量和正交(Q)分量的复杂的星座图，下面将进一步讨论。
一旦DFT模块300已经产生数字输出信号DO，它就被加给比较器304。比较器304也接收来自数据表302的数字信号DT。该数字信号DT代表接收器链对特定的测试输入信号的理想响应。在一个例子中，参考信号DT可以从微控制器108的附属存储器126下载。该微控制器本身又可以响应从可指定，举例来说，接收器链正在接受测试的远程通信标准的基带处理器124发出的指令启动该参考信号DT向BITE模块的转移。背离理想的性能可能导致纠正响应的产生，该纠正响应被加载到数字寄存器(未举例说明)中并且经由数字总线传送到到各种不同的模拟块，下面将进一步讨论。
依照前面的讨论，有精确受控参数(例如，中心频率和功率水平)的测试信号能由发射器产生。当这个信号被变换成频域的时候，它可以有精确已知的频率特性，该频率特性可以用来评估该收发机的元器件。参照图25，举例说明可以由发射器310产生并且在线292上提供给模拟接收器链的(在频域中列举的)双音调模拟测试信号的一个例子。该测试输入信号可能由两个间隔很小的谐波信号(用线294a、294b表示)，这两个信号可能有相同的振幅A1，或有不同的振幅A1和A2，而且位于频率f1和f2。在一个例子中，音调294a、294b可能有随机的相位关系而且可能被分开就选定的感兴趣的标准而言大约一个信道宽度。人们将领会到测试输入信号不局限于图25给出的例子而且可能有不同的结构。举例来说，A2可能小于而不是大于A1。在一个例子中，该测试输入信号可能是响应依次经由微控制器108接收来自存储器126的存储数据的控制输入(见图24)的数据表302提供的数字输入由发射器310产生的。举例来说，该测试信号可能是在发射器310中由同相和正交单边带调制器产生的而且可能被锁定在某个特定频率(在此称之为flow)的锁相本地振荡器增频到待测试频带的下端。线292上的合成测试输入信号可能有两个主要的频率分量，即f1和f2，而且可能经由开关290a(见图23)被加到可编程接收器链的输入端上。
依照前面的讨论，当测试输入信号被加到接收器链上的时候，它被接收器链的元器件放大、混频、滤波和数字化。这个过程可能按照由模拟接收器链的设定决定的放大系数g1和g2增加包括测试输入信号的原音调的振幅。参照图26，放大后的音调是用该频域中的线316a和316b举例说明的。这些音调是由对收到的数字化信号完成离散傅立叶变换把抽样信号变换成频域并允许分析接收信号的频率分量(音调)的DFT模块300产生的。除此之外，由于在任何接收器元器件中存在的三阶非线性和向基带的下变频，该过程可能引起附加谐波信号的产生，举例来说，在频率位置2f1-f2和2f2-f1的振幅B和C的谐波(线318a、318b)，如图26所示。这些谐波信号的振幅和频率位置直接与整个模拟接收器链的线性行为有关。所以，BITE模块能通过监测ADC120的输出及其后来在DFT块300中的频域变换完成模拟接收器链的分析。数字输出信号和参考信号DT之间的详细比较允许评估接收器链。
基于提供来自数据表302的不同的数字输出能产生有不同输入频率的不同的测试信号应该是明显的。结果，频率范围、频率稳定性、增益和直线性都能测试。在该频带下端的增益可以通过将该音调在f1或f2下的功率与测试输入信号的原音调的功率(对内部增频过程的增益/损失已作调节)进行比较来确定。呈三阶截取点(IP3)形式的直线性能通过计算IM3(即f1和2f1-f2的功率差或f2或f2和2f2-f1的功率差)和使用下面的关系式来确定 IP3(dBm)＝A(dBm)+IM3/2(dBc) 其中dBm表示与毫瓦有关的分贝，dBc是载波频率的分贝，和A是在原测试输入信号的频域中的振幅(即，存在于音调294a中的功率)。
此外，如果flow按不连续的步骤在感兴趣的带宽范围(除了某些过剩带宽因素之外，名义上等于接收器的预期中心频率生产容限)内改变，而增益计算是按每个步骤进行的，则频率响应的知识被发展。依据这个频率响应数据，能很好地评估接收器的中心频率和带宽。
依照一个实施方案，更复杂的测试情形可能涉及包括一个或多个调制符号的测试输入信号的产生。这些符号是特定的调制技术的独特表达，例如，正交幅度调制(QAM)、二进制相移键控(BPSK)，等等。符号可能是在发射器(例如，BITE模块的发射器310或RFIC的发射器链(见图1))中产生的。在一个例子中，符号可能是响应由，举例来说，数据表302或微控制器108提供的数字指令产生的。
在一个例子中，测试信号可能是使用同相(I)和正交(Q)调制器调制的。测试信号可能被调幅、调频或调相。在一个例子中，在没有信息包含在信号幅度中(例如，相位调制或频率调制)的情况，基带或低频的整形数字或模拟信号可能被加到图33的锁相环363之中，通常在环滤波器369的前面或后面。在另一个例子中，在一些信息包含在测试信号幅度中的情况、IQ调制器可能用来产生测试信号，如图35所示。参照图35，压控振荡器(VCO)366产生的信号可以通过90度移相器388馈送给两个混频器390a、390b。调制信号可以与移相后的VCO信号在混频器390a、390b中结合。如图35所示，(调制信号的)I数据流可以在混频器390a中混合，而(调制信号的)Q数据流可以在混频器390b中混合。I和Q数据流可以是在微控制器108(见图1)的控制下从存储器126(见图1)获得的。来自混频器的输出信号可以在加法器392中结合，产生测试信号f测试。在一个例子中，信号f测试的功率水平可以依照参照图34的讨论是经由变增益放大器370控制的。
参照图27，举例说明从模拟图23举例说明的接收器链产生的星座图的一个例子。如图27所示，就每个传输符号而言，I和Q分量能被表示成矢量。明确地说，图27描绘代表用整数下标n和n+1识别的并且在该图中位于SIn、SQn、SIn+1、SQn+1的符号(S)的两个矢量(虽然人们将领会到该星座图可以包括众多矢量)。BITE模块记录经由监视信号路径298的实际信号响应，使该数字数据成为离散傅立叶变换操作的对象和记录数字输出信号DO。这个数字输出将提供与用图27举例说明下标n和n+1标注的实际收到的符号(S)相对应的信息I(tn)、Q(tn)和I(tn+1)、Q(tn+1)。
再一次参照图28，在该程序中下一个步骤可以是比较模式323。该比较模式的目的是确定存在于当前性能配置中的错误数量何时与预期的响应比较。一旦完成测试模式，就将数字输出信号(DO)从DFT模块300提供给比较器304以便与参考数字信号DT进行比较。参考数字信号DT可能在储存数据表302中并且与感兴趣的远程通信标准有关。这个参考数字信号可能包括目标中心频率、信号的目标带宽、目标增益和目标IP3。除了目标值之外，每个参数都可能有与它相关联的可接受的误差棒。在一个实施方案中，这些数值可能起源于以统计学为基础暗示全面的系统性能顺应性将发生在实际数值在可接受的误差棒范围内等于目标数值之时的参考设计。
在一个实施方案中，按每个时间增量tn，tn+1，比较器304将模拟链的实测输出(DO)与参考信号(DT)进行比较以产生误差矢量大小信号EVM。该时间增量可能是用，举例来说，可以从主时钟频率推演出来的数字输出信号的抽样率定义的。依照一个实施方案，误差矢量大小(EVM)能针对每个符号基于，举例来说，所谓的“L2”基准依照下面的公式计算出来 EVMn＝√I(tn)-SIn2+Q(tn)-SQn2 和 EVMn+1＝√I(tn+1)-SIn+12+Q(tn+1)-SQn+12 然而，人们将领会到本发明不局限于L2基准的使用，而且其它的基准也能被定义。比较器304可以监测由DFT模块200提供的数字输出信号DO和由数据表302提供的参考信号DT的整个星座图表达。该比较器检查信号DO和DT之间的偏离，也就是说，在某个限定的允差门限之内DO是否等于DT。再一次参照图24，如果比较器没有遇到偏离(例如，在某种允差之内DO＝DT)，则转向分支Y，促使串并转换电路308重发数字寄存器的内容，设定模拟接收器链的性能参数。该串并转换模块把线312上收到的串行信号转换成可以经由数字总线114加到模拟接收器链的每个元器件上的并行信号，如图23所示。如果比较器遇到偏离，则转向分支N。在这种情况下，该比较器把EVM信号提供给宏模型306。在一个例子中，一旦当前的数值和误差已经针对测试模式的至少一次迭代被计算出来，而且这些数值已经被发送给宏模型模块306，该比较模式就可以完成。
再一次参照图28、下一个程序步骤可能是计算模式326。计算模式的目的是基于实测响应和预期响应之间的误差确定要设定的下一组寄存器数值。在一个实施方案中，计算模式的目的可能主要是用宏模型306实现的。在许多情况下，接收器链可能有为了确定在比较模式中看到的效果(例如，偏离)的起因(在硬件或软件中)可模仿的复杂的传递函数。所以，宏模型306可能包含接收器链的模型。在一个实施方案中，宏模型基于数学运算法则计算校正接收器链性能的调节。这些调节可能包括新的数字寄存器数值，其内容可以经由串并转换模块308发送给各种不同的模拟块，引起接收器链中的一个或多个元器件的功能性的调节。在一个例子中，宏模型306可能是作为有限状态机实现的。
举例来说，如果当前的比较模式测试已经确定可编程的LNA116的中心频率低20％，那么宏模型306可以计算为了依照众所周知的汤普生谐振公式fcenter＝1/2π√LC将LNA 116的中心频率增加20％切断与LNA 116的输入匹配相关的LC谐振电路136的一些离散的并联电容必不可少的数字寄存器数值，其中L和C分别是LNA电路和LC谐振电路呈现的组合的电感和电容。
作为替代，通过实现门开关技术逐渐减少用于LNA输入电路的总器件宽度可以回到LNA 116的中心频率。参照图29，举例说明包括四个互连的MOS晶体管328a、328b、328c和328d的LNA116的一个实施方案。LNA 116还包括将每个MOS晶体管的输入门(G)与二进制数字输入BO-B3隔离的四个电容器330a、330b、330c和330d。各个门触点G1、G2、G3和G4经由耦合电容器与总门触点G结合。在一个例子中，耦合电容器可以有大约0.5pF的电容值。数字连接BO-B3使可编程的数字总线110(见图23)经由电阻RO-R3与四个MOS晶体管各自的门触点耦合，如图29所示。在一个例子中，这些电阻每个都可能有大约3kΩ的数值。每个晶体管的个别漏级接在一起提供总漏级(D)触点，该触点提供LNA 116的输出。每个晶体管的个别源级触点也接在一起，形成用于设定适当的直流偏置条件的总源级(S)触点。
依照一个实施方案，四个MOS晶体管328a、328b、328c和328d每个都可以有特定的选通电极宽度，在此称之为W1(用于MOS晶体管328a)、W2(用于MOS晶体管328b)、W3(用于MOS晶体管328c)和W4(用于MOS晶体管328d)。通常，晶体管的选通电极宽度尺寸可以在宽广的范围内改变，取决于用来制造RFIC的电路设计和CMOS处理技术。在一个例子中，选通电极宽度可能在从大约80微米到大约700微米的范围内改变。因为个别晶体管的选通电极是被(电容器330a、330b、330c和330d)隔离的，所以对那四个二进制输入BO-B3之中每一个要么是逻辑“1”要么是逻辑“0”的数字编程可以产生全部器件行为，其复合选通电极宽度能改变成十六种不同的尺寸之中的任何一种。
在一个例子中，信号电压水平可以这样选定，以致任何输入B0-B3上的逻辑“0”暗示电压在晶体管的门限电压以下，而逻辑“1”暗示电压在晶体管的门限电压以上。因此，如果逻辑“0”被加到任何晶体管328a-d的个别选通电极上，它的功能被关掉，反之如果逻辑“1”被加到某个选通电极上，则对应的晶体管被开启。LNA的总选通电极宽度可以通过把被开启的每个晶体管的个别选通电极宽度相加来确定。所以，依据控制B0-B3的数值的数码图，总的选通电极宽度能被控制到十六个数值中的任何一个，如下面的表3所示。
表3.以四个数字输入信号为基础可编程器件的总宽度 如果W1、W2、W3和W4每个都是不相同的，表3举例说明LNA的总器件宽度如何能被编程到十六个数值之中的任何一个。然而，人们将领会到本发明不局限于有上表所示的四个选通电极宽度和四个数字输入的四个晶体管的例子。而是，本发明的原则可以适用于任何数目的晶体管而且不同晶体管的数字输入信号和选通电极宽度可能是相同的或不同的。
除此之外，再一次参照图29，电流来源394可以基于外加的数字模式(并因此基于“ON”晶体管的数目)被这样调节，以致适当的偏流可以通过把流向每个被激活的晶体管的源极的个别电流相加来设定。举例来说，如果外加的位组合是1011，那么可以提供与每个晶体管328a、328b和328d的个别偏流之和相对应的偏流。
如同熟悉这项技术的人已知的那样，通过逐渐减少或逐渐增加总选通电极宽度，LNA的中心频率能被分别逐渐增加或逐渐减少。加到每个二进制输入B0-B3上的数字数值可以受宏模型控制基于预期的中心频率设定适当的选通电极宽度。除此之外，可编程LNA 116的增益并因此整个接收器链的增益能通过改变给LNA的偏流、通过偏压控制电路和通过负载阻抗的控制进行调节，如下面的等式所示 A＝-gm*Z1 其中A是增益，gm是跨导，而Z1是负载阻抗。依照前面的讨论，负载阻抗可以控制，举例来说，通过使用可编程的LC谐振电路136。控制阻抗能依次用来修正LNA的增益或给LNA的增益编程。
在许多情况下，LNA 116的直线性对整个接收器链的直线性有重大影响。就给定的LNA拓扑而言最直接影响直线性的参数通常是偏流和负载线。参照图27，举例来说，如果直线性低而增益高，为了找到两个条件都将充份的配置，可以在偏流和负载阻抗两个方面进行调节。在一个实施方案中，直线性和增益的程度能被估定，举例来说，如同前面参照图26讨论的那样通过观察信号输出DO。与g1A1和g2A2有关的B和C的影响越小，LNA的直线性就越好。此外，通过观察输出信号g1A1和g2A2与输入信号强度A1和A2的关系，人们能确定在频率f1和f2下的增益g1和g2。
在一些实施方案中，在接收器链内的元器件之间可能有复杂的相互作用，这可能不允许对接收器链中每个功能块进行不连续的参数调节。在这种情况下，宏模型306可以基于特定的误差函数及其随着时间推移的演变计算一组寄存器数值。这通常可能涉及迭代程序的调节过程。举例来说，参照图28，测试模式322、比较模式323和计算模式326可能重复直到数字输出信号DO在参考信号DT定义的允差范围之内。
依照前面的讨论，在一个实施方案中，宏模型306可以作为状态机实现。这为调节计算提供高度内置的适应性。举例来说，工厂校准能用来产生最初的寄存器数值。除此之外，一旦找到实时的解决方案，寄存器数值就能被更新，以致能在下一次配置被初始化时使用新的数值。换句话说，宏模型306可能是能够为适应无线电收发机的性能而学习程序。
一旦数字输出信号在可接受的允差范围内与参考信号DT匹配，BITE模块106就可以进入“保持”模式327，见图28。保持模式的目的是将那些寄存器保持在它们当前的数值，直到微控制器(或基带处理器)发出下一条指令以便监测或改变到不同的远程通信标准。除此之外，当前的寄存器数值可以被写入存储126作为新的初始数值准备下一次调用初始化模式时使用。
依照前面的讨论，BITE模块106可以监测和调节接收器链286中的任何或所有元器件，包括LNA 116、混频器280、带通滤波器282和基带放大器284。人们将领会到相似的程序可以应用于接收器链的任何其它元器件和发射器链324(见图1)的任何可编程元器件。举例来说，参照图36，举例说明依照本发明某些方面用来测试发射器链的性能参数的方法的一个实施方案的流程图。在第一个步骤396中，可以选定准备针对它测试发射器链性能的特定的远程通信标准(例如，CDMA、GSM，等等)。然后，基带处理器可以产生给微控制器的中断信号，导致微控制器激活测试模式。微控制器108(见图1)可以将与选定的模式相对应的初始数据值和校准设定(步骤398)以与前面就接收器链讨论过的相似的方式经由编程总线110加载到发射器链的一个或多个元器件上。在一个例子中，这些初始数值可以从存储器126获得。然后，微控制器可以启动BITE模块106并且开始测试/评估发射器链的一个或多个元器件。
参照图37，举例说明依照本发明某些方面与RFIC的发射器链耦合的BITE模块106的一个实施方案的方框图。当微控制器108激活BITE模块106的时候，控制信号也可以发送给开关400，中断在线402a、402b上发送给发射器102的正常数据流Idata和Qdata，改为允许测试数据(I测试和Q测试)在线404a、404b上从BITE模块发送到发射器102，如图所示(图36的步骤406)。测试数据(I测试和Q测试)可以以类似于前面就为测试接收器链产生测试信号讨论过的方式从储存在数据表302中的数据产生。该测试数据也可以馈送给比较器304。在一个例子中，数字测试可以先经由低通滤波器408滤波，然后在混频器410a、410b中与本地振荡器信号flo混频。本地振荡器信号flo可以用前面讨论过的频率合成器104产生。为了产生适当的同相信号和正交信号，本地振荡器信号也可以经由可编程的90度移相器412馈送给混频器410a、410b。这些来自混频器410a和410b的输出的合成的同相信号和正交信号可以在组合器414中相加，产生来自发射器102的复合输出信号。
在正常操作时(即，信号Idata和Qdata被馈送给发射器)，来自发射器102的输出信号将在线416上发送给天线模块174(见图1)。在测试模式中，微控制器可以把控制信号发送给开关418，断开发射器的输出与天线的连接，改为使发射器的输出信号(在此称之为Smeas，因为它是实测信号)在线420上被馈送到BITE模块106(图36中步骤426)。依据可从BITE模块的数据表302得到的编程数据流I测试/Q测试，信号Smeas可以包含单一频率的载波，多频率载波(音调)或调制信号。信号Smeas允许测试发射器链的中心频率、谐波频率发生和动态范围。举例来说，发射器链的动态范围可以这样估计，即通过在驱动放大器的输出端测量相邻频道功率比(ACPR)(使用调制信号Smeas)或3rd谐波内容(使用单音调Smeas)和计算或估计伪自由动态范围(FDR)。一旦接收器链被校准就可以通过把反馈环中经过校准的接收器链与发射器链连接起来直接测量来自发射器的本地振荡器泄漏。发射器链的其它参数也可以使用与针对接收器链描述过的方法类似的方法确定和校准。在一个例子中，来自发射器的输出信号可以在馈送给天线或BITE模块之前用变增益放大器422放大，和/或用可编程的衰减器424衰减。
依照一个实施方案，来自发射器的信号Smeas可以用BITE模块的下变频器428降频把射频信号转变为适合处理的较低的基带频率(图36的步骤430)。在一个例子中，下变频器428可以如同熟悉这项技术的人知道的那样包括标准的混频器。然后，降频信号可以供应给离散傅立叶变换(DFT)模块300进行数字处理。为了产生分别表示同相数字信号分量和正交数字信号分量的实测数字数据流Imeas和Qmeas，DFT模块300可以如同前面就测试接收器链讨论过的那样处理收到的信号和对该信号完成傅立叶变换(图36步骤432)。这些数字信号Imeas和Qmeas可以被馈送到比较器304，然后在那里将它们以与前面就接收器链描述过的方式类似的方式与测试数据I测试和Q测试进行比较(图36的步骤434)。如果实测数据(Imeas、Qmeas)和测试数据(I测试，Q测试)的比较结果在可接受的误差范围之内，BITE模块可以依照前面的讨论进入“保持”模式。在保持模式中，数字寄存器可以被锁定在它们的当前数值(图36的步骤436)，直到微控制器(或基带处理器)发出下一条监测或换成不同的远程通信标准的指令。除此之外，当前的寄存器数值可以被写入存储器126(图36的步骤438)，作为准备在下回开始测试时使用的新的初值。
如果比较器检测数字数据的差异，它可以启动宏模型306执行计算调节(量)的软件算法，如同前面讨论过的那样。宏模型可以计算用于发射器链元器件(例如，可编程的衰减器422、VGA424或频率合成器104)的新设定。该调节可以导致，举例来说，归因于给可编程频率合成器104的数字输入的频率和相位偏移，归因于给可编程的衰减器424的输入的信号衰减，或归因于给可编程的VGA 422的输入的变增益调节。除此之外，宏模型可以发可以为了另一次重复测试把测试数据再次发给发射器102的信号(图36的步骤440)。
至此已经描述了这项发明的至少一个实施方案的若干方面，人们将领会到各种不同的变更、修正和改进对于熟悉这项技术的人将很容易发生。这样的和其它的变更、修正和改进将倾向于作为这份揭示的一部分并且倾向于落在本发明的范围之内。因此，前面的描述和附图仅仅是作为例子，不倾向于作为限制。本发明的范围应该依据对权利要求书及其等价文件的适当的解释确定。
权利要求
1.一种可编程的收发机，其中包括
适合动态地选择和控制该可编程收发机的操作频带以致该可编程收发机能够在多样的频带和操作协议之间切换的控制器；
众多经由编程总线与该控制器耦合的数字式可编程元器件，众多数字式可编程元器件之中的每个元器件都包括适合经由所述编程总线接受来自该控制器的数字控制数据的数字寄存器，所述数字数据控制每个数字式可编程元器件的操作频带和协议；
众多与所述众多数字式可编程元器件的数字寄存器耦合并且在操作上对所述数字控制数据敏感的MOS开关；以及
众多对应的与众多MOS开关耦合的电容型元件；
其中控制器通过把数字控制数据提供给众多数字式可编程元器件的数字寄存器控制操作频带的选择；而且
其中众多的MOS开关响应数字控制数据控制众多对应的电容型元件进出的切换以影响操作频带的选择。
2.根据权利要求1的可编程收发机，其中众多电容型元件包括众多固定电容器。
3.根据权利要求1的可编程收发机，其中众多MOS开关适合响应数字控制数据至少调节众多数字式可编程元器件之一的选通电极宽度以影响至少一个数字式可编程元器件的操作频带的选择。
4.根据权利要求3的可编程收发机，其中至少众多数字式可编程元器件之一至少包括可编程的陷波滤波器、可编程的低噪声放大器、可编程的增益放大器和可编程的I/Q调制器之一。
5.根据权利要求1的可编程收发机，其中众多的数字式可编程元器件至少包括低噪声放大器、混频器、陷波滤波器、压控振荡器、可编程的增益放大器、I/Q调制器、模数转换器、数模转换器和本地振荡器之一。
6.根据权利要求1的可编程收发机，其中至少电容型元件之一包括变容二极管，其中至少一个电容型元件的电容值是通过调节对数字控制数据敏感的变容二极管的偏压控制的。
7.根据权利要求1的可编程收发机，其中多样的频带覆盖从大约70MHz到6GHz的频率范围。
8.根据权利要求1的可编程收发机，其中多样的操作协议至少包括GSM、UMTS、802.11b、802.11g、802.16、CDMA、CDMA2k、Den和数字视频广播(手持式)中的两种。
9.根据权利要求1的可编程收发机，其中收发机电路不包括任何螺旋形电感器。
10.根据权利要求1的可编程收发机，进一步包括
产生发射信号的发射器链路；
其中众多的数字式可编程元器件包括低噪声放大器和与该低噪声放大器耦合的陷波滤波器；
其中众多的MOS开关包括至少一个与该低噪声放大器的数字寄存器耦合的第一开关和至少一个与陷波滤波器的数字寄存器耦合的第二开关；
其中众多可切换的电容型元件包括与至少一个第一开关耦合的众多第一可切换电容型元件和与至少一个第二开关耦合的众多第二可切换电容型元件；
其中控制器通过把数字控制数据提供给低噪声放大器的数字寄存器调谐低噪声放大器的操作频带来控制至少一个第一个开关切换众多的第一可切换电容型元件的进出；
其中控制器把数字控制数据提供给陷波滤波器的数字寄存器控制至少一个第二开关切换到众多的第二可切换电容型元件，以便提供与发射信号中心频率相配的陷波滤波器的中心操作频率，避免发射信号泄漏到低噪声放大器之中。
11.一种在不同的操作频带之间切换可编程收发机的方法，该方法包括
提供识别预期的操作频带的数字控制数据；
将的数字控制数据加载到可编程元器件的数字寄存器之中；
基于该数字控制数据控制至少一个开关；以及
用至少一个开关切换众多电容型元件进出以影响预期操作频带的选择。
12.根据权利要求11的方法，其中切换众多电容型元件的进出包括通过切换与至少一个有源的MOS器件的门电路耦合的电容器的进出调节包含在可编程元器件之中的至少一个有源的MOS器件的选通电极宽度。
13.根据权利要求11的方法，其中电容型元件包括至少一个变容二极管，而且进一步包括调整至少一个变容二极管的电容值进一步控制选择预期操作频带的步骤。
14.根据权利要求11的方法，其中调整至少一个变容二极管的电容值包括调整至少一个变容二极管的偏压。
15.一种作为没有混频器的锁相环路实现的频率合成器，该锁相环路包括
第一压控振荡器；
第二压控振荡器；
与第一压控振荡器耦合而且适合产生第一调谐信号调整第一压控振荡器所产生的第一频率信号的频率范围的第一谐振电路；
与第二压控振荡器耦合而且适合产生第二调谐信号调整第二压控振荡器所产生的第二频率信号的频率范围的第二谐振电路；
开关；
经由开关与第一和第二压控振荡器耦合的两个级联的除N电路，其中开关是可操作的，以便至少将第一频率信号和第二频率信号之一与两个级联的除N电路耦合；以及
在反馈回路中用第一和第二压控振荡器与级联的除N电路耦合的除M电路。
16.根据权利要求15的频率合成器，进一步包括
在除M电路和第一和第二压控振荡器之间的反馈回路中与除M电路耦合的相位检测器；以及
耦合在相位检测器和第一和第二压控振荡器之间的环路滤波器。
17.一种在半导体集成电路中制造的不使用任何螺旋形电感器的为多样的操作频带和协议配置的可编程的收发机，该收发机包括
至少一条有电感的传输线；以及
众多可切换的电容型元件，可切换的电容型元件有能力转变与至少一条对数字控制信号敏感的传输线的忽隐忽现的连接性，提供有至少部分地取决于众多可切换电容型元件与至少一条传输线连接的数目和至少一条传输线的电感的可调中心谐振频率的谐振电路；
其中所述控制信号通过切换众多可切换电容器之中适当的一些进出控制中心谐振频率向收发机操作频带的调谐。
18.根据权利要求17的可编程收发机，进一步包括至少一个与至少一条传输线耦合形成谐振电路部份的可变电容器，至少一个可变电容器有对进一步控制中心谐振频率调谐的调谐信号敏感的可调的电容值。
全文摘要
一种包含频率和协议不可知有数字输入和输出的射频集成电路(RFIC)的全集成的可编程混合信号收发机，该收发机可为多样的射频频带和标准编程和配置而且能够与许多网络和服务供应商连接。该RFIC不使用螺旋形电感器而是包括传输线电感器从而考虑到改良的可量测性。该收发机的元器件是可编程的，允许该收发机在不同的操作频带之间切换。虽然数字寄存器的内容与诸元器件耦合，但是频率切换能被完成。
文档编号H04B1/28GK101313475SQ200680037710
公开日2008年11月26日 申请日期2006年8月11日 优先权日2005年8月11日
发明者R·J·希尔, G·C·达维, J·L·波霍奎兹 申请人:比特沃半导体公司