多天线接收装置的制作方法

专利名称：多天线接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及多天线接收装置，尤其涉及如下的技术用多个天线接收从
发送端的多个天线同时发送的不同的调制信号，从在传播路径上复用多个调 制信号而形成的接收信号，复原与各个调制信号对应的发送数据。
背景技术：
以往，如被称为MIMO(Multiple-Input Mutiple-Output，多输入多输出) 的通信方法那样，有通过分别调制多个序列的发送数据，并从多个天线同时 发送各调制数据，来提高数据的通信速度的通信方法。在接收端用多个天线 接收来自多个天线的发送信号。
这里，由各个接收天线获得的接收信号是多个调制信号在传播空间上混 合而成的，因此，为了复原与各个调制信号对应的数据，需要估计各个调制 信号在传播路径上的变动值(以下将其称为"信道变动")。因此，发送装置预 先在调制信号中插入导频码元等已知信号，接收装置基于插入在调制信号中 的已知信号来估计各个发送天线与各个接收天线之间的、在传播空间的信道 变动。然后，使用该信道变动估计值来解调各个调制信号。
作为其中一个方法，有进行以信道变动估计值作为元素的矩阵的逆矩阵 运算来分离各个调制信号的方法。另外，作为其它的方法，有使用信道变动 估计值来求候补信号点位置，通过在该候补信号点位置与接收信号点位置之 间进行最大似然判定(MLD: Maximum Likelihood Detection)来复原用各个调 制信号发送的数据的方法(例如，参见非专利文献1至3)。
例如在非专利文献1中公开了使用这样的多天线的通信技术。下面，使 用图1简单说明在该非专利文献l中所公开的内容。多天线发送装置30将发 送信号A和发送信号B输入到调制信号生成单元3。调制信号生成单元3对 各个发送信号A和B进行QPSK(Quadrature Phase Shift Keying,四相移相4建 控)和16QAM(Quadmture Amplitude Modulation,正交振幅调制)等数字调制处 理，将由此获得的基带信号4和5输出到无线单元6。无线单元6对基带信号4和5进行上变频和放大等无线处理，将由此获得的调制信号7和8输出 到各个天线9和10。由此，多天线发送装置30将发送信号A的调制信号7 通过天线9发送，同时将发送信号B的调制信号8通过天线10发送。
多天线接收装置40将通过天线11接收的接收信号12输入到无线单元 13，同时将通过天线15接收的接收信号16输入到无线单元17。无线单元13 和17对接收信号12和16进行下变频等无线处理，将由此获得的基带信号 14和18输出到解调单元19。
解调单元19通过对基带信号14和18进行检波，获得发送信号A的接 收数字信号20和发送信号B的接收数字信号21。在非专利文献1中记载有 在解调单元19进行信道估计矩阵的逆矩阵运算来获得接收数字信号20和21 的方法，以及进行最大似然判定(MLD)来获得接收数字信号20和21的方法。
进而，在非专利文献2中记载有在解调单元中削减候补信号点而减少运 算量时，通过进行迭代解码来提高差错率特性的方法。具体而言，有描述使 用接收信号点和进行了削减后的候补信号点来进行重新解码的技术。
非专利文南大1: "Multiple-antenna diversity techniques for transmission over fading channels" IEEE WCNC 1999， pp. 1038-1042， Sep. 1999.
非专利文献2: "MIMO 〉 ^ 厶(二 St 6信号点削减全用L、 ^反复复号 O 4 >夕U — y适用(关卞6检讨一k 4 D — 7工一 、y、 >夕'环境下(fct S BER特性一"电子情报通信学会、信学技报、RCS2004-8、 2004年4月
非专利文献3: "MIMO f ^冬A (二 fc、 " 3空间分割多重方式i《O基本 特性"电子情报通信学会论文志B、 voU87-B,no.9，pp.ll62-1173， 2004年9
非专利文南大4: "Likelihood detection utilizing ordering and decision partial bits in MIMO systems" IEICE Transactions on communications, vol.89-B, no.4, April 2006
非专利文献5:"空间多重MIMO 、〉》亍厶(fcMj" 3顺序付l少fc、 J:"部 分e '7卜判定f利用L t尤度判定方法o 64QAM Q适用检讨"电子情报 通信学会、信学技报、RCS2006-30、 2006年5月
非专利文南史6: "A comparison of optimal and sub-optimal MAP decoding algorithms in the log domain" IEEE ICC 1995, pp. 1009-1013， June 1995
非专利文献7: "Performance analysis and design LDPC-coded MIMOOFDM systems," IEEE Transactions on signal processing, vol.52， no.2, Feb. 2004
turbo decoding and its performance for OFCDM MIMO multiplexing in multipath fading" IEICE Transactions on communications, vol.E88-B, no.l, Jan. 2005
非专利文献9: "A universal lattice code decoder for fading channels," IEEE Transactions on information theory, vol.45, no.5， pp. 1639-1642, July 1999
非专利文献10: B. Lu, G. Yue， and X. Wang, "Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems" IEEE Trans. Signal Processing., vol.52, no.2, pp.348-361， Feb. 2004
非专利文献 11: B. M. Hochwald, and S. ten Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Trans. Commun.， vol.51, no.3， pp.389-399， March 2003
非专利文献12: S, Bgro, J. Hagenauer， and M. Witzke， "Iterative detection of MIMO transmission using a list-sequential (LISS) detector" Proc. of IEEE ICC 2003， May 2003
非专利文南夂13: B. M. Hochwald, and S. ten Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Trans. Commun., vol.51 ， no.3, pp.389-399, March 2003
非专利文献14: S. B汪ro, J. Hagenauer, and M. Witzke, "Iterative detection of MIMO transmission using a list-sequential (LISS) detector" Proc. of IEEE ICC 2003， May 2003
非专利文献15: P. Robertson, E. Villebrun， and P. H6her, "A comparison of optimal and sub-optimal MAP decoding algorithms in the log domain" Proc. IEEE ICC 1995， pp. 1009-1013， June 1995
非专利文献16: K. Kobayashi, Y. Murakami, M. Orihashi, and T. Matsuoka, "Varying interleave patterns with iterative decoding for improved performance in MIMO systems" Proc. of IEEE PIMRC2004, vol.2, pp.l429-1433， Sep. 200
发明内容
本发明需要解决的问题
7然而，在使用上述那样的多天线的系统中，虽然数据通信速度提高，却
存在接收装置的结构变得特别复杂的问题。尤其在进行最大似然判定(MLD) 来获得与各调制信号对应的数据的方法中，由于候补信号点和接收点之间的 最大似然判定所需要的运算数多，所以电路规模增大。
具体而言，如果考虑发送天线数为2且接收天线数为2的情况，通过各 个天线发送进行了 QPSK的调制信号时，会存在4x4-16点的候补信号点。 如果是通过各个天线发送进行了 16QAM的调制信号，则会存在16 x 16 = 256 点的候补信号点。进行最大似然判定(MLD)时，因为需要计算实际的接收点 与这些所有的候补信号点之间的距离，所以需要进行庞大的计算，导致电路 规模的增大。
与此相对，在从接收信号分离各个调制信号之后，使用信道估计矩阵的 逆矩阵进行判定的方法中，由于与进行最大似然判定(MLD)的方法相比运算 量少，因此电路规模较小即可。但是，存在以下的缺点有时差错率特性因 电波传播环境而降低，其结果，导致接收数据的差错率特性的劣化。差错率 特性的降低将导致实质的数据通信速度的降低。
另外，虽然非专利文献2所记载的技术确实能够提高差错率特性，但是， 期望能够进一步提高差错率特性而不使装置结构复杂化的结构。
本发明提供能够兼顾差错率特性的提高和装置结构的简化的多天线接收 装置。
解决问题的方案
本发明的多天线接收装置的一个形态为，用多个天线接收从多个天线同 时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制 信号对应的数据序列的多天线接收装置，该多天线接收装置所采用的结构包 括-.判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信号的多个候补信号点 与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；解 码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所述调制信号的数字数 据；以及信号点削减单元，递归地仅使用由所述解码单元获得的、自调制信 号以外的数字数据的一部分，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点 的数量。
根据该结构，判定单元基于由信号点削减单元削减后的候补信号点与接 收点之间的信号点距离来对调制信号进行判定，所以与计算所有的候补信号
8点与接收点之间的信号点距离的情况相比，能够显著地削减运算规模。进而， 由于递归地仅使用由解码单元获得的、自调制信号以外的数字数据的一部分 而削减候补信号点，所以与使用自调制信号以外的所有的数字数据而削减候 补信号点的情况相比，能够减少在判定单元中的判定错误。 本发明的效果
根据本发明，能够实现能够兼顾差错率特性的提高和装置结构的简化的 多天线接收装置。


图1是表示通常的多天线通信系统的概略结构的图； 图2是表示本发明实施方式1的多天线发送装置的结构的方框图； 图3是表示调制信号A和B的基带信号的帧结构例的图； 图4是表示实施方式1的多天线接收装置的整体结构的方框图； 图5是表示实施方式1中的发送接收装置之间的关系的图； 图6是表示实施方式1的信号处理单元的结构的方框图； 图7是表示候补信号点和接收信号点之间的关系的一例的图； 图8是表示进行了复用的调制信号A和调制信号B的候补信号点和接收 点的图9是表示进行了削减后的候补信号点和接收点的图； 图10是表示进行了削减后的候补信号点和接收点的图； 图11是表示进行了削减后的候补信号点和接收点的图； 图12是表示进行了削减后的候补信号点和暂定信号点的图； 图13是表示解码单元的结构例的方框图14是表示实施方式1的多天线发送装置的其它结构例的方框图15是表示实施方式1的信号处理单元的其它结构例的方框图16是表示实施方式1的信号处理单元的其它结构例的方框图17是用于说明实施方式1中的迭代解码时的信号点削减动作的流程
图18是用于说明实施方式l中的迭代解码时的信号点削减动作的流程
图19是表示实施方式2的多天线发送装置的结构方框9图20是表示实施方式2的调制信号A ~ D的帧结构例的图21是表示实施方式2的多天线接收装置的整体结构的方框图22是表示实施方式2中的发送接收装置之间的关系的图23是表示实施方式2的信号处理单元的结构的方框图24是表示实施方式2的软判定值生成单元的结构的方框图25是用于说明实施方式2中的迭代解码时的信号点削减动作的流程
图26是用于说明实施方式3中的迭代解码时的信号点削减动作的流程
图27是用于说明实施方式3中的迭代解码时的信号点削减动作的流程
图28是用于说明实施方式4中的迭代解码时的信号点削减动作的流程
图29是表示实施方式4的解码的处理步骤的示意图30是用于说明迭代解码次数与接收特性的提高效果之间的关系的图，
其中，图30A是关于调制信号A的特性曲线图，图30B是关于调制信号B
的特性曲线图31是用于说明实施方式4中的迭代解码时的信号点削减动作的流程
图32是用于说明进行了图31的信号点削减动作时的迭代解码次数与接 收特性的提高效果之间的关系的图，其中，图32A是关于调制信号A的特性 曲线图，图32B是关于调制信号B的特性曲线图.；
图33是表示实施方式5中的对QR分解单元的输入输出关系的图34是表示对其它的信号的QR分解的适用例的方框图35是表示可适用QR分解的其它的处理步骤的流程图36是表示实施方式6的信号处理单元的结构的方框图37是表示实施方式6的信号处理单元的结构的方框图38是用于说明实施方式7中的迭代解码时的信号点削减动作的流程
图39是表示实施方式8的信号处理单元的结构的方框图40是表示实施方式8的信号处理单元的其它结构例的方框图；图41表示实施方式9中的使用了 QR分解的MLD单元的结构例的方框图。
图42是表示实施方式10中的基站的发送信号的帧结构例的图43是表示实施方式10的基站的结构的方框图44是表示实施方式10的信号处理单元的结构的方框图45是表示实施方式10的终端的发送装置的结构例的方框图46是表示实施方式10中的终端的发送信号的帧结构例的图47表示实施方式10的通信流程的一例的图48是表示实施方式10的信号处理单元的其它结构例的方框图49是表示实施方式10的基站的其它结构的方框图50表示实施方式10的通信流程的一例的图51是表示实施方式11的空间复用MIMO系统的结构的图，其中，图 51A是表示发送装置的概略结构的图，图51B是表示接收从图51A所示的发 送装置发送的信号的接收装置的概略结构的图52是表示实施方式12的信号处理单元的结构的方框图； 图53是表示进行了复用的调制信号A和调制信号B的候补信号点及接 收点的图54是表示进行了削减后的候补信号点和接收点的图55是表示软输出单元的结构的方框图56是表示迭代解码时软判定单元的结构的方框图57是表示候补信号点和接收信号点的图58是表示进行了削减后的候补信号点和暂定信号点的图59是表示软输出单元的结构的方框图60是表示进行了削减后的候补信号点、接收点和暂定信号点的图61是表示迭代解码时软判定单元的结构的方框图62是表示实施方式13的多天线发送装置的结构的方框图63是表示特播(Turbo)编码器的结构的方框图64A是表示关于调制信号A的重新排列例的图，图64B是表示关于 调制信号B的重新排列例的图65是表示实施方式13的多天线接收装置的整体结构的方框图； 图66是表示信号处理单元的结构的方框图；图67是表现重新排列造成的错误传播状况的图68A是表示关于调制信号A的重新排列例的图，图68B是表示关于 调制信号B的重新排列例的图69A是表示关于调制信号A的重新排列例的图，图69B是表示关于 调制信号B的重新排列例的图70A是表示关于调制信号A的重新排列例的图，图70B是表示关于 调制信号B的重新排列例的图；以及
图71A是表示在重新排列前后的数据的情形的图，图71B是表示关于调 制信号A的码元配置的图，图71C是表示关于调制信号B的码元配置的图。
具体实施例方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。 (实施方式1)
在图2表示本实施方式的多天线发送装置100的结构例。在本实施方式 中，为简化说明，描述发送天线为两个，接收天线为两个的情况，但本发明 也可适用于具有M(M^2)个的发送天线和N(N^2)个的接收天线的多天线系统。
编码单元102—A通过将调制信号A的发送数据10匕A和帧结构信号110 作为输入，并进行帧结构信号IIO所示的编码(例如，巻积编码、特播编码、 LDPC(Low Density Parity Check,低密度奇偶校验)编码等)，从而获得调制信 号A的编码数据103_A。同样地，编码单元102_B通过将调制信号B的发送 数据IOI一B和帧结构信号IIO作为输入，并进行帧结构信号IIO所示的编码， 从而获得调制信号B的编码数据103—B。
调制单元104—A通过将调制信号A的编码数据103—A和帧结构信号110 作为输入，并基于帧结构信号110所示的调制方式进行映射，从而获得调制 信号A的基带信号105一A。同样地，调制单元104—B通过将调制信号B的编 码数据103一B和帧结构信号IIO作为输入，并基于帧结构信号IIO所示的调 制方式进行映射，从而获得调制信号B的基带信号105—B。
无线单元106—A通过将调制信号A的基带信号105—A作为输入，并进 行变频和放大，从而获得调制信号A的发送信号107_A。发送信号107—A作 为电波从天线108 A输出。同样地，无线单元106 B通过将调制信号B的基
12带信号105一B作为输入，并进行变频和放大，从而获得调制信号B的发送信 号107一B。发送信号107一B作为电波从天线108_8输出。
帧结构信号生成单元109输出关于帧结构的信息即帧结构信号110。 在图3表示从多天线发送装置IOO的各个天线108—A和108一B发送的调 制信号的帧结构的例子。从天线108—A发送的调制信号A(图3的(a))和从天 线108—B发送的调制信号B(图3的(b))分别包括信道变动估计码元201—A、 201—B以及数据码元202—A、 202一B。多天线发送装置100在大致相同的时刻 发送如图3所示的帧结构的调制信号A和调制信号B。另外，用于信道变动 估计的码元201一A和201—B，例如是发送接收中在同相I-正交Q平面上的信 号点配置为已知的码元(一般被称为"导频码元"、"前置码"等，但并不限于 此)，在接收端，是用于估计信道变动的码元。数据码元是用于传输数据的码 元。
使用相同频率传输相同时刻的调制信号A的码元和调制信号B的码元。 在图4表示本实施方式的多天线接收装置300的结构例。无线单元303一X 将由天线30LX接收到的接收信号302—X作为输入，对接收信号302—X进行 变频等规定的无线接收处理，输出基带信号304_乂。无线单元303_丫将由天 线301—Y接收到的接收信号302一Y作为输入，对接收信号302—Y进行变频等 规定的无线接收处理，输出基带信号304—Y。
调制信号A的信道变动估计单元305—A将基带信号304—X作为输入， 检测图3所示的调制信号A的信道变动估计码元，并基于调制信号A的信道 变动估计码元，估计调制信号A的信道变动，输出调制信号A的信道变动估 计信号306一A。
调制信号B的信道变动估计单元305_B将基带信号304一X作为输入，检 测图3所示的调制信号B的信道变动估计码元，并基于调制信号B的信道变 动估计码元，估计调制信号B的信道变动，输出调制信号B的信道变动估计 信号306—B。
由此，通过信道变动估计单元305—A和305—B,估计发送天线108—A和 108—B与接收天线301—X之间的信道变动。
多天线接收装置300对接收天线301_Y的分支也进行同样的处理。具体 说明如下。无线单元303—Y将由天线301—Y接收到的接收信号302—Y作为输 入，对接收信号302 Y进行变频等规定的无线接收处理，输出基带信号
13304一Y。
调制信号A的信道变动估计单元307—A将基带信号304—Y作为输入， 检测图3所示的调制信号A的信道变动估计码元，并基于调制信号A的信道 变动估计码元，估计调制信号A的信道变动，输出调制信号A的信道变动估 计信号308_A。
调制信号B的信道变动估计单元307—B将基带信号304—Y作为输入,检 测图3所示的调制信号B的信道变动估计码元，并基于调制信号B的信道变 动估计码元，估计调制信号B的信道变动，输出调制信号B的信道变动估计 信号308—B。
由此，通过信道变动估计单元307一A和307—B，估计发送天线108一A和 108—B与接收天线301—Y之间的信道变动。
信号处理单元309通过将调制信号A的信道变动估计信号306—A和 308一A、调制信号B的信道变动估计信号306一B和308一B、以及基带信号304—X 和304一Y作为输入，分离基带信号304—X和304—Y中所包含的调制信号A 和调制信号B的基带信号分量，并且对调制信号A和调制信号B进行解码处 理，从而获得调制信号A的解码数据310—A和调制信号B的解码数据310_B。
在图5表示本实施方式的发送接收装置间的关系。假设从多天线发送装 置100的天线108_A发送的调制信号A为Ta(t),从天线108—B发送的调制 信号B为Tb(t)。而且，假设由多天线接收装置300的天线301一X接收的接收 信号为Rl(t),由天线301一Y接收的接收信号为R2(t)。进而，假设在天线108—A 和30一X之间的信道变动为hll(t)，在天线108—A和301一Y之间的信道变动 为hl2(t)，在天线108—B和301—X之间的信道变动为h21(t)，在天线108—B 和301一Y之间的信道变动为h22(t)(其中，t为时间)。于是，以下关系式成立。
，) R2(t)
hll(t) hl2(t
Tb^
.........(式l)
由图4所示的信道变动估计单元305—A、 305—B、 307一A和307—B,估计 该信道变动hll(t)、 hl2(t)、 h21(t)和h22(t)。另外，信道变动意味着传输路径 变动。
图6表示信号处理单元309的结构例。信号处理单元309包括分离单 元504，通过简易判定，从进行了空间复用的接收信号中分离调制信号A和
14调制信号B;软输出单元506一A和506—B，对分离出的各个调制信号进行软 判定；存储单元508;信号点削减单元512—YA、 512—XA、 514—YA、 514—XA、 516—YB 、 516—XB、 518—YB以及518—XB ，削减候补信号点；软输出单元520—A、 522—A、 524一B以及526—B,基于进行了削减后的候补信号点与接收点之间的 信号点距离，对各个调制信号A和B进行软判定；以及解码单元528—A和 528_B,使用软判定结果，获得调制信号A和调制信号B的数字数据。
另夕卜，以下以调制信号A和调制信号B的调制方式为QPSK的情况为例 进行说明。
分离单元504通过将调制信号A的信道变动估计信号501一A(图4中的 306—A)和502_A( 4中的308—A)、调制信号B的信道变动估计信号50^B(图 4中的306—B)和502_8(图4中的308_B)、基带信号503—X(图4中的304—X) 和基带信号503一Y(图4中的304一Y)作为输入，并根据式(l)的关系式，进行 4吏用ZF(Zero Forcing,迫零)或MMSE(Minimum Mean Square Error,最小均方 差)算法的^f企波，从而获得调制信号A的估计基带信号505_A和调制信号B 的估计基带信号505J3。
软输出单元506—A输入调制信号A的估计基带信号505—A。使用图7说 明软输出单元506一A的处理。在表示同相I-正交Q平面的图7中，接收信号 点601表示调制信号A的估计基带信号505—A。信号点602表示QPSK的信 号点与比特配置之间的关系，该信号点602的坐标在接收装置中是已知的。
软输出单元506—A求接收信号点601与QPSK的各个信号点602之间的 欧几里德距离的平方，也就是图7中的Da[O， 0]、 Da[O,l]、 Da[l,0]和Da[l,l]。 然后，软输出单元506—A将这四个值输出作为调制信号A的软判定值507_A。
同样地，软输出单元506—B求接收信号点601与QPSK的各个信号点602 之间的欧几里德距离的平方，也就是图7中的Da[O,O]、 Da[O,l]、 Da[l,O]和 Da[l，l]。然后，软输出单元506一B将这四个值输出作为调制信号B的软判定 值507一B。但是，不言而喻，对于调制信号A与调制信号B，接收信号点601 的位置不同。
为了吸收迭代解码所需的时间的延迟部分，存储单元520存储信道变动 信号501—A、 501—B、 502—A、 502—B、基带信号503—X以及503—Y。在需要 的时候，存储单元520输出延迟过的调制信号A的信道变动估计信号509一A 和510—A、延迟过的调制信号B的信道变动估计信号509一B和510—B、以及延迟过的基带信号511—X和511一Y。
信号点削减单元512—XA将调制信号A的信道变动估计信号509—A(即， 式(l)中的hll(t))、调制信号B的信道变动估计信号509—B(即，式(l)中的 hl2(t))、以及调制信号B的解码数据529—B作为输入。实际上，在正在进行 第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号B的解码数据529一B,将由解码 单元528一B在第i-1次的解码得到的、时刻t的调制信号B的解码数据作为 输入。
首先，图8中表示可从调制信号A的信道变动估计信号509—A和调制信 号B的信道变动估计信号509—B求得的候补信号点在同相I-正交Q平面上的 位置和接收信号点的位置。如图8所示，在调制信号A和调制信号B的调制 方式为QPSK的情况下，存在16点的候补信号点701-716。在图中，接收 信号点700表示基带信号511一X。在图8中，还表示与信号点对应的比特配 置。如果将用调制信号A所发送的2比特设为a0和al,并将用调制信号B 所发送的2比特设为b0和bl,在图8中将它们的对应关系表示为(调制信号 A、调制信号B)—aO、 al、 b0、 bl)。
这里，如果像图8所示那样求所有候补信号点(16点)与接收信号点700 之间的欧几里德距离的平方，并检测到距离最短的候补信号点的情况下，运 算规模会增大。这里说明调制方式为QPSK的情况，但是，调制方式的调制 阶数越大，或者增加发送天线数而所发送的调制信号数越大，则运算规模的 增大越显著。信号点削减单元512—XA、 512—YA、 514—XA、 514—YA、 516_XB、 516—YB、 518一XB和518—YB，确实地削减实际上不必要的候补信号点，从而 能够抑制差错率特性的降低，并能够省略所有的候补信号点(16点)701~716 与接收信号点700之间的欧几里德距离的平方的计算。也就是说，信号点削 减单元512—XA、 512—YA、 514—XA、 514_YA、 516—XB、 516_YB、 518—XB 和518一YB,进行兼顾运算规模的降低与差错率特性的提高的候补信号点的削 减处理。
下面具体地说明信号点削减单元512—XA的信号点削减处理。 这里，假设在解码单元528—B中的在第i-l次的解码获得的时刻t的调 制信号B的解码数据为(b0，， bl，)=(0,l)。信号点削减单元512—XA决定由第 i-l次的解码获得的时刻t的调制信号B的解码数据的一部分数据。这里，在 b0', bl，中，仅将bO，的数据(比特)决定为b0，=0。而且，在第i次的运算中，设bl为未决定。因此，如图9所示，在图8所示的16个候补信号点中，信 号点削减单元512一XA求b0，=0的8个信号点。
该处理可以说是，使用对于自调制信号(在上述的说明的情况下为调制信
分数据，来削减关于自调制信号的候补信号点。^外，在本实施方式的信号 点削减处理中重要的特征为，使用判定完毕的其它调制信号的 一部分数据直 接求8个信号点，而不是先求16个信号点之后再收缩为8个。由此，能够削 减信号点削减处理所需的运算规模。也就是说，虽然在本实施方式中称为"信 号点削减单元"，但实际上是决定候补信号点并求其位置的"候补信号点运算 单元"。
信号点削减单元512—XA输出这8个候补信号点的信息作为候补信号点 信号513—XA。
另外，信号点削减单元512一XA处理由图4所示的接收天线301一X接收 到的信号，信号点削减单元512—YA处理由接收天线30LY接收到的信号。 与信号点削减单元512一XA相比，信号点削减单元512—YA被输入的信号不 同而基本的处理相同，因此省略其说明。
软输出单元520—A将候补信号点信号513—XA、513—YA、基带信号511_X 和511一Y作为输入。在图9中表示候补信号点信号513—XA和基带信号51^X 的情形。候补信号点信号513—XA为图中的候补信号点701、 702、 705、 706、 711、 712、 715以及716，基带信号511—X为图中的接收点700。
由于b0的估计值bO，为0，所以软输出单元520—A求b0以外的所有的比 特组合即各个候补信号点701、 702、 705、 706、 711、 712、 715、 716与接收 点700之间的欧几里德距离的平方。具体而言，软输出单元520—A求
(a0、 al、 bl)KO， 0, O)的候补信号点701与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa[O, 0, O];
(a0、 al、 bl)=(0， 0， l)的候补信号点702与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa[O, 0, l];
(a0、 al、 bl)=(0， 1， O)的候补信号点711与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa[O， 1, O];
(a0、 al、 bl)=(0, 1, l)的候补信号点712与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa[O， 1, l];
17(a0、 al、 bl)=(l, 0, O)的候补信号点706与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa[l， 0， O];
(a0、 al、 bl)=(l, 0, l)的候补信号点705与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa[l， 0, l];
(a0、 al、 bl)=(l, 1， 0)的候补信号点716与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa[l, 1, O];以及
(a0、 al、 bl)=(l， 1, l)的候补信号点715与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa[l， 1， l]。
同样地，虽然在图9中未表示，软输出单元520—A从b0以外的所有的 比特组合即候补信号点信号513 YA与未图示的基带信号511一Y,求
(a0、al、bl)=(0，0，o)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Ya[O, 0，o];
(a0、al、bl)=(0,0,l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Ya[O， 0，i];
(a0、al、bl)=(0,1，o)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Ya[O， 1，o];
(a0、al、bi)=(o,1，l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Ya[O， 1，i];
(a0、al、bl)=(l，0，o)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Ya[l， 0，o];
(a0、al、bl)=(l，0，l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Ya「l, 0，i];
(a0、al、bl)=(L1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Ya[l, 1，o];以及
(a0、al、bl)=(l,1，l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Ya[l， 1，l]。
然后，软输出单元520—A通过对如上求出的平方欧几里德距离Xa与平 方欧几里德距离Ya的互相对应的平方欧几里德距离进行加法运算，求相加值 Za。软输出单元520—A,例如通过Za[O, 0， 0]=Xa
+Ya
而 求Za[O, 0, 0]。软输出单元520—A同样求Za[O, 0, 0]~Za[l， 1， 1],并将 它们输出作为调制信号A的第一软判定值信号521一A。200780028462.2
信号点削减单元514—XA将调制信号A的信道变动估计信号509一A(即， 式(l)中的hll(t))、调制信号B的信道变动估计信号509—B(即，式(l)中的 hl2(t))、以及调制信号B的解码数据529一B作为输入。实际上，在正在进行 第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号B的解码数据529_B，将由解码 单元528一B在第i-1次的解码得到的、时刻t的调制信号B的解码数据作为 输入。
这里，假设在解码单元528一B中的在第i-l次的解码获得的时刻t的调 制信号B的解码数据为(bO，， bl，)=(0,l)。信号点削减单元514—XA决定通过 第i-l次的解码获得的时刻t的调制信号B的解码数据的一部分数据。这里， 在bO，， bl，中，仅将bl，的数据(比特)决定为bl，=0。而且，在第i次的运算中， 设bO为未决定。因此，如图IO所示，信号点削减单元514一XA，在图8所示 的16个候补信号点中，求bl'二l的8个信号点。
信号点削减单元514—XA输出这8个候补信号点的信息作为候补信号点 信号515—XA。
另外，信号点削减单元514—XA处理由图4所示的接收天线301一X接收 到的信号，信号点削减单元514—YA处理由接收天线301—Y接收到的信号。 与信号点削减单元514—XA相比，信号点削减单元514_YA :故输入的信号不 同而基本的处理相同，因此省略其说明。
软输出单元522—A将候补信号点信号515—XA、 515—YA、基带信号511—X 和511一Y作为输入。在图10中表示候补信号点信号515—XA和基带信号511—X 的情形。候补信号点信号515—XA为图中的候补信号点702、 704、 705、 707、 710、 712、 713以及715，基带信号511—X为图中的接收点700。
由于bl的估计值bl，为1，所以软输出单元522—A求bl以外的所有的比 特组合即各个候补信号点702、 704、 705、 707、 710、 712、 713、 715与接收 点700之间的欧几里德距离的平方。具体而言，软输出单元522—A求
0) 的候补信号点702与接收点700之间的平方欧几
1) 的候补信号点704与接收点700之间的平方欧几 O)的候补信号点712与接收点700之间的平方欧几
(a0、 al、 b0)=(0, 0, 里德距离Xa，，
;
(a0、 al、 b0)=(0， 0， 里德距离Xa"
;
(a0、 al、 b0)=(0, 1， 里德距离Xa"
;(a0、 al、 b0)=(0, 1, l)的候补信号点710与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa"
;
(a0、 al、 b0)=(l， 0, O)的候补信号点705与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa，， [1, 0， O];
(a0、 al、 b0)=(l， 0, 1)的候补信号点707与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa" [1, 0， l];
(a0、 al、 bO)=(l, 1， O)的候补信号点715与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa" [1， 1, O];以及
(a0、 al、 bl)=(l， 1, l)的候补信号点713与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xa" [1, 1, l]。
同样地，虽然在图10中未表示，软输出单元522—A从b 1以外的所有的 比特组合即候补信号点信号515—YA与未图示的基带信号511_Y，求
(a0、 al、 bO)=(0， 0， O)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Ya"
;
(a0、 al、 bO)=(0， 0， Ya"
;
(a0、 al、 bO)=(0, 1， Ya"[O, 1， O];
(a0、 al、 bO)=(0， 1， Ya"
;
(a0、 al、 bO)=(l, 0， Ya，，[l, 0， O];
(a0、 al、 bO)=(l, 0， Ya"ll， 0， l];
(a0、 al、 bO)=(l， 1. Ya"[l, 1， 0];以及
(a0、 al、 bl)=(l， 1， Ya，，[l, 1， 1〗。
然后，软输出单元522一A通过对如上求出的平方欧几里德距离Xa"与平 方欧几里德距离Ya"的互相对应的平方欧几里德距离进行加法运算，求相加 值Za"。软输出单元522—A例如通过Za，，[O， 0， 0]=Xa"
十Ya"[O， 0，
l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
0) 的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
1) 的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
0) 的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
1) 的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
0) 的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
1) 的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离O]而求Za，，[O， 0， 0]。软输出单元522—A同样求出Za，，[O, 0， 0]~Za"[l, 1, l]，并将它们输出作为调制信号A的第二软判定值信号523—A。
解码单元528—A通过将调制信号A的第一软判定值信号521—A和调制 信号A的第二软判定值信号523—A作为输入，生成调制信号A的a0的软判 定值和al的软判定值，并例如求它们的对数似然比，从而获得关于调制信号 A的第i次迭代解码的结果即解码数据529—A。
这里，作为调制信号A的a0的软判定值和al的软判定值的生成方法的 一例，可以考虑将Za[O， p, q]、 Za"[O， r, s](p=0， 1、 q=0, 1、 r=0， 1、 s=0， l)的最小值作为调制信号A的aO的软判定值，并将Za[l， p, q]、 Za，，[l, r, s](p=0, 1、 q=0， 1、 r=0， 1、 s=0， l)的最小值作为调制信号A的al的软判 定值的方法。但是，软判定值的生成方法并不限于此，也可以采用已知的其 它方法。
通过以上说明的处理，调制信号A被解码。
对于调制信号B,也进行同样的处理。以下详细说明对调制信号B的信 号点削减处理、软输出处理以及解码处理。
信号点削减单元516—XB将调制信号A的信道变动估计信号509—A(即， 式(l)中的hll(t))、调制信号B的信道变动估计信号509_B(W，式(l)中的 hl2(t))、以及调制信号八的解码数据529_八作为输入。实际上，在正在进行 第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号A的解码数据529—A,将由解码 单元528—A在第i-1次的解码得到的、时刻t的调制信号A的解码数据作为 输入。
这里，假设在解码单元528—A中的在第i-1次的解码获得的时刻t的调 制信号A的解码数据为(aO，， al，)=(0，l)。信号点削减单元516—XB决定通过 第i_i次的解码获得的时刻t的调制信号A的解码数据的一部分数据。这里， 在a0，， al，中，仅将aO，的数据(比特)决定为a0，-0。而且，在第i次的运算中， 设al为未决定。因此，如图11所示，信号点削减单元516—XB在图8所示 的16个候补信号点中，求aO，=l的8个候补信号点。
信号点削减单元516_XB输出这8个候补信号点的信息作为候补信号点 信号517—XB。
另外，信号点削减单元516—XB处理由图4所示的接收天线301—X接收 到的信号，信号点削减单元516—YB处理由接收天线301—Y接收到的信号。
21与信号点削减单元516—XB相比，信号点削减单元516_YB被输入的信号不 同而基本的处理相同，因此省略其说明。
软输出单元524—B将候补信号点信号517—XB、517—YB、基带信号511—X 和511—Y作为输入。在图11中表示候补信号点信号517—XB和基带信号511一X 的情形。候补信号点信号517一XB为图中的候补信号点705、 706、 707、 708、 713、 714、 715以及716,基带信号511—X为图中的接收点700。
由于a0的估计值aO，为1，所以软输出单元524—B求a0以外的所有的比 特组合即各个候补信号点705、 706、 707、 708、 713、 714、 715、 716与接收 点700之间的欧几里德距离的平方。具体而言，软输出单元524一B求
(al、 b0、 bl):(O， 0， O)的候补信号点706与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb[O， 0， O];
(al、 b0、 bl)=(0, 0, l)的候补信号点705与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb[O， 0， l];
(al、 b0、 bl)=(0, 1， O)的候补信号点708与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb[O， 1, 0];
(al、 b0、 bl)=(0， 1, l)的候补信号点707与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb[O, 1, l];
(al、 b0、 bl)=(l， 0, 0)的候补信号点716与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb[l， 0， 0];
(al、 b0、 bl):(l， 0， l)的候补信号点715与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb[l， 0, l];
(al、 b0、 bl)-(l, 1, 0)的候补信号点714与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb[l， 1, O];以及
(al、 b0、 bl)Kl' 1， l)的候补信号点713与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb[l， 1， l]。
同样地，虽然在图ll中未表示，软输出单元524—B从aO以外的所有的 比特组合即候补信号点信号517—YB与未图示的基带信号511—Y,求
(a、b0、 bl)=(0, 0, O)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb[O， 0, O];
(al、 b0、 bl)=(0, 0, l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb[O, 0, l];
22(al、b0、bl)=(0，1，o)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Yb[O， 1，o];
(al、b0、bl)=(0,1,l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Yb[O, 1,i〗;
(al、b0、bl)=(l，0,o)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Yb[l, 0,o];
(al、b0、bl)=(l,0，l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Yb[l, 0,i];
(al、b0、bl)=(l，1,o)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Yb[l, 1，o];以及
(al、b0、bl)二(l,1,l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离
Yb[l, 1,l]。
然后，软输出单元524_B通过对如上求出的平方欧几里德距离Xb与平 方欧几里德距离Yb的互相对应的平方欧几里德距离进行加法运算，求相加 值Zb。软输出单元524—B例如通过Zb[O, 0, 0]=Xb
十Yb[O， 0， 0] 求Zb[O, 0， O]。软输出单元524—B同样求出Zb[O, 0, 0]~Zb[l， 1， 1],并 将它们输出作为调制信号B的第一软判定值信号525—B。
信号点削减单元518一XB将调制信号A的信道变动估计信号509一A(即， 式(l)中的hll(t))、调制信号B的信道变动估计信号509—B(即，式(l)中的 hl2(t))、以及调制信号A的解码数据529一A作为输入。实际上，在正在进行 第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号A的解码数据529一A,将由解码 单元528—A在第i-1次的解码得到的、时刻t的调制信号A的解码l欠据作为 输入。
这里，假设在解码单元528—A中的在第i-1次的解码获得的时刻t的调 制信号A的解码数据为(aO'， al，)=(l，l)。信号点削减单元518—XB决定通过 第i-l次的解码获得的时刻t的调制信号A的解码数据的一部分数据。这里， 在aO,, al，中，仅将al，的数据(比特)决定为al，=0。而且，在第i次的运算中， 设aO为未决定。因此，如图12所示，信号点削减单元518—XB，在图8所示 的16个候补信号点中，求al，=l的8个候补信号点。
信号点削减单元518—XB输出这8个候补信号点的信息作为候补信号点 信号519 XB。
23另外，信号点削减单元518一XB处理由图4所示的接收天线301一X接收 到的信号，信号点削减单元518一YB处理由接收天线30^Y接收到的信号。 与信号点削减单元518—XB相比，信号点削减单元518_YB被输入的信号不 同而基本的处理相同，因此省略其说明。
软输出单元526—B将候补信号点信号519一XB、519一YB、基带信号511—X 和511一Y作为输入。在图12中表示候补信号点信号519一XB和基带信号511—X 的情形。候补信号点信号519—XB为图中的候补信号点709、 710、 711、 712、 713、 714、 715以及716，基带信号511—X为图中的接收点700。
由于al的估计值al，为1，所以软输出单元526—B求al以外的所有的比 特组合即各个候补信号点709、 710、 711、 712、 713、 714、 715、 716与接收 点700之间的欧几里德距离的平方。具体而言，软输出单元526一B求
(a0、 b0、 bl)-(O， 0， O)的候补信号点711与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb"[O， 0， 0〗；
(a0、 b0、 M戶(O， 0， l)的候补信号点712与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb"[O, 0， l];
(a0、 b0、 bl)=(0, 1, O)的候补信号点709与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb"[O, 1， 0](a0、 b0、 bl)-(O, 1， 1)的候补信号点710与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb"[O， 1, l];
(a0、 b0、 bl)=(l， 0， O)的候补信号点716与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb"[l, 0， 0];
(a0、 b0、 bl)=(l, 0， l)的候补信号点715与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb"[l, 0， l];
(a0、 b0、 bl)-(l， 1, 0)的候补信号点714与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb"[l, 1， 0];以及
(a0、 b0、 bl)=(l， 1, l)的候补信号点713与接收点700之间的平方欧几 里德距离Xb"[l, 1， l]。
同样地，虽然在图12中未表示，软输出单元526一B从al以外的所有的 比特组合即候补信号点信号519一YB与未图示的基带信号511一Y，求
(a0、 b0、 bl)=(0, 0， O)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb，，[O, 0， 0];(a0、 b0、 bl)=(0, 0, l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb，，[O， 0， l];
(a0、 b0、 M)=(0, 1, O)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb"[O, 1, O];
(a0、 b0、 bl)-(O， 1， l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb"[O， 1, l];
(a0、 b0、 bl)=(l, 0， O)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb，，[l， 0, O];
(a0、 b0、 bl)二(l, 0， l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb"[l， 0, l];
(a0、 b0、 bl)=(l, 1， O)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb"[l, 1， O];以及
(a0、 b0、 bl)二(l， 1, l)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离 Yb"[l， 1, l]。
然后，软输出单元526一B通过对如上求出的平方欧几里德距离Xb"与平 方欧几里德距离Yb"的互相对应的平方欧几里德距离进行加法运算，求相加 值Zb"。软输出单元526—B例如通过Zb"[O， 0， 0]=Xb"
+Yb，，
求Zb"[O， 0， O]。软输出单元526—B同样求出Zb,，[O， 0， 0]~Zb，，[l, 1， 1J，并将它们输出作为调制信号B的第二软判定值信号527—B。
解码单元528B将调制信号B的第一软判定值信号525—B和调制信号B 的第二软判定值信号527—B作为输入，生成调制信号B的b0的软判定值和 bl的软判定值，并例如求它们的对数似然比，从而获得关于调制信号B的第 i次迭代解码的结果即解码数据529—B。
这里，作为调制信号B的b0的软判定值和bl的软判定值的生成方法的 一例，可以考虑将Zb[O， p， q]、 Zb"[O, r, s](p=0, 1、 q=0, 1、 r=0, 1、 s=0, l)的最小值作为调制信号B的bO的软判定值，并将Zb[l, p， q]、 Zb"[l, r， s](p=0， 1、 q=0, 1、 r=0， 1、 s=0, l)的最小值作为调制信号B的bl的软判 定值的方法。但是，软判定值的生成方法并不限于此，也可以采用已知的其 它方法。
通过以上说明的处理，调制信号B被解码。
在图13表示图6中的解码单元528—A和528—B的结构例。解码单元528—A和解码单元528—B为相同的结构，因此，这里作为代表说明解码单元 528—A的结构。
解码单元528—A包括迭代解码时似然生成单元1201和解码处理单元 1203。解码单元528—A将来自软输出单元506—A的软判定值507—A直接输入 到解码处理单元1203。另外，解码单元528一A将来自软输出单元520_A的调 制信号A的第一软判定值521_A和来自软输出单元522_A的调制信号A的 第二软判定值523—A，输入到迭代解码时似然生成单元1201。
迭代解码时似然生成单元1201从调制信号A的第一软判定值521—A和 第二软输出值523—A生成调制信号A的似然值1202，并将其输出到解码处理 单元1203。
在对调制信号A进行第一次解码(即，初次解码)时，解码处理单元1203 使用软判定值507一A进行解码，并输出其结果作为解码数据529一A。与此相 对，在对调制信号A进行第二次以后的解码(即，迭代解码)时，解码处理单 元1203使用似然值1202进行解码，并输出其结果作为解码数据529—A。
在本实施方式的多天线接收装置300中，通过进行如上所述的迭代解码， 从而能够削减运算规模并得到良好的差错率特性。另外，对于进一步削减运 算规模的方法，将在后面叙述。
如上所述，根据本实施方式，递归地使用关于自调制信号以外的调制信 号的第i-l次迭代解码结果的一部分来削减候补信号点，并对削减后的候补 信号点进行自调制信号的软判定处理，从而与使用自调制信号以外的所有的 数字数据来削减候补信号点的情况相比，能够减少软判定处理中的判定错误。
另外，设置多个信号点削减单元并使递归地使用的数据在各个信号点削 减单元之间不同，并基于由多个信号点削减单元获得的多组的候补信号点， 通过软判定单元得到软判定值，从而能够减少错误削减信号点造成的软判定 值的判定错误。
(变形例1:在调制信号间共享编码单元的情况)
在上述的实施方式中，说明了接收并解码从对各个调制信号A和B独立 地(也就是说，对每个天线分支)设置了编码单元102—A和102_B的多天线发 送装置发送的信号的多天线接收装置。但是，本发明也可以适用于接收并解 码从在调制信号间共享编码单元(也就是说，对多个天线分支设置了一个编码 单元)的多天线发送装置发送的信号的多天线接收装置。这里举例进行说明。
26在对与图2对应的部分标注相同的附图标号而表示的图14中，表示本例
的多天线发送装置的结构。多天线发送装置1300的编码单元1302将发送数 据1301作为输入，输出编码数据1303。数据分配单元1304对编码数据1303 进行串并行转换，从而将编码数据1303分配为用调制信号A发送的数据 103一A和用调制信号B发送的数据103—B。其它部分与图2所示的多天线发 送装置100相同。
在对与图6对应的部分标注相同的附图标号而表示的图15中，表示了接 收并解码来自多天线发送装置发1300的信号的、本例的多天线接收装置中的 信号处理单元的结构。本例的信号处理单元1400与图6所示的信号处理单元 309的不同之处在于其中的解码单元1401的处理，以及其包括数据分配单 元1403。另外，信号处理单元1400作为图4中的信号处理单元309被使用。
解码单元1401通过将调制信号A和调制信号B的似然值507—A、521—A、 523—A、 507—B、 525—B以及527—B作为输入，对它们进行重新排列并进行解 码，获得解码数据1402。数据分配单元1403将解码数据1402作为输入，并 分配为用调制信号A发送的数据和用调制信号B发送的数据，从而获得调制 信号A的解码数据1404_A和调制信号B的解码数据1404一B。
这样，本发明可以不受编码单元和解码单元的数量的限定来实施。
(变形例2:信号点削减单元的电游4见;漠的削减)
在上述的实施方式中，在各个信号点削减单元512—YA、 512—XA、 514—YA、 514—XA、 516—YB、 516—XB、 518—YB和518—XB中，保留8个候
补信号点，并计算该候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方。因此， 对每个接收天线计算32次的候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平 方。但是，实际上，存在多次计算与接收点之间的距离的候补信号点，因而
运算规模相应地增大。
在本例中考虑这点，示出候补信号点的削减方法，通过削减信号点削减
单元的数量来能够进一步削减信号点削减单元的电路规模。
在对与图6对应的部分标注相同的附图标号而表示的图16中，表示本例
的多天线接收装置中的信号处理单元的结构。本例的信号处理单元1500作为
图4中的信号处理单元309被使用。
使用图17说明信号处理单元1500的结构和动作。图n表示在调制方式
为QPSK时的、在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。在以下的说明中，设由解码单元528_八在时刻t、第i-l次的解码获得的调制 信号A的估计比特为(a0，， al，)，并设由解码单元528—B获得的调制信号B 的估计比特为(b0，， bl，)。
首先，信号处理单元1500求a0，的否定值na0，(在a0，-l时naO，-O，在aO，=0 时naO，=l)、 al，的否定值nal'、 bO，的否定值nbO，以及bl，的否定值nbl，(图 H(A))。对于该否定值，既可以由信号点削减单元计算，也可以由解码单元 计算。
由此，能够由使用了否定值的半决定比特和未决定比特构成候补信号点。
然后，信号处理单元1500由信号点削减单元512—XA和512—YA进行用 于调制信号A的信号削减处理，并由信号点削减单元516—YB和516一XB进 行用于调制信号B的信号削减处理(图17(B))。
下面说明由信号点削减单元512—XA和512—YA进行的、在时刻t、第i 次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为QPSK时，存 在16个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-l次的调制信号B的结果， 将调制信号B的数据决定为例如(bO，， bl，)、 (nbO'， bl，)以及(b0，， nbl，)的三 组。另外，调制信号的数据的组合也可以是其它组合，可以考虑运算规模和 接收质量等来决定。
此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、 al未决 定，所以信号点削减单元512—XA和512_YA作为时刻t、第i次迭代解码时 的候补信号点，求
(a0、 al、 b0、 bl) = (O，O,bO，,M，) 、 (O,l,bO，,bl') 、 (l,O,bO，,bl，) 、 (l，l,bO',bl')、 (O,O,nbO'，bl')、 (O,l,nbO，,bl')、 (l,O,nbO，,bl，) 、 (l,l,nbO',bl')、 (O,O,bO，,nbl')、 (O,l,bO',nbl，)、 (l,O,bO',nbl，)、 (l,l,bO，,nbl，) 的共12个候补信号点(图17(B))。
由信号点削减单元516—XB和516—YB进行的、在时刻t、第i次迭代解 码时的调制信号B的信号点削减方法也是同样的。具体说明如下。在调制方 式为QPSK时，存在16个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-l次的调 制信号A的结果，将调制信号A的数据决定为(a0，， al，)、 (naO，， al，)以及(a0，， nal，)的三组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据bO、 bl未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，求
(a0、 al、 b0、 bl)=( aO，,al',O,O,)、 ( aO，,al，,O,l)、 ( aO，,al，,l,O)、 ( aO，,al，,l,l)、
28(na0，,a1，,0,0,)、 (naO，,al，,O,l)、 (naO',al，,l,O)、 (naO，,al，,l,l)、 (a0，,na1，,0,0,)、 (aO，,nal，,O，l)、 (a0，,na1，,1,0)、 (aO，,nal',l,l) 的共12个候补信号点(图17(B))。
然后，与上述的实施方式同样地，信号处理单元1500通过软输出单元 520一A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的 平方，并通过软输出单元524一B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号 点之间的欧几里德距离的平方(图17(C))。然后，信号处理单元1500通过软 输出单元520_A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524—B计算 调制信号B的软判定值(图17(D))。
由此，与图6所示的结构相比，减少所求的候补信号点的数量，所以能 够削减信号点削减单元的电路规冲莫。
(变形例3:调制方式为MQAM的情况)
以上以调制方式为QPSK的情况为例进行了说明，而在本例中，说明在 调制方式为16QAM时的、图16所示的信号处理单元1500中的信号点削减 处理。图18表示在调制方式为16QAM时的、在时刻t、第i次迭代解码时的 信号点削减以及解码的步骤。在以下的说明中，设由解码单元528—A在时刻 t、第i-1次的解码获得的调制信号A的估计比特为(a0，， al，， a2，， a3，)，并 设由解码单元528—B获得的调制信号B的估计比特为(b0，， bl'， b2，， b3，)。
首先，信号处理单元1500求aO，的否定值naO'、 al，的否定值nal'、 a2， 的否定值na2，、 a3，的否定值na3，、 bO'的否定值nbO'、 bl，的否定值nbl'、 b2' 的否定值nb2 ，以及b3 ，的否定值nb3 ，(图18(A))。
然后，信号处理单元1500由信号点削减单元512—XA和512一YA进行用 于调制信号A的信号削减处理，并由信号点削减单元516—YB和516_XB进 行用于调制信号B的信号削减处理(图18(B))。
下面说明由信号点削减单元512—XA和512—YA进行的、在时刻t、第i 次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为16QAM时， 存在256个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-1次的调制信号B的结 果，将调制信号B的凄t据决定为
(b0'，bl',b2，,b3')、 (nb0',bl',b2，，b3')、 (b0'，nbl，,b2，,b3，)、 (b0' ,bl' ,nb2' ,b3')、
(b0' ,M' ,b2， ，nb3') 的五组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、 al、
29a2、 a3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，信号点削 减单元512—XA和512_YA求 (a0、 al、 a2、 a3、 b0、 bl、 b2、 b3)=
(0,0,0,0,b0',br,b2，，b3，)、 (0,0，0,1,b0，,bl'，b2，,b3')、 (0,0,1，0,b0',br,b2，,b3,)、
(0,0,1,1 ,bO'，bl',b2，,b3')、 (0,1,0,0，b0',bl，,b2',b3，)、 (0,1,0,1 ,b0，,bl，,b2，,b3')、
(0,1,1，0，bO，，bl',b2'，b3，)、 (0,1,1,1，b0，，bl',b2',b3，)、 (1,0,0,0,bO，，M，,b2'，b3')、
(1，0,0，1,b0，,bl',b2，,b3')、 (1,0,1,0,b0',br,b2',b3，)、 (1,0，1,1，b0，，bl，,b2',b3，)、
(1，1,0，0,b0，,bl，,b2，，b3，)、 (1,1,0，1,b0',bl，,b2',b3，), (l,l,l，O，bO',b，,b2，,b3，)、 (1,1,U,bO，,bl，,b2，,b3，)、
(0,0,0，0,nb0，,bl',b2',b3，)、(0,0,0,1,nb0，,bl，,b2,b3')、(0，0,1,0,nb0，,bl，,b2，,b3，:
(0,0,1,1,nb0',bl，，b2',b3，)、(0,1，0，0,nbO'，M',b2,b3')、(0,1,0,1,nb0，,br,b2，,b3，:
(().l，l,0，nb0'，bl',b2-，b3，)、(0,1，1.1，nb0'，bl',b2,b3')、(1，0，0，0，nbO，,M',b2，b3，:
(1,0，0，1,nb0',bl，,b2'，b3，)、(1，0,1，0,nbO',M',b2,b3')、(1,0，1,1,nbO，,M，,b2，b3':
(U,0,0,nb0，,br，b2',b3，)、(U,0，l,nb0，,bl，,b2,b3，)、(1，1,1，0,nb0，,bl，,b2，,b3，:
(1，1，1,1,nb0',bl',b2'，b3')、
(0,0，0,0，b0',nbl'，b2'，b3，)、(0,0,0,1,b0，,nbl，,b2,b3')、(0,0，1,0,b0，,nbl，,b2，b3，;
(0,0,1,1,b0,，nbr,b2，,b3')、(0,1,0,0,b0,，nbr,b2,b3')、(0，1,0,1,b0，,nbr,b2.,b3，:
(0,1，1，0，b0'，nbl',b2，,b3')、(0,1，U,bO，,nbl，,b2,b3，)、(1,0,0,0，b0',nbr,b2',b3':
(1,()，0,1，b0',nbl'.b2',b3,)、(1,0,1,0,b0'，nbl，，b2，b3')、(1,0，1,1,b0，,nbl，,b2',b3，、
(1，1，0,0,b0，,nbl,，b2，，b3')、(1,1,0,1,b0'，nbl，,b2,b3')、(1,1，1，0，b0',nbl',b2，,b3，:
(1,1，1,1,b0，,nbr,b2，,b3，)、
(0，0,0,0，b0，，bl，,nb2',b3，)、(0,0,0,1,b0，,bl，,nb2,b3')、(0,0,1，0,b0，,br,nb2.，b3':
(0，0，1，1,b0，,bl，,nb2，,b3，)、(0，1,0,0,b0，,bl，,nb2,b3，)、(0，1，0，1，b0，,bl，,nb2，,b3，:
(0，1，1,0,b0，，bl，,nb2，，b3，)、(0,1，1,1，b0'，bl，，nb2，b3，)、(1,0，0，0,b0，,br,nb2，,b3，、
(1,0，0,1,b0'，br,nb2，,b3，)、(1，0，1,0，b0'，bl',nb2，b3')、(1，0，1，1，b0，，bl'，nb2，,b3',
(1，1,0,0，b0'，bl',nb2',b3')、(1，1,0,1，b0，，bl，,nb2,b3，)、(1,1,1,0,b0',bl'，nb2，,b3，
(U,l,l,bO，,M，,nb2，,b3')、
(0，0,0，0,b0，,bl，,b2，，nb3，)、 (0,0,0,1，b0，,bl，,b2，，nb3')、 (0，0,1，0，b0，，bl，,b2，，nb3'
(0，0,1,1,b0',br,b2'，nb3')、 (0,1,0,0,b0'，bl',b2',nb3，)、 (0,1，0,1，bO',br,b2'，nb3，
(0，1，1，0,b0，，bl，,b2，，nb3，)、 (0,1,1,1,b0',bl',b2，,nb3，)、 (1,0,0,0，b0',br,b2，,nb3'
(1,0,0，1,bO，，bl，,b2，,nb3')、 (1,0，1,0，b0，，bl',b2,，nb3，)、 (1,0，1,1，b0，,bl，,b2，,nb3，
30(1,1,0,0，b0'，bl'，b2',nb3')、 (1,1,0,1，bO',M',b2',nb3')、 (U，l,0,bO'，br，b2',nb3')、
(1,1,1,1,b0',bl',b2，,nb3，)
的共80个候补信号点(图18(B》。
由信号点削减单元516—XB和516一YB进行的、在时刻t、第i次迭代解 码时的调制信号B的信号点削减方法也是同样的。具体说明如下。在调制方 式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-l次 的调制信号A的结果，将调制信号A的数据决定为
(a0' ,al' ,a2' ,a3' )、 (na0' ,al， ，a2' ，a3， )、 (a0' ,nal' ,a2' ,a3，)、
(a0' ，al' ,na2' ,a3' )、 (a0' ,al, ,a2' ,na3') 的五组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据bO、 bl、 b2、 b3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，信号点削 减单元516—XB和516一YB求 (a0、 al、 a2、 a3、 b0、 bl、 b2、 b3)=
(a()'，ar,a2，,a3-,0,0，0，0)、 (a0'，ar，a2，,a3',()，0,0，1)、 (a0',al，,a2，,a3，,0，0,1,0)、 (a0，,al，，a2，,a3',0,0，1，1)、 (a0，,al，，a2',a3，,0,1，0,0)、 (a0,，ar,a2，，a3',0,1,0,1)、 (a0，,ar,a2'，a3，,0,1,1,0)、 (a0',al，,a2，，a3',0，1,1,1)、 (a0',al，,a2',a3，,1,0,0,0)、 (a0，,al',a2，,a3，,1,0,0,1)、 (a0',ar,a2，，a3，,1，0,1,0)、 (a0，,ar,a2,，a3，，1,0,1,1)、 (aO',al',a2',a3，,U，0,0)、 (a0，，al，,a2，,a3，，1,1,0,1)、 (a0，,al，，a2，,a3，,1,1，1，0)、 (a0，,ar,a2，,a3，,1,1,1,1)、 (na0'，al，,a2',a3'，0，0，0,0)、 (na0'，ar,a2，,a3，，0,0,1,1)、 (na0，,al',a2',a3，,0,1,1,0)、 (na0，,al，,a2，,a3',1,0，0,1)、 (naO，,al',a2，,a3，，U,0,0)、 (na0，,al，,a2',a3，，1,1，1,1)、 (a0,，nar,a2，，a3，,0，0,0,0)、 (a0'，nal，,a2'，a3',0,0，1,1)、 (a0'，nal，,a2',a3'，0,1，1,0)、 (a0'，nal',a2，,a3'，1,0,0,1)、 (a0，，nal，,a2，,a3，，1,1，0,0)、 (a0，,nal，,a2，，a3，,1,1,1,1)、
31
(naO'，al，，a2，,a3，,0,0,0,1)
(naO,，al，,a2',a3',0，1.0,0)
(naO，,al，a2'，a3，,o,u,;o
(naO，,al，a2，,a3,1,0,1,0)
(naO'，al,a2，,a3.,1,1,0,1)
(aO，，nal,a2，,a3,O，O，O，l)
(aO',nal，a2，，a3，0， 1,0,0)
(aO'，nal,a2，a3,o，i,i,i;)
(aO，,nal,a2，,a3,l，O，l,O)
(aO',nal,a2',a3,U,O,l)
(naO，，al，,a2，,a3，O，O,l,O)、
(naO',al，,a2，,a3,0,1,0,1)、
(naO，,al，,a2，,a3,i,o,o,o)、
(naO，,al，,a2，,a3',1,0,1,1)、
(naO，,al，,a2，，a3,1,1,1,0)、
(aO',nal,a2，,a3，，o,o,i,o)、
(aO，，nal,a2，，a3',o,i,o,i)、
(aO，,nal,a2，,a3',i,o,o,o)、
(aO'，nal,a2,，a3',i,o,u)、
(aO，,nal,a2，,a3，,1,1,1,0)、(a0，,ar,na2'，a3',0,0,0,0)、(a0，,al，，na2，,a3,O，O,O,l)、(aO，,al，,na2，,a3，,0,0,1,0)、
(a0',ar,na2',a3',0,0，1,1)、(a0，,al',na2，，a3，o，i，o,o)、(aO，,al，,na2，，a3',0,1,0,1)、
(aO',a',na2',a3，,0，1，1，0)、(aO'，al',na2，，a3，O，l,U)、(aO，，al，，na2，,a3'，1 ，o,o,o)、
(aO',ar，na2',a3',1,0，0,1)、(aO，,al',na2，，a3,1,0,1,0)、(aO',al，,na2，，a3，,1,0,1,1),
(a0，,al，,na2，,a3，,1,1,0,0)、(aO，,al，,na2',a3,U,O，l)、(aO，,al',na2，,a3，,l，l，l，O)、
(a0，,ar，na2，,a3，,1,1,1,1)、
(a0，,ar,a2',na3',0,0,0,0)、(aO，,al，,a2，，na3,O，O,O，l)、(aO，,al，,a2，，na3',O，O,l,O)、
(a0，,al，,a2'，na3，,0,0,1,1)、(aO',al，，a2，，na3,o,i,o，o)、(aO，,al，,a2，,na3，,0,1,0,1)、
(a0，，al',a2',na3'，0,1,1,0)、(aO，,al'，a2'，na3，o,u,i)、(a0，,al，，a2，，na3，,i,o,o,o)、
(a0',al，,a2，，na3，，1，0,0,1)、(aO，,al',a2，，na3，1,0,1,0)、(aO',al，,a2，，na3',l,O,U)、
(a0',al，,a2'，na3，，1，1，0,0)、(aO，,al',a2',na3,U,o,i)、(aO，，al',a2',na3',U,l,O)、
(a0，,al，,a2，,na3',1，1，1，1)
的共80个候补信号点(图18(B))。
然后，与上述的实施方式同样地，信号处理单元1500通过软输出单元 520—A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的 平方，并通过软输出单元524_B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号 点之间的欧几里德距离的平方(图18(C))。然后，信号处理单元1500通过软 输出单元520—A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524—B计算 调制信号B的软判定值(图18(D))。
(变形例4:调制方式为64QAM的情况)
在本例中，说明在调制方式为64QAM时的、图16所示的信号处理单元 1500中的信号点削减处理。在以下的说明中，设由解码单元528—A的、在时 刻t、第i-1次的解码获得的调制信号A的估计比特为(aO，， al'， a2，， a3，， a4，， a5，)，并设由解码单元528—B荻得的调制信号B的估计比特为(bO，， bl，， b2,, b3，， b4,, b5，)。
首先，信号处理单元1500求aO，的否定值naO'、 al，的否定值nal'、 a2， 的否定值na2'、 a3，的否定值na3，、 a4'的否定值na4，、 a5，的否定值na5，、 b0， 的否定值nbO'、 bl，的否定值nbl'、 b2，的否定值nb2'、 b3'的否定值nb3，、 b4， 的否定值n42，以及b5 ，的否定值nb5 ，。
说明由信号点削减单元512_XA和512一YA进行的、在时刻t、第i次迭 代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为64QAM时，存在200780028462.2
4096个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-1次的调制信号B的结果， 将调制信号B的lt据决定为
(b0，，bl，，b2，,b3',b4，，b5，)、 (nb0，,bl，，b2，，b3，,b4，，b5，)' (bO，,nbl, ，b2，,b3，,b4，，b5，)、
(b0，,bl'，nb2，,b3，，b4',b5，)、 (bO，,bl，，b2，,nb3， ，b4，,b5')、 (b0，，bl，,b2',b3，,nb4，,b5，)、
(b0，，bl，,b2，,b3，,b4，,nb5，)) 的七组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据aO、 al、 a2、 a3、 a4、 a5未决定，所以信号点削减单元512—XA和512—YA求共448 个候补信号点作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点。
由信号点削减单元516—XB和516—YB进行的、在时刻t、第i次迭代解 码时的调制信号B的信号点削减方法也同样。具体说明如下。在调制方式为 64QAM时，存在4096个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-l次的调 制信号A的结果，将调制信号A的数据决定为
(a0，，al，,a2',a3，,a4,，a5，)、(加0，,31>2',&3 5，)， (aO',nar ,a2，,a3',a4，,a5,)、
(a0，，al，，na2，，a3',a4，，a5，)、 (a0，,al，,a2，,na3' ，a4，,a5，)、 (a0，,al，,a2，,a3，,na4，,a5，)、
(a0，,ar,a2，,a3，,a4,，na5，) 的七組。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的彩:据bO、 bl、 b2、 b3、 b4、 b5未决定，所以信号点削减单元516_XB和516—YB求共448 个候补信号点作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点。
然后，信号处理单元1500通过软输出单元520—A求用于调制信号A的 候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元 524—B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的 平方。然后，信号处理单元1500通过软输出单元520—A计算调制信号A的 软判定值，并通过软输出单元524—B计算调制信号B的软判定值。
从上可知，如果进行本发明的信号处理，则越增加调制信号的调制阶数， 运算规模的削减效果越显著地显现。
(变形例5)
在上述的变形例中，例如在16QAM的情况下，在调制信号A的第i次 的解码时，在第i-1次的调制信号B的估计比特b0，， bl，， b2，和b3，中决定 任意的3比特，也就是决定为(bO，， bl，， b2，)、 (b0，， bl，， b3')、 (bO'， b2，， b3，)并求出候补信号点，但是所决定的比特数并不限于3比特，也可以是2 比特或1比特。例如，在决定2比特时，决定为(bO，， bl，)、 (b0，, b2，)、 (bO'，
33b3')、 (bl，， b2，)、 (M，， b3，)、 (b2，, b3，)并求得候补信号点即可。然后，使用 该候补信号点来求调制信号A的第i次的软值。继而，进行调制信号A的第 i次的解码。但是，需要注意的是，所决定的比特数越少，运算规模就越增大。 在64QAM的情况也是同样的。
另外，在本实施方式中说明了发送天线数为两个、接收天线数为两个的 多天线系统的情况，但是本发明并不限于此，可以广泛适用于发送天线数为 两个以上、接收天线数为两个以上、发送调制信号为两个以上的情况。
另外，在本发明中，只要是可利用软判定进行解码的代码，可以适用任 何代码。
另夕卜，在上述实施方式中，说明了在分离单元504中进行使用了 ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波，从而获得调制信 号A的估计基带信号505一A和调制信号B的估计基带信号505—B的情况。 也就是说，说明了通过进行ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minim腿Mean Square Error)算法，获得用于首次解码的调制信号的情况。但是，本发明并不限于此， 也可以在分离单元504中例如通过逆矩阵运算、MLD(Maximum Likelihood Detection)以及进行了简化的MLD，对用于首次解码的调制信号进行检波。例 如，如果将在实施方式6、 7、 9和10中说明的方法适用于分离单元504,则 进一步改善接收质量。
另外，以调制方式为QPSK、 16QAM、 64QAM的情况为例进行了说明， 但本发明并不限于此，即使使用了上述以外的调制方式，通过进行与上述同 样的处理，也能够获得同样的效果。本发明具有，调制阶数越大，运算规模 的削减效果越大的优点。
另外，在上述的实施方式中，以单载波方式的情况为例进行了说明，但 本发明并不限于此，即l吏在适用于扩频(spectrum spread)通信方式或 OFDM(正交频分复用)方式时，通过与上述同样的基本结构，也能够获得同样 的效果。
另外，在上述的实施方式中，说明了编码单元与解码单元各配置两个的 情况，但本发明并不限于此，编码单元和解码单元的数量并不影响本发明的 基本结构和基本的效果。再者，即使在编码单元和解码单元中进行交织和解 交织、删截和解删截，也不影响本发明的基本结构和基本的效果。例如，适 用交织时，在图2所示的发送装置中，在编码单元102一A和102JB的后级端设
34置交织器，在图6所示的接收装置的信号处理单元中，在软输出单元506一A、 506—B、 520—A、 522—A、 524—B和526—B的后级端分别设置解交织器，并在 解码单元528—A、 528一B与信号点削减单元之间设置交织器即可。 (实施方式2)
在本实施方式中，作为发送和接收的天线数多于两个的情况的一例，详 细说明发送装置的天线数为四个，接收装置的天线数为四个的情况的结构和 动作。
在对与图2对应的部分标注相同的附图标号表示的图19中，表示本实施 方式的多天线发送装置的结构例。在图19中，用参考标号101一C 108—C表 示的部分为用于发送调制信号C的发送单元，用参考标号101—D~ 108_0表 示的部分为用于发送调制信号D的发送单元。
在图20表示从多天线发送装置1800的各个天线108一A、 108—B、 108一C 和108—D发送的调制信号的帧结构例。从天线108一A发送的调制信号A(图 20(a))、从天线108—B发送的调制信号B(图20(b))、从天线108—C发送的调 制信号C(图20(c))、以及从天线108一D发送的调制信号D(图20(d)),分别包 括信道变动估计码元201_A、 201—B、 201—C、 201—D、以及数据码元202—A、 202一B、 202_C、 202一D。多天线发送装置1800在大致相同的时刻发送如图 20所示的帧结构的调制信号A、 B、 C和D。另外，用于信道变动估计的码 元201—A、 201—B、 201—C和201一D,例如是发送接收中在同相I-正交Q平 面上的信号点配置为已知的码元(一般被称为"导频码元"、"前置码"等，但 并不限于此)，在接收端是用于估计信道变动的码元。数据码元是用于传输数 据的码元。
在对与图4对应的部分标注相同的附图标号表示的图21中，表示本实施 方式的多天线接收装置2000的结构例。
无线单元303_乂将由天线301—X接收到的接收信号302X变换为基带信 号304一X。
调制信号A、 B、 C和D的信道变动估计单元2001—X将基带信号304—X 作为输入，检测图20所示的调制信号A、调制信号B、调制信号C和调制信 号D的信道变动估计码元，基于各个调制信号的信道变动估计码元来估计各 个调制信号的信道变动，并输出调制信号A的信道变动估计信号2002一XA、 调制信号B的信道变动估计信号2002 XB、调制信号C的信道变动估计信号2002_XC和调制信号D的信道变动估计信号2002—XD。
对于由天线301一Y接收到的接收信号302—Y、由天线301—P接收到的接 收信号302—P和由天线301一Q接收到的接收信号302—Q,也进行与上述同样 的处理。
信号处理单元309将信道A的信道变动估计信号2002_XA、 2002—YA、 2002_PA、 2002—QA、调制信号B的信道变动估计信号2002—XB、 2002一YB、 2002—PB、 2002—QB、调制信号C的信道变动估计信号2002—XC、 2002—YC、 2002—PC、 2002—QC、调制信号D的信道变动估计信号2002—XD、 2002—YD、 2002—PD、 2002—QD以及基带信号304—X、 304—Y、 304_P、 304—Q作为输入。 然后，信号处理单元309通过分离基带信号304—X、 304—Y、 304—P和304—Q 所包含的调制信号A、调制信号B、调制信号C和调制信号D的基带信号的 分量，并对调制信号A、调制信号B、调制信号C和调制信号D进行解码处 理，从而得到调制信号A的解码数据310—A、调制信号B的解码数据310—B、 调制信号C的解码数据310—C和调制信号D的解码数据310—D。
在图22表示本实施方式的发送接收装置间的关系。另外，在图22中为 了简化附图，未示出所有的天线之间的传输路径，但是，实际上在所有的发 送天线与接收天线之间形成传输路径。
设从多天线发送装置1800的天线108—A发送的调制信号A为Ta(t)，从 天线108—B发送的调制信号B为Tb(t)，从天线108一C发送的调制信号C为 Tc(t)，从天线108—D发送的调制信号D为Td(t)。另外，设由多天线接收装置 2000的天线301一X接收的接收信号为Rl(t),由天线301一Y接收的接收信号 为R2(t)，由天线301—P接收的接收信号为R3(t)，由天线301—Q接收的接收 信号为R4(t)。进而，设在发送天线i与接收天线j之间的信道变动为hij(t)(其 中，t为时间)。于是，以下关系式成立。
Rl (t)
R2 (t)
R3 (t)
(t))
hll(t) hl2(t) h13①hl4(t)YTa")、
h21(t) h22(t) h23(t) h24 (t) Tb (t)
h31①h32(t) h33") h34 (t) Tc (t)
h41(t) h42(t) h43(t) h44 (t) Td
(式2)
由图21所示的调制信号A、 B、 C和D的信道变动估计单元2001_X、2001— Y、 2001—P和2001—Q，估计该信道变动hij(t)。
在图23表示图21中的信号处理单元309的结构例。这里，以调制信号 A、 B、 C和D的调制方式为QPSK的情况为例进行说明。
在图23中，参考标号2201—X表示由图21中的天线301—X接收到的信 号的调制信号A的信道变动估计信号(图21中的2002—XA)、调制信号B的 信道变动估计信号(图21中的2002—XB)、调制信号C的信道变动估计信号(图 21中的2002—XC)、调制信号D的信道变动估计信号(图21中的2002一XD)以 及基带信号(图21中的304—X)构成的信号群。而且，参考标号2201一Y表示 由图21中的天线301一Y接收到的信号的调制信号A的信道变动估计信号(图 21中的2002—YA)、调制信号B的信道变动估计信号(图21中的2002—YB)、 调制信号c的信道变动估计信号(图21中的2002—YC)、调制信号D的信道变 动估计信号(图21中的2002一YD)以及基带信号(图21中的304一Y)构成的信号 群。
而且，参考标号2201—P表示由图21中的天线301—P接收到的信号的调 制信号A的信道变动估计信号(图21中的2002一PA)、调制信号B的信道变动 估计信号(图21中的2002—PB)、调制信号C的信道变动估计信号(图21中的 2002一PC)、调制信号D的信道变动估计信号(图21中的2002一PD)以及基带信 号(图21中的30(P)构成的信号群。而且，参考标号2201—Q表示由图21中 的天线301_Q接收到的信号的调制信号A的信道变动估计信号(图21中的
2002— QA)、调制信号B的信道变动估计信号(图21中的2002一QB)、调制信 号C的信道变动估计信号(图21中的2002—QC)、调制信号D的信道变动估计 信号(图21中的2002一QD)以及基带信号(图21中的304一Q)构成的信号群。
分离单元2202将信号群2201—X、 2201—Y、 2201_P和2201—Q作为输入， 并根据式(2)的关系式，进行使用了 ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波，从而获得调制信号A的估计基带信号2203—A、调 制信号B的估计基带信号2203—B、调制信号C的估计基带信号2203—C、以 及调制信号D的估计基带信号2203一D。
如图7所示，软输出单元2204_A求调制信号A的估计基带信号2203—A 的接收信号点601与QPSK的各个信号点602之间的欧几里德距离的平方， 也就是图7中的Da[O，O]、 Da[O,l]、 Da[l，O]和Da[l,l]。然后，将这四个值输 出作为调制信号A的软判定值2205—A。
37解码单元2210—A将调制信号A的软判定值2205—A作为输入，例如通 过计算对数似然比来进行解码，并输出调制信号A的解码数据2211—A作为 迭代解码中的第 一次的解码结果(初次解码结果)。
对于软输出单元2204—B、2204一C和2204—D而言，只是输入的信号不同， 进行与软输出单元2204—A同样的处理来获得软判定值2205一B、 2205—C和 2205一D。对于解码单元2210—B、 2210_C和2210—D而言，只是输入的信号 不同，进行与解码单元2210—A同样的处理来输出调制信号B的解码数据 2211—B、调制信号C的解码数据2211—C以及调制信号D的解码数据2211—D 作为迭代解码中的第 一次的解码结果(初次解码结果)。
存储单元2206将信号群2201—X、 2201—Y、 2201—P和2201—Q作为输入， 存储这些信号，以便吸收迭代解码所需的时间的延迟部分。在需要的时候， 存储单元2206将延迟过的信号群2207_乂、 2207_Y、 2207_P和2207_Q输送 到软判定值生成单元2208—A、 2208_B、 2208—C和2208—D。
接着，说明软判定值生成单元2208—A、 2208—B、 2208_C和2208_D的 结构和动作，由于各个软判定值生成单元2208—A、 2208JB、 2208_C和2208—D 只是作为求软判定值的对象的调制信号不同而基本上能通过同样的基本结构 和基本动作来实现，所以以下主要说明软判定值生成单元2208—A作为代表。
软判定值生成单元2208—A将信号群2207—X、 2207—Y、 2207—P、 2207—Q、 调制信号B的解码数据2211—B、调制信号C的解码数据2211—C、调制信号 D的解码数据2211一D作为输入，进行信号点削减，生成软判定值，并输出调 制信号A的软判定值2209—A。
图24表示软判定值生成单元2208—A的详细结构。图24中是表示有关 调制信号A的软判定值生成单元。
信号削减单元2302一X输入在图23中的信号群2207一X中所包含的、由 调制信号A的信道变动估计信号、调制信号B的信道变动估计信号、调制信 号C的信道变动估计信号、以及调制信号D的信道变动估计信号构成的信号 群2301—X,并将在前一次的解码获得的调制信号B的解码数据2305—B、调 制信号C的解码数据2305—C、调制信号D的解码数据2305—C作为输入，使 用它们进行候补信号点的削减。
这里，设通过调制信号A发送的2比特为a0和al,设通过调制信号B发 送的2比特为b0和bl，设通过调制信号C发送的2比特为c0和cl，设通过调
3820078002846将被发送的所有的比特表示为(调制信
号A、调制信号B、调制信号C、调制信号D)=(aO、 al、 b0、 bl、 c0、 cl、d0、 dl)。
接下来详细说明关于调制信号A的信号点削减方法。
图25表示调制方式为QPSK情况下的、在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。这里，特别以调制信号A的信号点削减方法为中心进行说明。设在时刻t、第i-l次的解码得到的调制信号A的估计比特为(a0'， al，)，设调制信号B的估计比特为(bO，， bl，)，设调制信号C的估计比特为(cO'， cl，)，设调制信号D的估计比特为(dO'， dl，)。
在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减中，利用在调制信号B、 C、 D中的两个调制信号的、在时刻t、第i-l次的解码后的估计比特。
选择调制信号C和调制信号D作为两个调制信号，求(a0、 al、 b0、 bl、c0，、 cl，、 d0'、 dl，)的信号点(aO-O， 1、 al=0, 1、 b0=0, 1、 bl=0， 1)。此时的候补信号点为16个。
此外，选择调制信号B和调制信号D作为两个调制信号，求(a0、 al、b0'、 bl'、 c0、 cl、 d0，、 dl，)的信号点(a(^0， 1、 al=0， 1、 c0=0， 1、 cl=0,1)。此时的候补信号点为16个。
另夕卜，选4奪调制信号B和调制信号C作为两个调制信号，求(a0、 al、 b0，、bl'、 c0'、 cl'、 d0、 dl)的信号点(aO二O, 1、 al=0， 1、 d0=0， 1、 dl=0, 1)。此时的候补信号点为16个。
为了调制信号A而求上述的共16x3=48点的候补信号点。此时，这48个候补信号点的信息相当于从图24的信号点削减单元2302一X输出的候补信号点信号2303一X。
信号点削减单元2302—X输入了从存储单元2206输出的信号群2207—X(2201—X)所包含的、由调制信号A的信道变动估计信号、调制信号B的信道变动估计信号、调制信号C的信道变动估计信号、以及调制信号D的信道变动估计信号构成的信号群2301—X，相对于此，图24所示的信号点削减单元2302—Y、 2302—P和2302—Q除了分别输入信号群2207—Y、 2207_P和2207一Q所包含的、由调制信号A的信道变动估计信号、调制信号B的信道变动估计信号、调制信号C的信道变动估计信号、调制信号D的信道变动估
39计信号构成的信号群2301—Y、 2301—P和2301—Q之外，也就是除了处理对象的信号不同之外，进行与信号点削减单元2302_X同样的处理。然后，信号点削减单元2302—X、 2302—Y、 2302—P和2302—Q分别输出用于调制信号A的上述48个候补信号点的信息，作为候补信号点信号2303_X、 2303一Y、2303 P和2303—Q。
图24中的软输出单元2306求候补信号点与基带信号(接收信号点)之间的欧几里德距离的平方，并基于该欧几里德距离的平方，对每个比特即对aO和al求调制信号A的对数似然比，并将其输出作为调制信号A的软判定值信号2307。以上说明了调制信号A的软判定值的生成方法。
对于调制信号B、调制信号C和调制信号D也同样通过软判定值生成单元2208—B、 2208j:和2208D生成软判定值。调制信号B、调制信号C和调制信号D的候补信号点的生成方法如图25所示。
对于调制信号B，利用在调制信号A、 C和D中的两个调制信号的解码后的估计比特，求共48点(2、3=48)的候补信号点，即(a0、 al、 b0、 bl、 c0，、cl'、 d0，、 dl')的信号点(a(^0， 1、 al=0， 1、 b0=0， 1、 bl=0， 1)、 (a0'、 al'、b0、 bl、 c0、 cl、 d0，、 dl')的信号点(b(^0， 1、 bl=0， 1、 c0=0, 1、 cl=0,1)、以及(a0'、 al,、 b0、 bl、 c0,、 cl'、 d0、 dl)的信号点(b0-0， 1、 bl=0, 1、d0=0， 1、 dl=0, 1),求这48个候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方，并基于该欧几里德距离的平方，对调制信号B的每个比特即对b0和bl求调制信号B的对数似然比。
对于调制信号C，利用在调制信号A、 B和D中的两个调制信号的解码后的估计比特，求共48点(2、3=48)的候补信号点，即(a0，、 al'、 b0，、 bl'、c0、 cl、 d0、 dl)的信号点(c0-0， 1、 cl=0, 1、 d0=0, 1、 dl=0， 1)、 (a0'、 al,、b0、 bl、 c0、 cl、 d0'、 dl')的信号点(b(N0， 1、 bl=0, 1、 c0=0， 1、 cl=0，1)、以及(a0、 al、 b(T、 bl'、 c0、 cl、 d0、 dl)的信号点(a0二0， 1、 al=0， 1、c0二0， 1、 cl=0， 1)，求这48个候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方，并基于该欧几里德距离的平方，对调制信号C的每个比特即对c0和cl求调制信号C的对数似然比。
对于调制信号D，利用在调制信号A、 B和C中的两个调制信号的解码后的估计比特，求共48点(2、3=48)的候补信号点，即(aO'、 al'、 b0'、 bl，、c0、 cl、 d0'、 dl，)的信号点(c(^0, 1、 cl=0， 1、 d0=0， 1、 dl=0, 1)、 (aO,、al'、 b0、 bl、 c0'、 cl'、 d0、 (11)的信号点(1)0=0, 1、 bl=0, 1、 d0=0， 1、 dl=0，1)、以及(a0、 al、 b0，、 bl，、 c0'、 cl，、 d0、 dl)的信号点(a(^0， 1、 al=0， 1、dO=0, 1、 dl=0， 1),求这48个候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方，并基于该欧几里德距离的平方，对调制信号D的每个比特即对dO和dl求调制信号D的对数似然比。
通过进行如上的迭代解码，能够削减运算规模，并获得良好的接收质量。实施方式1是以比特单位利用了估计值的方法，相对于此，本实施方式可以说是以调制信号单位利用估计值的方法。不言而喻，也可以并用实施方
另外，在本实施方式中说明了设置了与各个调制信号对应的编码器的情况，但是如在实施方式1的变形例1中所示，即使在调制信号间共享编码器的情况，也同样可以实施。
另外，在本实施方式中以调制方式为QPSK的情况为例进行了说明，但本发明并不限于此，即使在调制方式为16QAM、 64^aM的情况，通过进行与上述同样的处理，也能够获得同样的效果。如果进行像本实施方式的信号处理，调制阶数越大，运算规模的削减效果越大。
另外，在本实施方式中说明了发送天线数为四个、接收天线数为四个的多天线系统的情况，但是本发明并不限于此，可以广泛适用于发送天线数为两个以上、接收天线数为两个以上、发送调制信号为两个以上的情况。
另外，对于可适用于本实施方式的码而言，只要是可利用软判定进行解码的代码，可以适用任^T代码。
另外，在本实施方式中说明了在分离单元2202中(即在首次解码中)进行使用了 ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波的情况，但是本发明并不限于此，也可以例如通过逆矩阵运算、MLD(MaximumLikelihood Detection)以及进行了简化的MLD,来对用于首次解码的调制信号进行检波。例如，如果将在实施方式6、 7、 9和10中说明的方法适用于分离单元2202，则进一步改善接收质量。
另外，在本实施方式中，以单载波方式的情况为例进行了说明，但本发明并不限于此，即使在适用于扩频通信方式或OFDM方式时，通过与上述同样的基本结构，也能够获得同样的效果。
另外，编码单元和解码单元的数量并不影响本实施方式的基本结构和基
41本的效果。再者，即使在编码单元和解码单元中进行交织和解交织、删截和解删截，也不影响本发实施方式的基本结构和基本的效果。(实施方式3)
在本实施方式中，示出与实施方式1相比能够进一步削减运算规^莫的候补信号点的生成方法。
多天线发送装置和多天线接收装置中的信号处理单元的基本结构与实施
方式1相同。因此，本实施方式援用实施方式1中所使用的图6进行说明。也就是说，发送装置和接收装置的天线各为两个。
在本实施方式中，使用图26和图27所示的迭代解码的步骤的流程图，详细说明与实施方式1不同的候补信号点的生成方法。
图26以调制方式为6QAM的情况为例，表示了本实施方式的迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。另外，图26表示在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。
设由解码单元528—A(图6)的、在时刻t、第i-l次的解码获得的调制信号A的估计比特为(a0，， al'， a2，， a3，)，并设由解码单元528一B获得的调制信号B的估计比特为(b0，， bl'， b2，， b3，)。
首先，信号处理单元309求a0，的否定值na0，(在a0，=l时na0，=0,在a0，=0时na0，4)、 al'的否定值nal，、 a21'的否定值na2，、 a3'的否定值na3，、 b0，的否定值nbO'、 bl，的否定值nbl'、 b2，的否定值nb2，以及b3，的否定值nb3，(图26(A))。对于该否定值，既可以由信号点削减单元计算，也可以由解码单元计算。
另外，为了限定在信号削减中的候补信号点的生成，在调制信号A的估计比特(a0'， a]，,a2，,a3，)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的比特(图26(E))。这里，设最不确定的比特为a2，。同样地，在调制信号B的估计比特(b0，， bl，,b2，，b3，)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的比特(图26(E))。这里，设最不确定的比特为b0，。
由此，通过设a2，为不确定，能够生成a2，的软判定值。而且，通过设b0，为不确定，能够生成bO，的软判定值。
另外，对于该不确定比特的^r测，既可以由信号点削减单元512-518进行，也可以由解码单元528进行。
下面说明由信号点削减单元512—XA和512一YA进行的、在时刻t、第i
42次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本实施方式中，基于在时刻t、第i-l次的调制信号B的结果，将调制信号B的似然性最低的比特"b0，"和调制信号A的比特"a0'， al，， a2，，a3，"作为不确定比特，求候补信号点。具体而言，将调制信号B的bO，和nbO，作为候补信号点，并将调制信号A的从"0、 0、 0、 0"到"1、 1、 1、 1"作为候补信号点。
也就是说，信号点削减单元512—XA和512—YA求
(a0,al,a2,a3,b0,bl,b2,b3)=
(0,0，0，0,bO，，M',b2，，b3')、 (0,0,0,1，b0'，bl，,b2，,b3')、 (0,0,1,0,b0，,bl，,b2，,b3，)、(0，0，1,1,b0',bl，,b2',b3')、 (0,1,0,0，b0'，bl',b2'，b3')、 (0,1,0,1,b0，，bl，，b2，，b3，)、(0,1，1，0，b0，，bl，，b2，，b3')、 (0，1,1，1,b0，,bl，,b2，,b3')、 (1,0,0,0,b0，,bl，,b2，,b3')、(1,0,0,1,b0，,br，b2',b3，)、 (1,0,1,0,b0',bl',b2',b3，)、 (1,0,1,1,b0',bl',b2',b3')、(U，0,0，b0，,bl，,b2，，b3，)、 (1,1,0,1，b0，,bl，，b2，，b3，)、 (U,l,0,b0',br,b2，,b3')、(1,1,1，1,b0，,bl',b2，,b3，)、
(0,0，0，0,nb0，,br,b2，,b3，)、 (0,0,0,1，nbO，,M，,b2，,b3，)， (0,0,1,0,nb0',bl，,b2，，b3，),(0,0，1，1,nb0，，br，b2，，b3，)、 (0,1，0，0，nbO'，M',b2，，b3，)、 (0,1,0，1,nb0，,bl，,b2，,b3，)，(0，l'l,0,nbO',br,b2'，b3')、 (0，1,1,1,nb0'，br，b2,，b3')、 (1,0,0,0,nb0',br,b2',b3')、(1,0,0，1，nb0',bl',b2'，b3')、 (1,0,1,0,nb0',bl',b2',b3')、 (1,0,1，1,nbO',M',b2，,b3')、(U，0，0，nb0，,br，b2，,b3')、 (1，1,0,1，nb0，,br,b2，,b3，)、 (1,1,1,0,nb0，，br，b2，，b3，)、(1，1，1，1,nb0，，bl，,b2，,b3，)的共32点的候补信号点(图26(B))。
由信号点削减单元516—XB和516一YB进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的信号点削减方法也同样。具体说明如下。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本实施方式中，基于在时刻t、第i-l次的调制信号A的结果，将调制信号A的似然性最低的比特a2，和调制信号B的比特作为不确定(未决定)比特，对na2，求候补信号点。具体而言，信号点削减单元516—XB和516—YB求(a0，al,a2，a3，b0,bl,b2，b3)=
(a0，,al，，a2，，a3，，0,0，0，0)、 (a0，,al，,a2，，a3',0,0,0,1)、 (a0，,al，,a2，,a3，,0,0,1,0)、(a0，,al，,a2，，a3，，0,0，l，l)' (a0，，ar,a2'，a3,,0,1,0,0)、 (a0',al，，a2，，a3',0，1,0，1)、(a0',ar,a2',a3,，0,1,1,0)、 (a0',al'，a2，,a3，,0,1,1,1)、 (a0，,al，,a2',a3',1,0,0,0)、
43(a0',a'，a2'，a3'，1,0,0，1)、 (aO',al，,a2，,a3，，1,0,1，0)、 (a0，,ar,a2,，a3，,1，0,1,1)、(aO',al，,a2，,a3，,U，0，0), (aO，,a] ，，a2',a3，，1,1,0，1)、 (a0，,ar,a2，，a3，,1,1，1,0)、(aO',al，,a2，，a3，,l,U，1)、
(a0，,al，,na2，,a3，,0,0,0,0)、 (aO，，al，,na2，,a3，,0,0,0,1)、 (a0',ar,na2，,a3，,0,0,1,0)、(a0，,al，,na2，,a3，,0,0,1,1)、 (aO',ar，na2，,a3，,0,1，0,0)、 (a0，,al，,na2，,a3',0,1,0,1)、(a0，,ar,na2，,a3，,0,1,1，0)、 (a0',al，,na2，,a3',0,1，1,1)、 (a0，，al，,na2，,a3，,1，0,0,0)、(a0，,al，，na2'，a3',1,0，0,1)、 (a0'，ar,na2，,a3，，1，0,1,0)、 (a0，,al，,na2，,a3，,1,0,1,1)、(a0',al，,na2',a3'，1,1,0,0)、 (a(T，ar,na2，,a3',1，1,0,1)、 (aO',al',na2',a3',U,1,0)、
(aO，，ar,na2',a3',l,l,U)的共32点的候补信号点(图26(B))。
然后，与实施方式l同样地，通过软输出单元520一A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元524一B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方(图26(C))。然后，通过软输出单元520—A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524一B计算调制信号B的软判定值(图26(D))。
这样，根据本实施方式，使用对数似然比来限定在信号点削减中的候补信号点的生成，从而能够考虑接收质量地削减运算规模。另外，换而言之，本实施方式的处理可以说是，在递归地使用的数据中，似然越低的比特，越提高其作为不确定比特处理的优先级，从而削减候补信号点的数量。
另外，通过与实施方式1的变形例3的比较可知(在实施方式1中，每个调制信号的候补信号点数为80个，而本实施方式中为32个)，能够进一步减少候补信号点，所以能够进一步减少运算规模。
(变形例1)
在图27中表示本实施方式中的、与图26不同的候补信号点的生成方法。在图26中设不确定比特为1比特，在图27中，设不确定比特为2比特。图27以调制方式为16QAM的情况为例，表示了迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。另外，图27表示在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以
及解码的步骤。
设由解码单元528—A(图6)的、在时刻t、第i-l次的解码获得的调制信号A的估计比特为(aO，， al'， a2，， a3，)，并设由解码单元528—B获得的调制信号B的估计比特为(b0，， bl,， b2，, b3，)。
44首先，信号处理单元309求a0，的否定值na0，(在a0，=l时na0，=0，在a0，=0时na0'4)、 al'的否定值nal'、 a21，的否定值na2，、 a3'的否定值na3'、 bO'的否定值nbO'、 bl，的否定值nbl'、 b2，的否定值nb2，以及b3，的否定值nb3，(图27(A))。对于该否定值，既可以由信号点削减单元计算，也可以由解码单元计算。
另外，为了限定在信号削减中的候补信号点的生成，在调制信号A的估计比特(a0，， al，,a2，,a3，)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的2比特(图"(E))。这里，设最不确定的比特为al，和a2，。同样地，在调制信号B的估计比特(b0，， bl，，b2，，b3，)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的2比特(图2'7(E))。这里，设最不确定的比特为bO，和bl'。
另外，对于该不确定比特的检测，既可以由信号点削减单元512-518进行，也可以由解码单元528进行。
下面说明由信号点削减单元512—XA和512—YA进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本例中，基于在时刻t、第i-l次的调制信号B的结果，将调制信号B的似然性最低的2比特和调制信号A的比特作为不确定比特，求候补信号点。
也就是说，对于调制信号B,在bO，和bl，中将其否定值nbO，和nbl，也设为候补信号点，并对于调制信号A,将从"0、 0、 0、 0"到"1、 1、 1、 1"设为候补信号点。具体而言，信号点削减单元512_乂八和512_￥八求
(a0,al,a2,a3，b0,bl,b2，b3)=
(0，0，0,0,b0，,bl，，b2，,b3，)， (0,0,0，1,b0，,br,b2，，b3，)、 (0,0，1，0，b0，,bl，,b2，，b3，)、(0,0,1,1,b0，,bl，,b2，,b3，)、 (0,1,0，0，b0，，br，b2，,b3，)、 (0,1,0,1,b0，，M'，b2，,b3')、(0,1,1,0，b0，,bl',b2',b3')、 (0,1，1,1,b0，,bl，,b2，，b3，)、 (1,0，0,0，b0，,bl，,b2',b3，)、(1，0，0，1，b0',bl，，b2'，b3')、 (1，0，1，0,b0，,bl，，b2'，b3,)、 (1,0,1,1，b0',bl',b2，，b3')、(1,1，0,0,b0',bl，,b2',b3')、 (1,1,0,1，b0，，bl'，b2',b3，)、 (1，1,1,0,bO'，M，,b2'，b3')、(1，U,l,b0',br,b2，,b3')、
(O，O，O,O,nbO',bl ，,b2，,b3，)、 (O，O，O, 1 ,nb0'，b 1 ，，b2，,b3，)、 (0,0， 1,0,nbO，,bl ，,b2',b3，)、(0,0,1,1 ,nb0',b 1' ,b2' ,b3')、 (0,1,0,0,nb0， ,b 1，,b2,,b3，)、 (0,1,0,1 ,nb0，,b 1',b2',b3，)、(0,1,1,0,nb0，,bl，,b2，,b3')、 (0,1,1，1，nbO，,M，，b2，，b3，)、 (1,0,0,0,nb0，,bl，,b2，,b3，)、(1,0，0,1,nb0',M',b2'，b3')、
(1，1,0,0,nb0，,br,b2',b3，)、
(1,1,U,nb0，,br,b2，，b3')、
C0,0,0,0，b0，,nbr,b2，,b3，)、
(0,0，1,1,b0'，nbl，,b2，,b3，)、
(0,1,1,0,b0，,nbl，,b2，,b3，)、
(1,0,0,1，b0',nbl，,b2,，b3，)、
(1，1,0,0,b0',nbl',b2，,b3')、
(U，l,l，b0',nbl'，b2，，b3，)、
(0,0,0,0，nbO',nbl'，b2，,b3，)、
(0,0,1,1,nb0,，nbl，,b2，，b3，)、
(0,1,1,0，nb0，,nbl，,b2',b3，)、
(1,0,0，1,nb0，,nbl'，b2，,b3')、
(1,1,0'0,nb0,，nbr,b2，，b3，)、
(1，0，1，0,nbO，,b]，,b2'，b3，), (1,0,1，1，nb0',br,b2',b3，)、 (U,0，l,nbO',br，b2',b3，)、 (1,U,0，nb0'，bl',b2，，b3，)、
(0,0,0,1,bO',nbl，,b2',b3，)、 (0,0,1,0,bO，，nbl，,b2，,b3，)、
(0,1,0,O,bO' ,nb 1' ,b2' ,b3 ，)、 (0,1 ，0， 1 ，bO' ,nb 1' ,b2 ， ,b3 ，)、
(0,1,1，1，b0',nbl，,b2，,b3，)、 (1,0，0,0,bO，，nbl，,b2，,b3，)、
(1,0,1,0,b0',nbl，,b2，,b3，)、 (1,0,1,1,b0，,nbl,,b2，,b3，)、
(1,1,0,1,bO',nbl'，b2，，b3，)、 (1,1,1,0,b0，,nbl，,b2'，b3，)、
(O，O，O, 1 ,nbO，,nbI ，,b2',b3,)、 (0,0， 1 ，O,nbO，,nb 1 ，,b2，,b3，)、
(0,1,0,O,nbO， ，nb 1' ,b2， ,b3 ')、 (0,1,0,1 ,nbO，，nb 1，,b2' ,b3 ，)、
(0,1,1,1 ，nbO，,nb 1 ',b2，,b3，)、 (1,0,O,O,nbO，,nb 1 ，,b2，,b3，)、
(1,0,1,0,nb0',nbl，,b2，,b3，)、 (1,0,1,1,nb0，,nbl，,b2，,b3')、
(1,1，0， 1 ,nbO，,nb 1 ，,b2，,b3，)、 (1,1,1,0,nbO',nbl ，,b2，,b3，)、
(1，1,1，1,nb0'，nbl，，b2',b3') 的共64点的候补信号点(图27(B))。另外，考虑到运算规模和接收质量等， 将否定值用于bO，和bl，的2比特。
由信号点削减单元516—XB和516一YB进行的、在时刻t、第i次迭代解 码时的调制信号B的信号点削减方法也是同样的。具体说明如下。在调制方 式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本例中，基于在时刻t、第i-l 次的调制信号A的结果，将调制信号A的似然性最4氐的2比特和调制信号B 的比特作为不确定比特，求候补信号点。
也就是说，对于调制信号A，在al，和a2，中将其否定值nal，和na2，也i殳 为候补信号点，并对于调制信号B，将从"0、 0、 0、 0"到"1、 1、 1、 r 设为候补信号点。具体而言，信号点削减单元516 XB和516 YB求
(a0，al,a2,a3，b0，bl,b2,b3)=
(a0，,al，，a2'，a3，,0,0,0,0)、(a0，,al',a2',a3，,0,0,0,1)、(aO，，ar',a2，,a3，,0,0,1,0)、
(a0，，al',a2'，a3',0,0,1,1)、(a0，,al，，a2，，a3，,0，1,0,0)、(aO，,al，',a2',a3，,o，i，o，i)、
(a0'，ar，a2',a3，,0,1,1，0)、(a0'，al',a2，,a3，,0,1，1,1)、(aO',al''，a2，，a3，,1,0,0,0)、
(a0',ar,a2',a3'，1,0，0,1)、(a0',al，，a2'，a3,，1,0,1，0)、(aO'，al'，a2'，a3',i，o,u),
(a0',al，,a2，,a3，,1,1,0,0)、(a0',al',a2，,a3，,1,1,0,1)、(aO，,al，',a2，,a3，,U,i,o)、(a0，,al',a2，,a3，,1，1，1,1)、
(a0',nal，，a2',a3',0，0,0,0)、 (a0
(a()',nar,a2,，a3'，0,0，U)、 (a0
(a0',nar,a2，，a3',0,1,1，0)、 (a0
(a0，,nal，，a2，,a3，,1,0,0,1)、 (a0
(a0，,nar,a2，,a3'，1,1,0，0)、 (a0 (aO，,nal，,a2，，a3，,1,1,1，1)、
(a0，，ar,na2，,a3，,0,0,0，0)、 (a0
(aO',ar，na2,，a3'，0，0，U)、 (a0
(aO',ar,na2，，a3',0,1，1,0)、 (a0
(a0',al，,na2'，a3，,1，0,0,1)、 (a0
(a0，,ar,na2，，a3，,1,1,0，0)、 (a0
(aO，,ar,na2',a3，,1,1,1,1)、
(a0，nal，,na2，,a3，,0,0,0,0)、(a0，,nal，,na2，,a3',0,0,0,1)、(a0，,nal',na2，,a3.，O,O，l，O),
(a0，，nal',na2，,a3'，0,0,1,1)、(a0，,nal，，na2，,a3',0,1,0,0)、(a0，,nar,na2，,a3'，0,1,0,1)、
(a0，nal',na2'，a3'，0，1，1,0)、(aO'，nal，,na2，，a3'，0，l,U)、(aO',na'，na2，，a3.,1,0,0,0)、
(a0,nar,na2，,a3，,1,0,0,1)、(a0'，nal，,na2'，a3',1,0,1,0)、(a0，，nar，na2，，a3',i,o,u)、
(a0,nar,na2',a3，,1，1,0，0)、(a0，,nal',na2，,a3',1， 1,0,1)、(a0，,nal，,na2',a3，,i,U,o)、
(a0,nal，,na2',a3，,1,1,1,1)
的共64点的候补信号点(图27(B))。
然后，与实施方式l同样地，通过软输出单元520—A求用于调制信号A 的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元 524—B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的 平方(图27(C))。然后，通过软输出单元520一A计算调制信号A的软判定值， 并通过软输出单元524—B计算调制信号B的软判定值(图27(D))。
由此，通过与实施方式1的变形例3的比较可知(在实施方式1中，每个 调制信号的候补信号点数为80个，而本实施方式中为64个)，能够进一步减 少候补信号点，所以能够进一步减少运算规模。
另外，在本实施方式中，以将1比特或2比特设为不确定的比特的情况 为例进行了说明，但是并不限于此。例如，也可以像实施方式2那样以调制 信号为单位来实施。
',nar,a2',a3，，0,0,0，1)、 '，nar,a2'，a3'，0,1,0,0)、 ',nal',a2',a3',0,1,1,1)、 ,，nar,a2',a3，,1,0，1，0)、 ',nal',a2，,a3，，1,1,0,1)、
,al',na2',a3',O,O,O,l)
,al'，na2',a3，(),1,0,0)
,al',na2',a3，o，u,i)
,al，,na2，,a3,1,0,1,0)
,al，,na2',a3,l，l,O,l)
(aO，，nal',a2，，a3，，0,0,1,0)、(a0，,nal ，,a2',a3，，0,1,0,1)、
(aO，,nal，,a2，,a3，,i,o,o,o)、
(a0，,nal，,a2，,a3，,1,0,1,1)、
(aO，,nal',a2，,a3，,l，U,O)、
(aO，,al，,na2',a3，,0,0,1,0)、
(aO'，al',na2',a3.,0,1,0,1)、
(a0，，al',na2',a3',1,0,0,0)、
(aO',al，,na2',a3，,i，o,U)、
(a0，，al',na2，,a3，,U，l,O)、另外，发送天线数，接收天线数以及调制信号数并不限于本实施方式的 例子，而且调制方式也并不限于本实施方式的例子。如果进行像本实施方式 的信号处理，则调制信号数越多，调制阶数越大，运算规模的削减效果越大。
另外，对于可适用于本实施方式的码而言，只要是可利用软判定进行解 码的代码，可以适用任何代码。
另外，用于首次解码的调制信号并不限于通过ZF(Zero Forcing)或 MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波来获得，也可以例如通过逆矩 阵运算、MLD(Maximum Likelihood Detection)以及进行了简化的MLD进行的 检波来获得。例如，如果将在实施方式6、 7、 9和10中说明的方法适用于分 离单元2202,则进一步改善接收质量。
另外，不仅限于单载波方式，即使在适用于扩频通信方式或OFDM方式 时，本实施方式也能够获得同样的效果。
另外，编码单元和解码单元的数量并不影响本实施方式的基本结构和基 本的效果。再者，即使在编码单元和解码单元中进行交织和解交织、删截和 解删截，也不影响本发实施方式的基本结构和基本的效果。
(实施方式4)
在本实施方式中，进一步详细地说明在实施方式1 ~3示出的多天线接收 装置中的信号处理的步骤。
图28表示图4所示的多天线接收装置300的信号处理单元309的信号处 理的步骤。在以下的说明中，特别地，与图6所示的结构相关联地说明图28 中的信号处理的步骤。另外，采用图16所示的结构的情况的步骤也同样。
信号处理单元309在步骤ST1A中进行调制信号A的第一次软判定。通 过软输出单元506_A和解码单元528—A进行该处理。其结果，获得解码数据 529—A 。
在步骤ST2B中，利用在步骤ST1A中获得的解码数据529_A，进行用 于调制信号B的第二次软判定的信号点削减处理。由信号点削减单元516和 518进^f于该处理。
同样地，信号处理单元309在步骤ST1B中进行调制信号B的第一次软 判定。通过软输出单元506—B和解码单元528—B进行该处理。其结果，获得 解码数据529一B。
在步骤ST2A中，利用在步骤ST1B中获得的解码凝:据529—B,进行用
48于调制信号A的第二次软判定的信号点削减处理。由信号点削减单元512和
514进行该处理。
在步骤ST3A中，利用在步骤ST2A中的信号点削减处理获得的候补信 号点进行第二次软判定，从而获得调制信号A的数字信号。通过软输出单元 520_A、 522—A和解码单元528—A进行该处理。
同样地，在步骤ST3B中，利用在步骤ST2B中的信号点削减处理荻得 的候补信号点进行第二次软判定，从而获得调制信号B的数字信号。通过软 输出单元524JB、 526—B和解码单元528一B进行该处理。
对于以步骤ST4A、 ST5A…、步骤ST4B、步骤ST5B所示的关于第三 次以后的软判定的处理，其为与步骤ST2A、 ST3A同样的处理以及与步骤 ST2B、 ST3B同样的处理的重复。通过反复进行这些处理，能够获得最终的 调制信号A和调制信号B的数字信号。
在图29是表示本实施方式的解码的处理步骤的示意图。调制信号A、调 制信号B的一帧是由多个码元构成的。首先进行相当于一帧部分的第一次纠 错。然后，反映第一次纠错结果进行状态数削减(候补信号点的削减)，再进行 第二次的相当于一帧部分的纠错。这样，在反映(n-l)次的纠错结果进行状态 数削减之后，进行第n次的相当于一帧部分的纠错。
在图30表示在图4的信号处理单元309中进行了实施方式1或实施方式 3的动作时的接收特性(载波功率与噪声功率之比(C/N)与比特差错率的关系) 的仿真的结果。从图中可知，调制信号A(图30A)和调制信号B(图30B)的接 收质量都随着逸代解码次数的增加而提高。但是，并不是使次数增多就好， 到某个程度的次数之后接收质量的改善效果就会饱和。并且，调制信号A和 B的接收质量在调制方式相同的时候是相同的。
在图28中说明了对各个调制信号并行地进行软判定解码，使用其它调制 信号的软判定解码结果来削减自调制信号的候补信号点的方法，以下说明对 各个调制信号交替地进行软判定解码，使用其它调制信号的软判定解码结果 来削减自调制信号的候补信号点的方法。通过采用该方法，因为能够减少对 信号点削减采用迭代技术时的运算次数，从而能够进一步简化电路结构。
图31表示该方法的信号处理的步骤。在以下的说明中，特别地，与图6 所示的结构相关联地说明图31中的信号处理的步骤。
在图31所示的信号处理的步骤中，仅对调制信号A进行第一次判定
49(ST1A)。也就是说，不对调制信号B进行第一次判定。
在步骤ST2B中，利用在步骤ST1A中获得的解码数据529—A,进行在 调制信号B的第二次软判定中的信号点削减处理。在步骤ST3B中，利用在 步骤ST2B中的信号点削减处理获得的候补信号点进行第二次软判定，从而 获得调制信号B的数字信号。另夕卜，这里为了与图28的比较而称为"第二次，，， 但是对于调制信号B而言是初次的信号点削减以及软判定处理。这样，仅对 调制信号B进行为第二次软判定的信号点削减处理以及第二次软判定处理， 而不对调制信号A进行。
在步骤ST4A中，利用在步骤ST3B中获得的解码数据529一B,进行用 于调制信号A的第三次软判定的信号点削减处理。在步骤ST5A中，利用在 步骤ST4A中的信号点削减处理获得的候补信号点进行第三次软判定，从而 获得调制信号A的数字信号。另外，这里为了与图28的比较而称为"第三 次"，但是对于调制信号A而言是初次的信号点削减以及软判定处理。这样， 仅对调制信号A进行为第三次软判定的信号点削减处理以及第三次软判定处 理，而不对调制信号B进行。
在第三次软判定以后也重复进行同样的处理。
这样，如果采用如图31所示的处理步骤，在迭代解码中交替地获得调制 信号A的数字信号和调制信号B的数字信号。在图6和图16中，釆用了分 别与调制信号A和调制信号B对应地包括信号点削减单元、软输出单元和解 码单元的结构，如果进行这里所述的处理步骤，则能够由调制信号A和调制 信号B共享信号点削减单元、软输出单元和解码单元，所以能够进一步削减
运算规模和电路规模。
在图32表示在图4的信号处理单元309中进行了在图31说明过的处理 步骤时的接收特性(载波功率与噪声功率之比(C/N)与比特差错率的关系)的仿 真的结果。从此图中可得知，即使在对各个调制信号交替地进行软判定解码 的情况下，也能够获得与对各个调制信号并行地进行软判定解码时同样的差 错率特性良好的接收数据。另外，调制信号A(图32A)和调制信号B(图32B) 的接收质量也都是随着迭代解码次数的增加而提高，但并不是单纯地增加次 数就好，到某个程度的次数之后接收质量的改善效果就会饱和。
(实施方式5)
在上述的实施方式中，示出了图6、图15和图16所示的结构作为图4中的多天线接收装置的信号处理单元309的结构，在本实施方式示出在分离
前(例如，在图6中的分离单元504的前级端)进行QR分解的方法。由此，能 够进一步削减电路规模。
以下说明其实施方法的一例。如上所述，在从多天线发送装置发送两个 调制信号，多天线接收装置用两个天线接收到时，式(l)的关系成立。这里， 将式(l)所示的式的矩阵表示为H。在QR分解中，使用单位(unitary)列Q获 得上三角矩阵R。此时，由下式表示R。
R = QH
厂H
0
n2
(式3)
然后，将矩阵Q的复数共轭转置矩阵QH与式(1)的接收信号进行乘法运 算，以下的关系式成立。
Z2乂
QWRx = Rrx。
(式4)
在图33中的QR分解单元3201进行上述的运算。图33中的QR分解单 元3201将调制信号A的信道变动估计信号501—A和502—A、调制信号B的 信号变动估计信号501—B和502一B、基带信号503—X、基带信号503—Y作为 输入，并进行QR分解，从而获得信号Z,(503_X—M)、信号Z2(503_Y—M)、 信号rn(501—A—M)、信号r12(501_B_M)、0(502—A—M)、以及信号r22(502_B—M), 并将它们输出。
使用图33中的QR分解后的信号501_A_M、 502—A—M、 501—B_M、 502_B—M、 503—X—M以及503—Y—M来代替图6、图15和图16所示的信号 处理单元中的信号501—A、 502—A、 501_B、 502—B、 503—X以及503—Y、从 而^f吏图6、图15和图17中的信号处理单元动作。
通过这样处理，由于式(4)的矩阵R为上三角矩阵，所以能够简化图6、 图15和图16中的信号点削减单元和软输出单元的运算，其结果能够削减电
51路规模。
但是，作为候补信号点的削减方法，优选使用在实施方式l、实施方式2 和实施方式3中i兌明过的方法。
接着，在图34中表示适用QR分解时的、与上述的结构不同的结构例。 图34所示的存储单元3303相当于图6、图15和图16中的存储单元508。
QR分解单元3301通过QR分解进行下式的变形。
么)
、zj
Tx。、
(式5)
存储单元3303存储式(5)中的Zi 、 Z2和矩阵Rx的值; QR分解单元3302通过QR分解进行下式的变形。
、zj
(式6)
存储单元3303存储式(6)中的Z， 、 Z2和矩阵RY的值。 其中，在式(5)和式(6)中，设Rxf(Txa, Txb)T、 RxY=(Txb, Txa)T。 然后，当在图6、图15和图16所示的信号点削减单元中利用调制信号B 的解码数据进行信号点削减时(即，削减调制信号A的候补信号点时)，提取 在存储单元3303中的关于式(5)的值(即，在图中的参考标号中附有"—R"的 信号)，进行信号点削减。然后，使用进行了削减后的候补信号点,获得调制信 号A的软输出。
而且，当利用调制信号A的解码数据进行信号点削减时(即，削减调制信 号B的候补信号点时)，提取在存储单元3303中的关于式(6)的值(即，在图中 的参考标号中附有"—S，，的信号)，进行信号点削减。然后，使用进行了削减 后的候补信号点,获得调制信号B的软输出。
通过这样处理，能够容易地获得各个调制信号的软输出，从而能够削减 电路规模。
如上所述，根据本实施方式，利用QR分解使式(1)的关系式变形之后再 进行分离处理和信号点削减处理，所以能够削减候补信号点的运算规模和软
52输出的运算规模。
另外，在本实施方式中以发送调制信号数为两个的情况为例进行了说明， 但是并不限于此。
另夕卜，在本实施方式中，对将QR分解适用于如实施方式1 ~ 3说明过的、 使用自调制信号以外的第i-1次迭代解码结果的一部分来削减自调制信号的 候补信号点，并基于进行了削减后的候补信号点与接收点之间的欧几里德距 离的平方对自调制信号进行解码的方法的情况进行了说明，但是本实施方式 所示出的通过QR分解的运算规模的削减方法可以广泛适用于使用自调制信 号以外的第i-1次迭代解码结果来削减自调制信号的候补信号点，并基于进 行了削减后的候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方来对自调制信 号进行解码的方法。
在图35表示可适用在本实施方式中说明过的通过QR分解的运算规模的 削减方法的、使用自调制信号以外的第i-l次迭代解码结果来削减自调制信 号的候补信号点，并基于进行了削减后的候补信号点与接收点之间的欧几里 德距离的平方对自调制信号进行解码的方法的处理步骤。
首先，使用第i-1次的调制信号B的所有的解码结果(b0，、 bl'、 b2，、 b3，) 进行用于调制信号A的信号点削减处理。而且，使用第i-l次的调制信号A 的所有的解码结果(b0，、 bl'、 b2，、 b3，)进行用于调制信号B的信号点削减处 理(图35(B))。
由此，用于调制信号A的候补信号点数为16个，而且用于调制信号B 的候补信号点数也为16个。然后，求用于调制信号A的候补信号点与接收 点之间的欧几里德距离的平方，并求用于调制信号B的候补信号点与接收信 号点之间的欧几里德距离的平方(图35(C))。然后，计算出调制信号A的软判 定值，并计算出调制信号B的软判定值(图35(D))。
另外，使用QR分解的场所并不限于本实施方式中所示的场所，只要利 用满足式(1 )所示的关系式的事实而进行信号处理，在任何场所都可以进行QR 分解。QR分解的使用本身并不影响本发明的本质，关键在于，在本实施方式 提出的是，在适当的场所进行QR分解，可以削减运算规模。另外，也可以 不使用QR分解而使用其它单位矩阵来进行变换。
(实施方式6)
在实施方式1~5中示出了使用自调制信号以外的调制信号的迭代解码
53结果(软判定结果)的一部分来削减自调制信号的候补信号点的方法，在本实施 方式中，示出使用自调制信号以外的调制信号的分离处理结果(硬判定结果) 的 一 部分来削减自调制信号的候补信号,&的方法。
在对与图6对应的部分标注相同的附图标号表示的图36中，表示本实施 方式的信号处理单元3500的结构例。以下以调制方式为16QAM的情况为例 进行说明。
分离单元504进行线性运算，例如对式(l)进行ZF或MMSE运算，从而 获得调制信号A的基带信号505—A和调制信号B的基带信号505一B。
硬判定单元3501—A通过将调制信号A的基带信号505—A作为输入，并 进行硬判定，从而获得调制信号A的4比特的数据3502—A。同样地，硬判定 单元3501—B通过将调制信号B的基带信号505—B作为输入，并进行硬判定， 从而获得调制信号B的4比特的数据3502—B。
延迟单元3503使所输入的各个信号延迟相当于分离单元504和硬判定单 元3501一A、 3501_B的处理时间量，并将进行了延迟的各个信号输出。
信号点削减单元512—XA、 512—YA、 514—XA和514—YA将调制信号B 的4比特的数据3502—B作为输入，与实施方式1同样地将4比特中的仅一部 分比特处理为决定比特，进行候补信号点的削减处理。
同样地，信号点削减单元516一XB、 516—YB、 518—XB和518—YB将调制 信号A的4比特的数据3502一A作为输入，与实施方式1同样地将4比特中 的仅一部分比特处理为决定比特，进行候补信号点的削减处理。
对于其它部分，进行与在图6中说明过的处理同样的处理。
如上所述，在本实施方式中，不是由迭代解码而是由利用了线性运算的 检波所获得的比特数据进行信号点削减，获得软输出。具体而言，使用自调 制信号以外的硬判定结果的一部分来削减候补信号点，基于候补信号点与接 收信号点求分支度量(branchmetric )并进行解码。由此，与仅通过线性运算 获得软输出的方法相比，能够得到高质量的软输出结果，能够"t是高纠错后的 数据的差错率特性。
在对与图36对应的部分标注相同的附图标号表示的图37中，表示本实 施方式的信号处理单元的其它的结构例。图36和图37的关系与在实施方式 1中说明过的图6和图16的关系同样。也就是"i兌，图37的结构为，通过有 效利用在硬判定单元3501—A和3501_B得到的数据3502—A和3502—B的否
54定值，能够削减信号点削减单元的电路规模的结构。因此，在图16中输入到
信号点削减单元512—XA、 512—YA、 516_XB和516_YB的数据为迭代解码结 果，相对于此，在图37的结构中除了输入到信号点削减单元512—XA、 512—YA、 516—XB和516_YB的数据是图37的情况下通过使用了线性运算进行检波而 获得的信号的硬判定结果的数据之外，进行与图16同样的处理，所以省略详 细"i兌明。
另外，不言而喻，在实施方式5中示出的QR分解也可以适用于本实施
方式的结构。
另夕卜，在本实施方式中，以调制方式为16QAM的情况为例进行了说明， 但是与实施方式l同样地并不限于此。另外，以发送天线数为两个、调制信 号数为两个、接收天线数为两个的情况为例进行了说明，当并不限于此。例 如，在发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的情况下， 也同样可以实施。例如，在将本实施方式的处理适用于以发送天线数为四个、 调制信号数为四个、接收天线数为四个的例子说明过的实施方式2中的情况 下，对图23中的分离单元2202的输出进行硬判定，使用其硬判定值进行与 在实施方式2中说明过的处理同样的信号点削减处理即可。对于其它的天线 数，基本上可通过进行与本实施方式同样的动作来对应。
另外，在本实施方式中以由分离单元504进行线性运算的情况为例进行 了说明，但是并不限于此，例如，对于使用了以MLD或削减了运算(电路) 规模的MLD为基本的检波方法等的结构，也同样可以实施。
本实施方式的要点在于，像在分离单元504和硬判定单元3501一A、 3501—B中的处理那样，通过进行检波和硬判定来估计接收比特，并使用其结 果进行信号点削减，获得软值并进行解码。
因此，也可以适用于通过非专利文献4和非专利文献5中所记载的、利 用了排序和部分比特判定的似然判定方法来估计接收比特，并使用其结果进 行信号点削减，获得软值并进行解码的方法。
也就是说，本实施方式的结构和方法可以广泛适用于通过硬判定估计接 收比特，进而使用其硬判定值生成软值的方法。
(实施方式7)
在本实施方式中，说明组合实施方式1和实施方式3的候补信号点生成 方法，从而能够兼顾差错率特性的提高和装置结构的简化的候补信号点生成
55方法。
在本实施方式中，作为一例，说明在图4中的多天线接收装置300的信号处理单元309采用图16所示的结构时的、候补信号点的生成方法。
图38表示在调制方式为16QAM情况下的、在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。在以下的说明中，设由解码单元528—A的、在时刻t、第i-l次的解码获得的调制信号A的估计比特为(a0，， al，， a2，， a3，)，并设由解码单元528—B获得的调制信号B的估计比特为(bO'， bl，， b2，， b3，)。
首先，信号处理单元1500求a0，的否定值naO，(在aO，=l时naO，=0,在aO，=0时na0，4)、 al'的否定值nal'、 a21，的否定值na2，、 a3'的否定值na3，、 bO，的否定值nbO'、 bl'的否定值nbl，、 b2，的否定值nb2，以及b3，的否定值nb3，(图38(A))。
另外，在调制信号A的估计比特(aO'， al，,a2，,a3，)中,根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的比特(图38(E))。这里，设最不确定的比特为a3，。同样地，在调制信号B的估计比特(b0，， M，,b2，,b3，)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的比特(图38(E))。这里，设最不确定的比特为b0，。
下面说明由信号点削减单元512—XA和512—YA进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本实施方式中，基于时刻t、第i-l次的调制信号B的结果，求候补信号点。
具体说明如下。首先，与实施方式l同样地，基于时刻t、第i-l次的调制信号B的结果，将调制信号B的数据决定为(bO，， bl，， b2，， b3，)、 (nbO'，bl，， b2，， b3，)、 (b0'， nbl'， b2，， b3，)、 (b0，， bl'， nb2，， b3，)、以及(bO,,bl，， b2，， nb3，)的五组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、 al、 a2、 a3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，求
(a0、 al、 a2、 a3, b0、 M、 b2、 b3)=
(O,O,O,O,bO',bl，,b2，，b3')、 (O，O,0,1 ，b0，,b 1，，b2',b3')、 (0,0,1,0,bO'，bl，,b2，,b3，)、(0,0，1，1,b0，,bl，，b2',b3，)、 (0,1,0，0,b0，,bl，，b2',b3，)、 (0,1，0，1，b0',bl，,b2',b3')、(0,1，1,0，b0',bl'，b2'.b3')、 (0,1，U,b0',bl',b2',b3')、 (1,0，0,0，b0'，bl',b2'，b3')、(1，0,0,1,b0，,bl，,b2，，b3，)， (1,0,1,0,b0，,bl'，b2，，b3，)、 (1，0,U，b0，，bl，,b2，,b3，)、
56(U,0,0,bO，,M，,b2，,b3，)、 (U,0,l,bO，,M，,b2，,b3，)、 (1,1,1,0,bO，,M，,b2，,b3，)、(U,l,l,b0，,bl，,b2，，b3，)、
(0，0,0，1,nbO，，bl，,b2,，b3，)、 (0,0,1，0,nbO，,bl，,b2',b3，)、
(0，0,0,0,nb0，，br,b2'，b3')、(0，0,1,1，nb0，，bl，，b2'，b3，)、(0,1,1，0,11旨,1)1，山2，山3,),(1,0,0,1,nbO，,br,b2，,b3')、(1,1,0,0,nb0',bl，,b2，,b3，)、(1，1,1，1，nb0，，br,b2',b3，)、(0,0,0,0,b0，，nbl',b2',b3，)、(0，0，1，,b0，,nbr，b2，，b3')、(0,1,1，0,bO'，nbl，,b2',b3，)、(1,0,0,1,b0',nbl，,b2，,b3')、(U，0,0,b0，,nbl，,b2，,b3')、(1,1,1,1,b0，,nbl',b2，,b3，)、(0,0,0,0,b0，，br,nb2，,b3')、(0,0,1，1，b0，,br,nb2，，b3')、(0,1，1，0，b0',bl，,nb2',b3')、(1,0，(),1,b0',br,nb2'，b3')、(1,1,0,0,bO，,M，,nb2，,b3')、(U，U,bO，,br,nb2，,b3，)、(0,0,0,0,bO',bl，,b2，,nb3，)、(0,0，U，bO，,br,b2',nb3，)、(0,1,1，0，bO，，bl'，b2，，nb3')、(1,0,0，1，b0',br，b2'，nb3，)、(U,0,0，b0',br，b2，,nb3，)、(1,1,1,1，b0，,bl，,b2',nb3')
(0，1，0，0,nb0',bl'，b2，，b3')、(0，1，1，1,nb0，,bl，，b2，，b3，)、(1,0,1,0,nbO'，br,b2，,b3')、(1,1,0，1,nb0，,bl，,b2，,b3，)、
(0,0,0,1,b0，,油r，b2',b3，)、(0,1，0'0,b0，,nbr，b2'，b3，)，(O，l,l,!,bO',nbl，,b2，,b3，)、(1,0,1,0,b0',nbl，,b2',b3，)、(U,0,l,b0',nbr,b2，,b3，)、
(0,0,0,1,b0',bl，,nb2'，b3，),(0,1,0,0，bO，,br,nb2，,b3，)、(0,U，l,b0'，br,nb2，，b3')、(1,0,1，0，b0',br,nb2，,b3')、(1,1,0，1，b0',bl，,nb2',b3，)、
(0,0,0,1，b0，,bl，,b2',nb3')、(0,1,0,0,bO，,br，b2，,nb3')、(0,1，U,b0，,bl，,b2，,nb3')、(1，0,1，0,bO'，bl',b2，,nb3')、(U,0,l，b0'，bl，,b2',nb3')、
(0，1,0,1，nb0',bl',b2',b3，)、(1，0，0,0，nbO，,bl，,b2，，b3')、(1,0,U,nbO，,bl，,b2，，b3，)、(1，1,1,0,nb0，,bl，,b2，,b3，)、
(0,0，1,0，b0，,nbl',b2',b3')、(0，1,0，1，bO'，nM'，b2',b3'),(1,0,0，0，b0',nbl，,b2，,b3，)、(1,0,U,bO',nbl，,b2，,b3')、(1,1,1,0，bO，,nbl，,b2'，b3，)、
(0,0,1，0，bO，,bl，，nb2'，b3'),(0,1,0,1,bO，,bl',nb2，，b3')、(1,0,0,0,b0'，bl，,nb2',b3')、(1,0,1，1，bO',M',nb2',b3，)、(U,l,0，b0,，br,nb2，,b3，)、
(0,0,1,0,b0',bl',b2，,nb3，)、(0,1，0,1,bO，,bl，,b2，,nb3，)、(1,0,0,0,bO',br,b2',nb3')、(1,0,U,b0，,bl',b2',nb3'),(1,1,1，0，b0，,br,b2'，nb3，)，
的共80个候补信号点。另外，在本例中，考虑到运算规模和接收质量等，设否定值为b3，的1比特。
另外，除了这80点的候补信号点，还通过以下决定方法的组合求候补信号点在(b0，， bl，， b2，， b3，)中只将1比特设为不确定的(nb0，， bl'， b2，，b3，)、 (b0，， nbl'， b2，， b3，)、 (b0，, bl,, nb2，， b3，)、 (MT， bl，, b2，, nb3，)的四组的调制信号B的决定方法，以及基于各个比特的对数似然比决定的调
制信号B的似然性最低的比特为b0，的事实，进而将调制信号B的似然性最低的1比特的bO，设为不确定的决定方法。
因此，通过将否定值nb0，用于b0'，从而相当于追加决定(nb0，， nbl，，b2，， b3，)、 (nb0'， bl'， nb2，， b3，)、 (nbO，， bl，， b2，， nb3，)的三组的候补信号点作为调制信号B的数据。因此，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、 al、 a2、 a3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，追加地求
b2、 b3)=
(0,0,0,1,nb0，,nbl，,b2，,b3，)、 (0，0,1,0,nb0，，nbl，,b2，,b3，)、(0，1,0,0，nb0',nbl',b2，,b3，)、(0，1，U,nb0，，nbl'，b2，,b3')、(1,0，1，0,nb0',nbl，,b2',b3，)、(U,0,l,nbO，,nbr,b2，,b3')、
(a0、 al、 a2、 a3、 b0、 bl(0,0,0,0，nbO',nbl',b2，，b3')(0,0，1，1，nbO，,nbl',b2',b3，)(0,1，1,0,nbO'，nbl'，b2',b3')(1，0,0,1,nbO',nbl',b2，，b3')(1,1，0,0,nb0'，nbr,b2，,b3，)
(1,1,1,1,nbO，,nbl，,b2，,b3，)(0,0,0,0，nb0，,bl，,nb2，,b3，)(0,0,U,nbO',bl，，nb2'，b3')(0,1，1,0,nbO，,bl，，nb2，，b3，)(1,0,0,1 ，nbO'，bl，,nb2，，b3')(U,0,0，nbO',bl，,nb2',b3，)(1，1,1，1,nbO，,bl，,nb2，,b3，)(0，0,0,0，nbO,，br，b2，,nb3，)(0,0,U,nb0，,bl',b2，,nb3，)(0,U，0,nb0，，bl，，b2，，nb3，)(1，0,0,1，nbO，，br，b2'，nb3，)(1,1,0,0,nb0',bl',b2',nb3，)
(0,1,0,1，nbO，，nbl，，b2，,b3')、(1,0,0,0，nbO，，nbl，,b2，,b3')、(1,0,1，1,nbO，，nbl，,b2,，b3')、(1,1，1，0，nb0，,nbl',b2，,b3')、
(0,0,0,1,nbO',bl，,nb2',b3，)、(0,1，0，0,nbO，,M，,nb2，,b3，)、(0,U，l，nb0',bl'，nb2'，b3')、(1,0、1,0，nbO',br,nb2',b3')、(1，1，0,1,nb0，，bl'，nb2',b3，)、
(0，0,0,1,nbO',bl，,b2，，nb3')、(0,1,0,0,nb0，,bl，,b2，,nb3，)、(0,1,1，1,nbO，，bl，,b2，,nb3')、(1,0,1,0,nb0',bl，,b2，，nb3，)、(1,1，0,1,nbO，,br,b2，,nb3,)、
(0,0,1,0，nbO，,bl，，nb2，,b3，)、(0,1,0，1,nb0，,bl，，nb2，,b3')、(1,0,0,0,nb0，，bl，，nb2，,b3')、(1,0，1,1，nbO',bl'，nb2'，b3')、(1，U，0,nb0，,br,nb2,，b3，)、
(0,0,1 ，0,nbO',bl，，b2'，nb3，)、(0,1,0,1,nb0，,bl，,b2，,nb3，)、(1,0,0,0,nbO，,br,b2，,nb3,)、(1,0，1,1,nb0，,bl，,b2',nb3')、(1，1，1,0,nb0，,bl',b2，，nb3，)、
(U,l，l,nbO，，br,b2，，nb3')的共48个候补信号点。也就是说，由信号点削减单元512一XA和512一YA，求80+48=128点的候补信号点(图38(B))。
同样地，说明在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的信号点削减方法。在本实施方式中，基于时刻t、第i-l次的调制信号A的结果，求候补信号点。
具体说明如下。首先，与实施方式l同样地，基于时刻t、第i-l次的调
制信号A的结果，将调制信号A的数据决定为(a0，， al'， a2，， a3，)、 (na0，，al'， a2，， a3，)、 (a0，， nal，， a2，， a3，)、 (a0'， al，， na2，， a3，)、以及(a0，， al,，a2，， na3，)的五组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据b0、 bl、 b2、 b3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，求
(a0、 al、 a2、 a3、 b0、 bl、 b2、 b3)=(a0',al'，a2'，a3'，0，0，0，0)、 (a0，，al',a2，，a3',0,0,0，l)'(a0''al',a2'.a3'，0，0，l，l)、 (a0，,al'，a2，，a3，，0，1,0,0)、(a0，,al',a2',a3'，0，1,1,0)、 (a0，，al，,a2，，a3',0,1，1,1)、(aO，,al',a2，,a3，, 1,0,0,1)、 (aO，,al，，a2',a3', 1 ，0,1,0)、Ca0，,ar，a2，,a3，,1，1,0，0)、 (a0，,ar,a2'，a3，，1，1,0,1)、(aO，,ar,a2，,a3，,1，1,1,1)、
(na0,，ar，a2，,a3,,0,0,0,1)、 (natr'ar'aS^aS,,0,0,1,0)、(naO'，ar,a2',a3,，0，1，0,0)、 (na0，，al',a2，，a3，,0,1,0,1)、(naO',a 1' ,a2',a3 ， ,0,1,1,1 )、 (naO' ,al ，,a2，,a3', 1,0,0,0)、(na0，,ar,a2，，a3，，1,0,1,0)、 (na0，,al，,a2'，a3，,1,0,1,1)、(na0，,ar，a2,，a3',1，1,0,1)、 (na0，,al，,a2'，a3，,1,1,1,0)、
(a0，al，,a2，,a3，，o，o，i,o)、
(a0,al，,a2，，a3，,O，l，O,l)、
(a0,al，,a2，,a3，,1,0,0,0)、
(aO.,al，,a2',a3',l，O,l,l)、
(a0,al，，a",a3，,U,i,o)、
(na0',al',a2',a3',0，0，0，0)、(na0，,ar,a2，，a3，,0，0,1,1)、(naO',al，,a2',a3',0,1,1,0)、(na0，，ar,a2',a3，，1,0,0,1)、(naO，,al，,a2，,a3，，1,1,0,0)、(naO，,al，,a2，,a3，,1，1,1,1)、(a0，，nal',a2，,a3，，0，0,0,0)、(aO，,nal，，a2，，a3，，0，0，1,1)、(aO',nar'a2'，a3',0,1,1,0)、(aO',nal',a2，,a3,，1，0,0，1)、00，,nal，，a2，,a3，,U,0，0)、
(aO',nal，，a2',a3'，l,l，U)、(a0，,al，,na2',a3，,0,0,0,0)、(aO，，al，,na2，,a3',0，0,1,1)、
(aO',al'，na2'，a3，,1,0，0，1),(a0，,al，,na2，,a3'，1,1，0,0)、
(a0，,al，,na2',a3，,0，0,0,1(a0'，al，,na2',a3，,0,1，0,0(aO,，ar，na2',a3，,0,1，1,1(a0，,al'，na2'，a3'，1,0,1,0(a0',al，,na2',a3',1,1,0，1
(a0,a2，,a3,0,0,0,1)、(aO，,nal，,a2，,a3,0,0,1,0)、
(a0,nar,a2，,a3，o,i，o，o)、(aO，,nal,a2，,a3,0,1,0,1)、
(a0拜l'，a2',a3,O,l,l，l)、(aO'，nal，a2，,a3,1,0,0,0)、
(a0,nal',a2',a3,1,0， 1,0)、(aO，,nal,a2'，a3,l,O，U)、
(a0,nal',a2，,a3,U，O,l)、(a0',nal，，a2',a3,l,U,O)、
(a0',al，，na2，,a3，,0,0,1,0)、(a0，,al，,na2',a3，,0,1,0,1)、(a0，,al',na2，,a3，,1,0,0,0)、
(aO，,ar,na2',a3',l,0,U)、(a0',ar,na2，,a3',1,1,1,0)、(aO'，al'，na2',a3',U，U)、
(a0，,al，，a2'，na3',0,0,0,0)、 (a0，,al，,a2，,na3',0,0,0,1)、 (a0',al，,a2，,na3，,0,0,1,0)、 (a0，,ar，a2，,na3,，0,0，1,1)、 (aO，,al',a2',na3，,0,1,0，0)、 (a0，,al，,a2'，na3，，0,1,0，1)、 (aO，，ar，a2，,na3，，0,1,1，0)、 (a0，,al,，a2，,na3，,0,1,1,1)、 (a0，，al，,a2，,na3，，1，0,0,0)、 (a0，,al',a2',na3',1,0,0,1)、 (a0，,al，,a2，,na3，,1,0，1,0)、 (a0，,al',a2，,na3，，1,0,1,1)、 (a0，,ar,a2，,na3，,1,1，0,0)、 (a0，，al，，a2'，na3',1,1,0，1)、 (a0',al，,a2，,na3'，1,1,1,0)、 (a0',ar，a2',na3-，1,1，1，1) 的共80个候补信号点。
另外，除了这80点的候补信号点，还通过以下决定方法的组合求候补信 号点在(aO,， al'， a2，， a3，)中只将1比特设为不确定的(naO，， al'， a2，， a3，)、 (aO'， nal，， a2，， a3，)、 (a0，， al，， na2，， a3，)、 (a0，， al，， a2，， na3，)的四纟且 的调制信号A的决定方法，以及基于对数似然比的比较，调制信号A的似然 性最低的比特为a3'的事实，进而将调制信号A的似然性最低的1比特的A3， 设为不确定的决定方法。
因此，追加i也决定(na0，， al,， a2，， na3,)、 (aO'， nal，, a2，， na3，)、 (aO，, al，， na2，， na3，)的三组的候补信号点作为调制信号A的数据。因此，由于时 刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据bO、 bl、 b2、 M未决定，所以 作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，追加地求 (a0、 al、 a2、 a3、 b0、 bl、 b2、 b3)=
(na0',ar,a2'，na3'，0,0,0,0)、 (na0'，al'，a2，,na3',0，0，0，1)、 (naO，,al，,a2，，na3，,0,0,1 ，0)、
(na0',al，,a2',na3',0,1，0,0)、 (na0，,ar,a2，,na3，,0，l,l,l)' (na0，,ar，a2，，na3，,1,0,1,0)、 (naO，,al，,a2，,na3，,1,1，0,1)、
(naO',al，,a2'，na3，,0,0,1，1)、 (na0',ar,a2',na3，,0，l,l,0)' (na0，,al'，a2，,na3，,1,0,0,1)、 (na0，，al，,a2，,na3，,1， 1,0,0)、 (naO，,al',a2，,na3，,1,1,1,1)、 (aO，，nal，,a2，,na3，，0,0，0，0)、 (aCr,nal，,a2'，na3'，0，0，l,r)、 (a0',nal'，a2'，na3',0，1,1,0)、 (a0，,nal，,a2',na3',1,0,0,1)、 (aO',nar,a2,，na3，,1，1，0,0)、 (aO，,nal，,a2'，na3，,1,1,1,1)、
(naO',al',a2'，na3',0,1，0,1)、 (naO，,al，,a2，,na3',1,0，0,0)、 (na0，,al，,a2，,na3，,1,0,1,1)、 (naO，,al，,a2，,na3，,U，1,0)、
(a0，，nal，,a2',na3',0，0,0,1)、 (aO'，nar,a2'，na3，,0,1，0,0)、 (aO'，nal，，a2'，na3，,0,1,1,1)、 (a0，,nar,a2,，na3，,1,0,1,0)、 (a0，,nal，,a2'，na3，,1,1，0,1)、
(a0，,nal，,a2，,na3，,0,0,1,0)、 (a0',nal，,a2',na3',0,1，0,1)、 (a0',nal，,a2',na3，,1,0,0,0)、 (a0',nal',a2，,na3，,1,0,1,1)、 (a0，，nal，,a2，,na3，,1,1,1，0).(a0，，al，,na2'，na3'，0,0，0，0)、 (a0，,ar，na2',na3'，0,0，0,1)、 (a0，,al，,na2',na3，,0,0，1,0)、
(aO'，ar,na2'，na3',0,0，l,l)' (aO，,a，,na2，,na3，，0,1,0，0)、 (aO',al，，na2'，na3',0,1，0,1)、
(a0',al'，na2',na3'，0,1,1，0)、 (a0，,al',na2，,na3，,0，1，1,1)、 (a0，，ar,na2'，na3'，1,0,0,0)、
(aO，,al，,na2，,na3，, 1,0,0,1 )、 (aO，,al，，na2，,na3', 1,0,1,0)、 (aO，,al，,na2，,na3，, 1,0,1,1 )、
(a0，,al',na2，,na3，,1,1,0,0)、 (a0，,al',na2',na3,,1,1,0,1)、 (a0，,al，,na2，,na3，,1,1，1,0)、
(aO，,al，,na2，,na3，,l,l,U)的共48个候补信号点。也就是说，由信号点削减单元516—XB和516—YB,求80+48=128点的候补信号点(图38(B))。
然后，与实施方式l同样地，通过软输出单元520—A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元524—B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方(图38(C))。然后，通过软输出单元520—A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524—B计算调制信号B的软判定值(图38(D))。
本实施方式的优点在于，与在实施方式1中选择了 2比特作为不确定比特的情况相比，本实施方式的求候补信号点的方法能够减少候补信号点数，而与在实施方式1中选择了1比特作为不确定比特的情况相比，能够提高接收质量。
也就是说，根据本实施方式，通过组合了实施方式1和实施方式3的候补信号点的生成方法，能够抑制候补信号点数的增加并改善接收质量。
另外，组合实施方式1和实施方式3的候补信号点的生成方法的方式，
并不限于在本实施方式中"^兌明过的方式。
另外，在本实施方式中说明了在迭代解码时的候补信号点的生成方法(也就是说，信号点削减处理)，但是，本实施方式的信号点削减处理也可以适用于像实施方式6那样基于分离、检波后的调制信号生成候补信号点的方法。此时，基于对各个比特求出的例如平方欧几里德距离与噪声方差，来定义各个比特的似、然即可。
另外，发送天线数，接收天线数以及调制信号数并不限于本实施方式的
(实施方式8)
在实施方式6中，示出了使用自调制信号以外的调制信号的分离处理结果(硬判定结果)的一部分来削减自调制信号的候补点的事实，在本实施方式中
61详细说明与实施方式6相比能够进一步提高接收质量的软值的生成方法。
在对与图6和图36对应的部分标注相同的附图标号表示的图39中，表 示本实施方式的信号处理单元3800的结构例。以下以调制方式为16QAM的 情况为例进行说明。
MLD单元3801通过对式(l)进行非专利文献2和3所示的MLD处理， 求候补信号点与接收点之间的欧几里德距离，并输出欧几里德距离信息信号 3802。
硬判定单元3501将欧几里德距离信息信号3802作为输入，Jf进朽^更判 定，从而获得调制信号A的4比特的数据3502—A以及调制信号B的4比特 的数据3502—B。
软值生成单元3803将欧几里德距离信息信号3802作为输入，例如使用 非专利文献6所述的Max-log(最大对数)近似对每个比特计算软值，从而输出 调制信号A的MLD中的软值3804—A以及调制信号B的MLD中的软值 3804一B。关于细节，可以参照非专利文献7。
延迟单元3503使所输入的各个信号延迟与MLD单元3801和硬判定单 元3501的处理时间相应的时间，并将进行了延迟后的各个信号输出。
信号点削减单元512—XA、 5]2—YA、 514—XA和514—YA将调制信号B 的4比特的数据3502_B作为输入，与实施方式1同样地将4比特中的仅一部 分比特处理为决定比特，从而进行候补信号点的削减处理。
同样地，信号点削减单元516—XB、 516—YB、 518—XB和518—YB将调制 信号A的4比特的数据3502—A作为输入，与实施方式1同样地将4比特中 的仅一部分比特处理为决定比特，进行候补信号点的削减处理。另外，也可 以像实施方式5中说明的那样，决定4比特并进行候补信号点处理。
软值生成单元3805—A将第一软判定值信号521—A和第二软判定值信号 523—A作为输入，输出调制信号A的通过信号点削减进行检波而得到的软值 3806—A。同样地，软值生成单元3805—B将第一软判定值信号525—B和第二 软判定值信号527—B作为输入，输出调制信号B的通过信号点削减进行检波 而得到的软值3806—B。
软值合成单元3807—A通过将调制信号A的MLD中的软值3804—A以及 调制信号A的通过信号点削减进行检波而得到的软值3806—A作为输入，并 例如在对数轴卑对它们进行加法运算，从而输出调制信号A的软值3808—A。
62同样地，软值合成单元3807—B通过将调制信号B的MLD中的软值3804一B以及调制信号B的通过信号点削减进行检波而得到的软值3806_B作为输入，并例如在对数轴上对它们进行加法运算，从而输出调制信号B的软值3 808_B 。
通过这样处理，与实施方式6相比，将通过不同的检波(换言之，不同的判定方法)生成的软值进行合成，从而能够获得由检波产生的分集增益，其结果能够改善接收质量。
在对图6、图36和图39对应的部分标注相同的附图标号表示的图40中，表示信号处理单元的其它结构例。图39和图40的关系与在实施方式1中说明过的图6和图16的关系同样。也就是说，图40中的信号处理单元3900的结构为，通过有效利用在硬判定单元3501得到的数据3502—A和3502—B的否定值，能够削减信号点削减单元的电路规模的结构。对于该否定值，既可以由硬判定单元3501计算，也可以由信号点削减单元计算。由于在实施方式1中已经说明了否定值的计算方法以及使用该否定值的信号点削减方法，所以这里省略其说明。
在图16中输入到信号点削減单元512—XA、 512—YA、 516—XB和516_YB的数据为迭代解码结果，相对于此，在图40的结构中除了输入到信号点削减单元512—XA、 512—YA、 516_XB和516—YB的数据是通过使用了线性运算进行检波所获得的信号的硬判定结果的数据之外，与图16为同样的结构。
软值合成单元3807—A通过将软值521一A以及调制信号A的MLD中的软值3804—A作为输入，并例如在对^:轴上对它们进行加法运算，从而输出调制信号A的软值3808—A。同样地，软值合成单元3807—B通过将软值525—B以及调制信号B的MLD中的软值3804—B作为输入，并例如在对数轴上对它们进行加法运算，从而输出调制信号B的软值3808—B。
通过这样处理，与实施方式6相比，将通过不同的检波而生成的软值进行合成，从而能够获得通过检波产生的分集增益，其结果能够改善接收质量。
另外，不言而喻，在实施方式5中示出的QR分解也可以适用于本实施方式的结构。例如，在MLD单元3801的前面插入图33所示的QR分解单元3201,并将延迟单元3503置换为图34所示的结构即可。但是，需要将图34的存储单元3303置换为延迟单元。另外，采用了这样的结构时，设置在MLD单元3801的前面的QR分解单元与取代延迟单元3503而设置的QR分解单元中的一方可以与另一方共用。
63另夕卜，在本实施方式中，以调制方式为16QAM的情况为例进行了说明，
但是与实施方式l同样地并不限于此。另外，以发送天线数为两个、调制信 号数为两个、接收天线数为两个的情况为例进行了说明，当并不限于此。例 如，在发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的情况下， 也同样可以实施。例如，在将本实施方式的处理适用于以发送天线数为四个、
调制信号数为四个、接收天线数为四个的例子说明过的实施方式2的情况下， 在图23中，通过分离单元2202的分离处理上采用MLD来生成MLD中的第 一软值，并且基于通过MLD求出的判定值进行信号点削减来求第二软值， 合成这些第一和第二软值，由此同样地可以实施。
作为此时的信号点的削减方法的一例，可以考虑在实施方式2中说明过 的方法。另外，在图23中基于由解码单元2210—A-2210—D获得的解码结果 进行了信号点削减，但是在适用本实施方式的处理时的与图23不同之处在 于，基于通过MLD求出的判定值进行信号点削减。
本实施方式的要点在于，合成通过MLD求出的第一软值与第二软值并 进行解码，所述第二软值为通过基于MLD的判定结果进行候补信号点的削 减，并使用进行了削减后的候补信号点而求出的软值。
另外，进一步扩展来考虑时，本实施方式的特征在于，合成通过两种不 同的检波方法生成的软值，并进行解码。通过这样处理，能够得到通过^^波 产生的分集增益，从而能够提高接收质量。本实施方式描述了如下一例使 用第一软值生成方法和第二软值生成方法，合成通过互不相同的方法生成出 的软值并进行解码，从而改善接收质量，所述第一软值生成方法使用通常的 MLD生成第一软值，而所述第二软值生成方法使用MLD并以与第一软值不 同的方法生成第二软值。
(实施方式9)
在实施方式8中说明了如图39和图40所示在信号处理单元中使用了 MLD的情况，在本实施方式中详细说明适用使用了 QR分解的MLD(削减了 电路规模的MLD)的情况。
如上所述，在从多天线发送装置发送两个调制信号，多天线接收装置用 两个天线接收到时，式(l)的关系成立。这里，将式(l)所示的式的矩阵表示为 H。在QR分解中，使用单位列Q获得上三角矩阵R。此时，由上述式(3)表 示上三角矩阵R。另外，将矩阵Q的复数共轭转置矩阵QH与式(1)的接收信号进行乘法运算，则上述式(4)的关系式成立。
图41表示使用了 QR分解的MLD的结构的一例。在图41中，对于进 行与图33相同动作的部分附上相同的附图标号。图41中的QR分解单元3201 通过将调制信号A的信道变动估计信号501—A和502—A、调制信号B的信号 变动估计信号501_B和502一B、基带信号503_X、基带信号503—Y作为输入， 并进行QR分解，从而获得信号Zi(503一X—M)、信号Z2(503_Y_M)、信号 r"(501一A—M)、信号r12(501—B—M)、 0(502—A一M)、以及信号r22(502—B—M)， 并将它们输出。
第一级(stage)软值计算单元4001将信号Z2(503—Y_M)、 0(502—A—M) 和信号r22(502一B一M)作为输入，从信号r22(502—B一M)计算候补信号点，并求 信号Z2(503—Y—M)与候补信号点之间的距离。由此，为了削减在第二级软值 计算单元4003中的运算规模，进行候补信号点的收缩。例如，在调制方式为 16QAM时，存在16个候补信号点，第一级软值计算单元4001将第二级软值 计算单元4003的计算对象的候补信号点例如收缩为8点，从而削减第二级软 值计算单元4003的运算量。
作为这种方法，有非专利文献8所述的方法和球形解码(sphere decoding, 例如，泰照非专利文献9)等。不进行候补信号点的收缩的MLD，如实施方式 8所述。
这样，第一级软值计算单元4001计算信号4002,并将其输出到第二级 软值计算单元4003,所述信号4002为关于相对于作为对象的候补信号点的 欧几里德距离的信息以及对象候#卜信号点的信息的信号。
在非专利文献8中，根据各个调制信号的接收功率，更换QR分解的方 法(例如，在式(5)或式(6)中的行的替换)，在本实施方式中也可以适用上述操 作。
例如，在调制信号A的接收功率大于调制信号B的接收功率的情况下， 进行式(5)的QR分解，而在调制信号A的接收功率小于调制信号B的接收功 率的情况下，进行式(6)的QR分解。然后，计算第一级软值和第二级软值即可。
另外，作为收缩候补信号点的其它方法，也可以利用非专利文献4和非 专利文献5所述的16QAM、 64QAM的部分比特判定方法。
第二级软值计算单元4003将信号Z《503—X—M)、信号ru(501_A_M)、信号r12(501—B—M)和信号4002作为输入，使用信号和1"12计算属于进行了收 缩的候补信号点的候补信号点，求该候补信号点与信号Z,之间的欧几里德距 离，并将其输出作为欧几里德距离信息信号4004。
在本实施方式中，提出通过将在实施方式6中说明过的图36和图37的 分离单元504置换为图41所示的结构来生成软值，并进行解码的方法。另外， 还提出通过将在实施方式9中说明过的图39和图40的MLD3801置换为图 41所示的结构来生成软值，并进行解码的方法。由此，与通过使用了QR分 解的MLD单独生成软值的情况相比，能够改善接收质量，并与通过通常的 MLD生成软值的情况相比，能够削减运算规模。
另外，不言而喻，在实施方式5中示出的QR分解也可以适用于本实施 方式的结构。例如，将延迟单元3503置换为图34所示的结构即可。但是， 需要将图34中的存储单元3303置换为延迟单元。另外，采用了这样的结构 时，图41的QR分解单元与取代延迟单元3503而设置的QR分解单元中的 一方可以与另一方共享。
另夕卜，在本实施方式中，以调制方式为16QAM的情况为例进行了说明' 但是与实施方式l同样地并不限于此。另外，以发送天线数为两个、调制信 号数为两个、接收天线数为两个的情况为例进行了说明，当并不限于此。例 如，在发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的情况下，
在图23中，分离单元2202的分离处理上采用使用了 QR分解的MLD,基于 通过使用了 QR分解的MLD求出的判定值进行信号点削减，同样地可以实施。
另外，不言而喻，在本实施方式中说明过的使用了 QR分解的MLD也 可以适用于在实施方式8说明过的结构。也就是说，也可以通过使用了 QR 分解的MLD求软值，并使用该软值进行信号点削减来求软值，合成这些软 值。通过这样处理，能够进一步改善接收质量。作为此时的信号点的削减方 法的一例，可以考虑在实施方式2中说明过的方法。另外，在图23中，基于 由解码单元2210—A~2210_D获得的解码结果进行了信号点削减，但是与图 23不同之处在于，在适用本实施方式的处理时，基于通过使用了QR分解的 MLD求出的判定值进行信号点削减。
(实施方式10)在本实施方式中，详细说明在实施方式1至9说明过的接收装置中，能 够应对通信对方重发数据的情况的接收装置的结构。另外，在本实施方式中， 以在终端安装有在实施方式1至9中说明过的接收装置，而且其通信对方为
基站的情况为例进行说明。
图42表示本实施方式中的基站所发送的信号的帧结构的一例。如图42 所示，调制信号A和调制信号B使用相同的频带在相同时间被复用发送。但 是，控制信息码元4104不被复用发送。
在图42中，信道估计码元4101A和4104B为用于在终端的接收装置估 计传播变动(信道变动)的码元。数据码元4]02A和4102B为用于数据的发送 的码元。CRC(Cyclic Redundancy Check,循环冗余校验)4103A和4103B为用 于终端的接收装置判定在数据中是否发生了差错的码元，终端在判断出数据 中发生了差错时，请求基站重发数据。控制信息码元4104为用于发送控制信 息的码元，所述控制信息例如为数据码元的调制方式的信息、以及表示是否 为重发数据的信息等。
图43表示本实施方式中的基站的结构的一例，对与图2对应的部分标注
相同标号。
基站4200将由接收天线4201接收到的接收信号4202输入到接收单元 4203。接收单元4203对接收信号4202进行解调和解码等规定的接收处理， 从而获得接收数据4204。
重发请求检测单元4205提取接收信号42(H所包含的重发请求信息4206 并将其输出。
数据积蓄单元4207A积蓄数据TA以用于重发，并输出积蓄数据4208A。 同样地，数据积蓄单元4207B积蓄数据TB以用于重发，并输出积蓄数据 4208B。
数据选择单元4209A将数据TA、积蓄数据4208A和重发请求信息4206 作为输入，在重发请求信息4206为不表示重发的信息时选择数据TA，在重 发请求信息4206为表示重发的信息时选择积蓄数据4208A，并将选择出的数 据输出作为发送数据IOI一A。
同样地，数据选择单元4209B将数据TB、积蓄数据4208B和重发请求 信息4206作为输入，在重发请求信息4206为不表示重发的信息时选择数据 TB，在重发请求信息4206为表示重发的信息时选择积蓄数据4208B,并将选择出的数据输出作为发送数据101—B。
帧结构信号生成单元109将重发请求信息4206作为输入，基于它来决定 调制方式和编码方式。帧结构信号生成单元109将决定的调制方式和编码方 式的信息输出到编码单元102_A、 102—B和调制单元104_A、 104一B作为帧 结构信号110。编码单元102一A、 102_B和调制单元104—A、 104—B中的调制 方式和编码方式基于帧结构信号110而被控制。另外，帧结构信号110被发 送到终端，终端中的解调方式和解码方式基于帧结构信号IIO而被控制。
终端的接收装置的整体结构如图4所示。在图44表示与图4的信号处理 单元309对应的、本实施方式的信号处理单元的详细结构。在图44,对于与 图6对应的部分附上与图6相同的附图标号。在图44中的要点在于，追加了 第一软值积蓄单元4301_A、4301_B、以及第二软值积蓄单元4303—A、4303_B。
第一软值积蓄单元4301—A积蓄软值507—A,并输出第一积蓄软值 4302—A。同样地，第一软值积蓄单元4301—B积蓄软值507_B,并输出第一 积蓄软值4302—B。
第二软值积蓄单元4303_八和4303—B积蓄迭代解码中的软值。这里，一 般而言，迭代解码的次数为有限次数。第二软值积蓄单元WO3—A积蓄迭代 解码次数为最后一次的软值521_A，并将其输出作为第二积蓄软值43(M—A。 同样地，第二软值积蓄单元4303_B积蓄迭代解码次数为最后一次的软值 521J3，并将其输出作为第二积蓄软值4304—B。
解码单元528—A和528—B基于在控制信息4305中所包含的重发请求信 息切换解码动作。
具体说明如下。在控制信息4305中表示接收数据不是重发数据时，解码 单元528—A进行与在实施方式1至9说明过的解码动作同样的解码动作。与 此相对，在控制信息4305中表示接收数据是重发数据时，而且在第一次检波 时的解码中，解码单元528_A使用软值507_A和第 一积蓄软值4302—A进行 解码。而且，在迭代解码时，使用软值521—A和第二积蓄软值4304—A进行 解码。
这样，通过将在上一次接收时的最后 一次的迭代解码所获得的软值 4304—A用于重发接收时的解码(即与重发信号合成)，能够提高在重发接收时 的迭代解码的收敛速度，从而能够以较少的迭代次数获得差错率特性良好的 接收数字数据529—A。
68同样地，在控制信息4305中指示接收数据不是重发数据时，解码单元 528—B进行与在实施方式1至9说明过的解码动作同样的解码动作。与此相 对，在控制信息4305中表示接收数据是重发数据时，而且在第一次检波时的 解码中，解码单元528_B使用软值507—B和第一积蓄软值4302—B进行解码。 而且，在迭代解码时，使用软值521一B和第二积蓄软值4304—B进行解码。
这样，通过将在上一次接收时的最后一次的迭代解码所获得的软值 4304—B用于重发接收时的解码(即与重发信号合成)，能够提高在重发接收时 的迭代解码的收敛速度，从而能够以较少的迭代次数获得差错率特性良好的 接收数字数据529一B。
图45表示终端的发送装置的结构的一例。差错判定单元4402A通过将 解码数据4401A(相当于图44中的529一A)作为输入，并基于解码数据4401A 中所包含的CRC进行奇偶校验来检测解码数据4401A有无差错，并输出有 无差错信息4403A。同样地，差错判定单元4402B通过将解码数据4401B(相 当于图44中的529一B)作为输入，并基于解码数据4401A中所包含的CRC进 行奇偶校验来检测解码数据4401B有无差错，并输出有无差错信息4403B。
重发请求单元4404将有无差错信息4403A和4403B作为输入，在存在 差错时输出表示需要重发请求的信息，而在不存在差错时输出表示无需重发 的信息，作为重发请求信息4405。
数据生成单元4407通过将数据4406和重发请求信息4405作为输入，对 它们进行调制，并配置在帧中的规定位置，从而生成调制信号4408,并将其 输出。发送单元4409通过对调制信号4408进行频带限制、变频和放大等规 定的无线处理来获得发送信号4410,并将其输出到天线4411。
在图46表示由图45的发送装置发送的、终端的发送信号的帧结构例。 信道估计码元4501为用于基站的接收装置估计传播变动(信道变动)的码元， 数据码元4502为用于传输数据的数据码元，重发请求信息码元4503为用于 传输重发信息的码元。
图47表示基站与终端之间的通信流程的一例。如图47的<1〉所示，基 站通过调制信号A发送数据1A,通过调制信号B发送数据1B。终端接收该 调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码数据中未发生差错，所以如<2> 所示，终端不进行重发请求。
接着，如<3>所示，基站通过调制信号A发送数据2A，通过调制信号B将其解码。在本例中，由于在解码数据 中发生了差错，所以如<4>所示，终端进行重发请求。
接着，如<5>所示，基站通过调制信号A重发数据2A，通过调制信号B 重发数据2B。另外，在重发时，也可以从上一次发送时即<3>时改变调制方 式、交织图案以及调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调 制信号和从在<3>中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。在本例中， 由于在解码数据中未发生差错，所以如<6〉所示，终端不进行重发请求。
接着，如<7>所示，基站通过调制信号A发送数据3A,通过调制信号B 发送数据3B。终端接收该调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码数据 中发生了差错，所以如<8>所示，终端进行重发请求。
接着，如<9>所示，基站通过调制信号A重发数据3A，通过调制信号B 重发数据3B。另外，在重发时，也可以从上一次发送时即<7>时改变调制方 式、交织图案以及调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调 制信号和从在<7>中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。在本例中，
由于在解码数据中发生了差错，所以如<10>所示，终端再次进行重发请求。
接着，如<11〉所示，基站通过调制信号A重发数据3A，通过调制信号 B重发数据3B。另外，在该重发时，也可以从上上次发送时即<7>时以及从 上一次发送时即<9〉时改变调制方式、交织图案以及调制方式的信号点配置等 传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<7>和<9>中发送过的调制信号 中已经获得的软值进行解码。
这样，在重发时，终端例如基于在图47中的<5>中重发的调制信号的接 收信号和在<3>中发送的调制信号的接收信号，进行解码。具体而言，对从在 <3>中发送的调制信号中获得的对数似然和从在<5>中重发的调制信号获得 的对数似然进行加法运算即可。
在本实施方式的接收装置中，重发之前所发送的调制信号的对数似然(即 在<3〉发送了的调制信号的对数似然)被积蓄在图44所示的第一软值积蓄单 元4301—A、 4301—B中和第二软值积蓄单元4303—A、 4303—B中，所重发的 调制信号的对数似然(即在<5>重发了的调制信号的对数似然)被从在图44所 示的软输出单元506—A、 506—B、 520—A和524—B输出。
在对与图44对应的部分标注相同的附图标号表示的图48中，表示本实 施方式的信号处理单元的其它的结构例。与图44中的信号处理单元4300相
70比，图48中的信号处理单元4700省略了在第一和第二软值积蓄单元4301—A、 4301—B、 4303—A和4303—B中的第一软值积蓄单元4301—A和4301一B,仅包 括第二软值积蓄单元4303_A和4303一B。
第二软值积蓄单元4303—A和4303一B具有与图44中说明过的功能同样 的功能。也就是说，第二软值积蓄单元4303_A和4303—B积蓄迭代解码中的 软值。这里， 一般而言，迭代解码的次数为有限次数。第二软值积蓄单元 4303一A积蓄迭代解码次数为最后一次的软值521_A,并将其输出作为第二积 蓄软值4304—A。同样地，第二软值积蓄单元4303一B积蓄迭代解码次数为最 后一次的软值521—B，并将其输出作为第二积蓄软值4304_B。
解码单元528一A和528—B基于在控制信息4305中所包含的重发请求信 息切换解码动作。
具体说明如下。在控制信息4305为表示接收数据不是重发数据的信息 时，解码单元528—A进行与在实施方式1至9说明过的解码动作同样的解码 动作。与此相对，在控制信息4305为表示接收数据是重发数据的信息时，在 第一次检波时的解码中，解码单元528—B使用软值507_A和第二积蓄软值 4304—A进行解码。而且，在迭代解码时，使用软值521_A和第二积蓄软值 4304一A进行解码。
同样地，在控制信息4305为表示接收数据不是重发数据的信息时，解码 单元528一B进行与在实施方式1至9说明过的解码动作同样的解码动作。与 此相对，在控制信息4305为表示接收数据是重发数据的信息时，在第一次检 波时的解码中，解码单元528—B使用软值507JB和第二积蓄软值43(M_B进 行解码。而且，在迭代解码时，使用软值521—B和第二积蓄软值4304_B进 行解码。
这样，根据图48所示的结构，由于不需要第一软值积蓄单元，所以与图 44所示的结构相比，能够削减电路规模。但是，采用图48所示的结构时， 分离单元504可以进行MLD或削减了运算规模的MLD的检波，也就是可以 进行以下检波，即，不进行线性运算地求候补信号点的检波。由此，能够使 积蓄在第二软值积蓄单元4303_A、 4303—B中的软值4304—A、 4304—B与从 软输出单元506—A、 506—B输出的软值507—A、 507_B的动态范围一致，能 够适当地进行在解码单元528_A、 528—B中的解码处理。例如，如果通过分 离单元504进行ZF和MMSE等线性运算，由于积蓄在第二软值积蓄单无
714303—A、 4303—B中的数据不是通过进行线性运算(例如，ZF和MMSE)求出 的数据，因此动态范围不一致，难以进行解码处理。
在对与图2和图43对应的部分标注相同的附图标号表示的图49中，表 示本实施方式的基站的其它结构例。比较图49所示的基站4800与图43所示 的基站4200，它们的重发方法不同。
编码单元102一A通过将发送数据10匕A和顿结构信号IIO作为输入，并 基于由帧结构信号110指定的编码方法进行编码，从而获得编码数据4801_八。 编码单元102JB也同样获得编码数据4801_B。
删截单元4802—A通过对编码数据4801—A进行删截处理，从而获得奇偶 校验序列4803一A和信息序列4804一A,并将它们输出。删截单元4802JB也 同样获得奇偶校-睑序列4803—B和信息序列4804JB,并将它们输出。
数据积蓄单元4805_A积蓄奇偶校验序列4803_A，并输出积蓄数据 4806—A。数据积蓄单元4805—B积蓄奇偶校验序列4803_B，并输出积蓄数据 4806 B。
数据选择单元4807—A将信息序列4804_A、积蓄数据4806—A和重发请 求信息4206作为输入，在重发请求信息4206为不表示重发的信息时选择信 息序列4804—A,在重发请求信息4206为表示重发的信息时选择积蓄数据 4806—A，并将选择出的数据输出作为选择数据4808一A。同样地，数据选择单 元4807一B将信息序列4804—B、积蓄数据4806—B和重发请求信息4206作为 输入，在重发请求信息4206为不表示重发的信息时选择信息序列4804—B， 在重发请求信息4206为表示重发的信息时选择积蓄数据4806—B,并将选择 出的数据输出作为选择数据4808一B。
图50表示在如图49所示地构成基站时的基站与终端之间的通信流程的 一例。如图50的<1>所示，基站通过调制信号A发送数据1A，通过调制信 号B发送数据1B。终端接收该调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码 数据中未发生差错，所以如<2>所示，终端不进行重发请求。
接着，如<3>所示，基站通过调制信号A发送数据2A,通过调制信号B 发送数据2B。终端接收该调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码数据 中发生了差错，所以如<4>所示，终端进行重发请求。
接着，如<5〉所示，基站通过调制信号A重发数据2A，，即数据2A的奇 偶校验序列，通过调制信号B重发数据2B，，即数据2B的奇偶校验序列。另外，在重发时，也可以从上一次发送时即<3>时改变调制方式、交织图案以及 调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<3〉 中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。在本例中，由于在解码数 据中未发生差错，所以如<6>所示，终端不进行重发请求。
接着，如<7>所示，基站通过调制信号A发送数据3A,通过调制信号B 发送数据3B。终端接收该调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码数据 中发生了差错，所以如<8〉所示，终端进行重发请求。
接着，如<9>所示，基站通过调制信号A重发数据3A',即数据3A的奇 偶校验序列，通过调制信号B重发数据3B，，即数据3B的奇偶校验序列。另 外，在重发时，也可以从上一次发送时即<7>时改变调制方式、交织图案以及 调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<7> 中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。在本例中，由于在解码数 据中发生了差错，所以如<10>所示，终端再次进行重发请求。
接着，如<11>所示，基站通过调制信号A重发数据3A,通过调制信号 B重发数据3B。另外，在该重发时，也可以从上上次发送时即<7>时以及从 上一次发送时即<9>时改变调制方式、交织图案以及调制方式的信号点配置等 传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<7>和<9〉中发送的调制信号中 已经获得的软值，进行解码。
这样，在重发时，终端例如基于在图50的<5>中重发的调制信号的接收 信号和在<3>中发送的调制信号的接收信号，进行解码。具体而言，将从在<3〉 中发送的调制信号所获得的对数似然和从在<5>中重发的调制信号所获得的 对数似然重新排列，以便能够解码，其后进行解码而获得解码数据。
在本实施方式的接收装置中，重发之前所发送的调制信号的对数似然(即 在图50中的<3>发送了的调制信号的对数似然)被积蓄在图44所示的第一软 值积蓄单元4301一A、 430I_B中和第二软值积蓄单元4303—A、 4303—B中， 所重发的调制信号的对数似然(即在图中的<5>重发了的调制信号的对数似然) 被从在图44所示的软输出单元506一A、 506—B、 520_A和524—B输出。
如上所述，根据本实施方式，在实现实施方式1至9说明过的迭代解码 的接收装置中，通过设置:软输出单元(软值计算单元)520—A和520—B,从接 收信号和进行了削减后的候补信号点计算软值；积蓄单元4303_A和4303_B, 积蓄从迭代的最后级的候补信号点和接收信号点求出的软值；解码单元
73528— A和528—B,在重发信号的解码时，使用积蓄在积蓄单元4303—A和 4303一B中的软值和在接收到重发信号时所获得的软值进行解码，从而在重发 的接收时，能够以较少的迭代次数获得差错率特性良好的接收数字数据
529— A和529—B。 (实施方式11)
在本实施方式中示出将实施方式1 ~ IO说明过的信号点削减方法适用于 使用了 soft值(软值)的迭代检波，并说明其适用方法。通过将在实施方式1 10说明过的信号点削减方法适用于使用了软值的迭代;险波，能够削减在使用 了软值的迭代检波中的运算规模，并且能够改善接收质量。
(l)outer soft-in / soft-out decoder(外部软值输入/输出解码器)和对数似
然比
在图51表示本实施方式的NtXNr空间复用MIMO系统的结构。在图51 中，图51A表示发送装置的示意结构，图51B表示接收从图51A所示的发送 装置发送的信号的接收装置的示意结构。
图51A所示的发送装置，通过将信息矢量z由编码单元(outer encoder, 外部检测器)5001进行编码来获得编码比特矢量u，，并通过由交织单元 (11)5002进行交织处理来获得交织后的编码比特矢量u-(u,,， uNt)。其中， u「(um, ' ， uiM)， M表示每一个码元的发送比特数。
将发送矢量表示为s=(s,，， sNt)「，并将从发送天线射发送的发送信号 表示为Sfmap(u0时，将发送能量归一化后的值就表示为E{|Si|2}=Es/Nt(Es 为每个信道的总能量)。
如图5IB所示，接收装置包括检测器(MIMO detector, MIMO检测 器)5011、解交织器(1T1)5012、解码器(outer soft-in/soft-out decoder,外部软值 输入/输出解码器)5013、以及交织器(1—1)5014。
假设由接收装置接收的接收矢量为y=(y,，， yNr)T，则接收矢量y由下 式表示。
<formula>formula see original document page 74</formula>■(式7)
另外，在式(7)中，H为信道矩阵，n-(n,， . . ■ ， nNr)T，为噪声矢量，rii为平均值0、方差a2的i丄d.复数高斯噪声(complex Gauss noise )。
由于发送码元与接收码元之间存在多维高斯分布的关系，所以可由下式 表示关于接收矢量的概率p(y|u)。
P(y I u) = 7-1 w exP
2cr
1 y-Hs(u)
(式8)
这里，考虑如图51B所示的、接收装置包括MIMO检测器5011和外部 软值输入/输出解码器5013,进行迭代解码的情况。由下式(9)、 (lO)和(ll) 表示在图51B中的对数似然比的矢量(L-value)(例如，参见非专利文献10、非 专利文献11和非专利文献12)。
"W,)-("仏)'."，"wJ)- ■.(式10)
~) = 1， = +1). ■.(式ll)
(2)迭代检波的概要
这里，说明Nt x Nr空间复用MIMO系统中的MIMO信号的迭代检波-如下式定义xmn的对数似然比。
丄(ly)=1/("m"=+1iy). ■.(式12)
基于贝叶斯公理(Bayesian principles),可由下式表示式(12)。<formula>formula see original document page 76</formula>
其中，设U咖，±1 = {u|llmn=±l}。这里，例如，如非专利文献13、非专利
文献14和非专利文献15所述，如果使用下式对式(13)进行近似，
<formula>formula see original document page 76</formula>
则可将式(13)近似为下式。
<formula>formula see original document page 76</formula>
由下式表示式(15)中的P(UIU加)和ln P(ll|Umn)。
<formula>formula see original document page 76</formula>In尸(u 1
》 - ln/% )
其中,
W ,"'g"("仏)))
(式17)
另外，可由下式表示由式(8)定义的式的对数概率,
见
1
ln尸(y I u) =-^^Inp;z"(j卜 z
2 2cr'
y—Hs(u)
(式18)
因jt匕，基于式(13)和式(18),在MAP(Maximum A nosteriori Propability, 最大事后概率)或APP(APosteriori Probability,后验概率)中，由下式表示后验 的L-value(参见非专利文献10)。
"w画I y) = in
'■ ■(式19)
以下将使用式(19)的迭代4企波称为"迭代APP解码"。
77从式(15)和式(18)，利用了 Max-log近似(参见非专利文献16)的对数似然 比(max-logAPP)中的后验的L-value(参见非专利文献13和14)如下式表示。
Uy)，x,Wu，y，"u))}-"x,(u，y，Z(u)》.■ (式20)
y(u,y,"u)) = _;y—Hs(U)|2 + 2:in,(w,,) ■ . (式21)
2cr "
以下将使用式(20)和式(21)的迭代检波称为"迭代Max-log APP解码"。 通过从式(19)或式(20)减去事先输入，能够求迭代^f企波所需的外部信息。 (3)本实施方式的迭代解码
这里，详细说明使用了候补信号点削减方法的、本实施方式的迭代解码 (迭代近似Max-log APP解码)方法。
如式(19)、式(20)以及非专利文献10至12可知，在迭代APP解码和迭 代Max-log APP解码中，运算规模变得非常大。其主要原因为，如果发送信 号数或调制阶数增大，则候补信号点数增多，所以在式(19)和式(20)中的用于 计算ll |12的项的运算规模就增大。
在本实施方式中，提出能够削减其运算规模的迭代解码方法。在本实施 方式中，为了削减运算规模，基于max-log求对数似然。以下，详细说明通 过削减在式(19)和式(20)中的候补信号点来实现运算规模的削减的、本实施方 式的迭代近似Max-log APP解码。
这里，以s^(s、， .. ， s、t)T表示在第k-1次的解码得到的估计发送矢 量，并以uAi-(u、，， uAiM)表示估计发送信号sAi的估计码字。
可以如下生成发送信号Sq的对数似然比。首先，从干扰信号的估计发送
信号s'、的估计码字u -(u p…，uArM) (r-q)的M(N「1)个序列中，选择oc 个(cc《M(Nt-l))估计序列，并将其作为在迭代解码中的前级估计出的值即已 知序列。这里，如果设a个估计序列的选择方法为5，可由下式表示5。
78^"口,…，fr蕭'十1—丄■(式22)
然后，在千扰信道中，将上述选^r出的a个估计序列以外的M(N厂1)-cc个序列作为未知序列，将该未知序列和期望信道的序列 一起作为候补信号 点。
然后，才艮据式(20)、式(21)和式(22),生成在第k次的解码中的对数似然 比。具体而言，由下式表示对数似然比。
"w,ly),^^Wivil,y)卜(，x,iA(ivil'yl■ ■ ■(式23)
j —，丄
2cr
+ ■ (式24)
本实施方式的外部软值输入/输出解码器5013使用式(23)和式(24)进行 迭代解码(也就是迭代近似Max-log APP解码)。
如上所述，根据本实施方式，利用前级的解码结果削减了候补信号点， 所以与以往的迭代Max-log APP解码相比，能够相应地削减运算规模。
(实施方式12)
在图52表示本实施方式的信号处理单元309，的结构例。信号处理单元 309，作为图4中的信号处理单元309被使用。
信号处理单元309，包括分离单元504，、存储单元520，、信号点削减单元 510,—A、 511，—A、 510，—B、 511，—B、软输出单元506，—A、 506，_B、以及解码 单元508^A、 508，一B。另外，这里以调制信号A和调制信号B的调制方式为 QPSK的情况为例进行说明。
分离单元504，通过将调制信号A的信道变动估计信号501，—A(图4中的 306^A)和502，—A(图4中的308_A)、调制信号B的信道变动估计信号 501，—B(图4中的306—B)和502，_8(图4中的308_B)、基带信号503，—X(图4 中的304_乂)和基带信号503，_丫(图4中的304—Y)作为输入，并根据式(l)的关 系式，进行j吏用ZF(Zero Forcing,)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法
79的检波，从而获得调制信号A的估计基带信号505，一A和调制信号B的估计
基带信号505'_B。
为了吸收迭代解码所需的时间的延迟部分，存储单元520，预先存储信道 变动信号501，—A、 501，—B、 502，—A、 502,—B、基带信号503，—X以及503，—Y, 并在需要时输出它们。
信号点削减单元510，一A从存储单元520，输入调制信号A的信道变动估 计信号501，_八(即，式(l)中的hll(t))、调制信号B的信道变动估计信号 501，—B(即,式(l)中的hl2(t))，并从解码单元508，—B输入调制信号B的解码 数据509，一B。实际上，在正在进行第i次的迭代动作的情况下，作为调制信 号B的解码数据509，一B，将由解码单元508，一B在第i-l次的解码获得的、 时刻t的调制信号B的解码数据作为输入。如图52所示，其它信号点削减单 元511，一A、 510，—B和511，一B也只是所输入的信号不同、作为对象的信号不 同而已，基本上进行与信号点削减单元510，—A同样的处理。因此，以下主要 说明信号点削减单元510，—A的处理作为代表。
在图53表示可从调制信号A的信道变动估计信号501，一A和调制信号B 的信道变动估计信号501，一B求得的候补信号点在同相I-正交Q平面上的位 置与接收信号点的位置。如图53所示，在调制信号A和调制信号B的调制 方式为QPSK的情况下，存在16点的候补信号点60r 616，。在图中，接收 信号点600，表示接收信号点 ，也就是基带信号503，—X。在图53中，还表示 与信号点对应的比特配置。如果将通过调制信号A所发送的2比特设为a0 和al、并将通过调制信号B所发送的2比特设为bO和bl,在图53中将它们 的对应关系表示为(调制信号A、调制信号B)-(aO、 al、 b0、 bl)。
这里，如果像图53所示那样求所有候补信号点(16点)与接收信号点600， 之间的欧几里德距离的平方，并检测出距离最短的候补信号点，则运算规模 会增大。这里说明调制方式为QPSK的情况，但是，调制方式的调制阶数越 大，或者增加发送天线数而所发送的调制信号数越多，则运算规访莫的增大就 越显著。信号点削减单元510，—A、 511，—A、 510，_B、和511，—B确实地削减 实际上不必要的候补信号点，从而能够抑制差错率特性的降低，并能够省略 所有的候补信号点(16点)601'-616，与接收信号点600，之间的欧几里德距离 的平方的计算。也就是说，信号点削减单元510，—A、 511，—A、 510，_B、和 511， B,进行兼顾运算规模的降低与差错率特性的提高的候补信号点的削减处理。
具体说明信号点削减单元510，—A的信号点削减处理。
这里，假设在解码单元508，一B中的在第i-l次的解码获得的时刻t的调 制信号B的解码数据为(bO, bl)=(0，0)。如图54所示，信号点削减单元510，—A 基于该(bO， bl)气O,O)的数据，求在图53所示的16个候补信号点中的(bO, bl一(O,O)的四个信号点。
该处理可以说是，使用对于自调制信号(在上述的说明的情况下为调制信 号A)以外的调制信号(在上述的说明的情况下为调制信号B)判定完毕的数据， 来削减关于自调制信号的候补信号点。另外，在本实施方式的信号点削减处 理中重要的特征为，使用判定完毕的其它调制信号的数据来直接求四个信号 点，而不是先求16个信号点之后再收缩为四个。由此，能够削减信号点削减 处理所需的运算规模，并实现确实的信号点削减。
信号点削减单元510，一A输出这四个候补信号点的信息作为候补信号点 信号512，—A。
接着说明软输出单元506，—A和506，JB。另外，由于除了作为处理对象 的信号不同之外，软输出单元506，一A和软输出单元506，—B的结构和动作相 同，因此以下主要说明软输出单元506，—A的结构和动作。
软输出单元506，—A(506，_B)求由信号点削减单元510，—A和 511，—A(510'—B和511，—B)削减了的候补信号点512，—A和513，—A(512，_B和 513^B)与接收信号503，一X和503，一Y的接收信号点之间的信号点距离作为第 一信号点距离。进而，软输出单元506，—A(506，—B)求使用由解码单元508^A 和508，_B判定出的结果求出的判定结果信号点与上述进行了削减后的候补 信号点512，一A和513，—A(512，—B和513，—B)之间的信号点距离作为第二信号 点距离，并基于这些第一信号点距离和第二信号点距离，获得关于自调制信 号点的数字数据。
在图55表示软输出单元506，—A的具体结构例。软输出单元506，—A包 括迭代解码时软判定单元801，、首次解码时软判定单元802，以及信号选择单 元803，。迭代解码时软判定单元801，将候补信号点信号512'—A、 513，—A、基 带信号503，—X、 503，—Y、调制信号A的解码数据509，_A、以及调制信号B 的解码数据509，一B作为输入，输出迭代解码时的调制信号A的分支度量804'。
首次解码时软判定单元802，将调制信号A的估计基带信号505'—A作为
81输入，输出首次解码时的调制信号A的分支度量805，。
信号选择单元803，将迭代解码时的调制信号A的分支度量804，和首次解 码时的调制信号A的分支度量805，作为输入，选择其中的一方，并将其输出 作为调制信号A的分支度量507'—A。
在图56表示迭代解码时软判定单元801，的具体结构例。迭代解码时软 判定单元801'包括接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算 单元901，—X和901，—Y、暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离 运算单元903，一X和903，_Y、以及加法单元905，。
接着说明软输出单元506^A和506，一B的详细动作。这里，说明调制信 号A的软输出动作，即软输出单元506，_A的动作。另外，对于调制信号B 即软输出单元506，一B的动作而言，其与软输出单元506，一A的动作同样，所 以省略其"i兌明。
(第一次软输出)
软输出单元506，—A由首次解码时软判定单元802，(图55)进行第一次软输 出处理。也就是说，在第一次软输出时，软输出单元506，_A将调制信号A 的估计基带信号505，_A输入到首次解码时软判定单元802，。在图57表示估 计基带信号505，—A的同相I-正交Q平面上的状态例。在图57中'IOOI，表 示接收信号点，也就是调制信号A的估计基带信号505，—A。 1002，表示QPSK 的信号点与比特配置之间的关系，该信号点1002，的坐标在接收装置中是已知 的。
首次解码时软判定单元802，求接收信号点IOOI，与QPSK的各个信号点 1002，之间的欧几里德距离的平方,也就是图57中的Da
、Da
、Da[1,0] 和Da[l,l]。然后，首次解码时软判定单元802，输出这四个值作为首次解码时 的调制信号A的分支度量805'。然后，从信号选择单元803，输出该调制信号 A的软分支度量805，作为调制信号A的软判定值507'—A。
(第二次以后的软输出)
软输出单元506^A由迭代解码时软判定单元801，(图55)进行第二次软输 出处理。如图56所示，迭代解码时软判定单元801，将基带信号503，—X和候 补信号点信号512，—A输入到接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德 距离运算单元901，一X。
如图54所示，接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元901'—X求在调制信号A的比特(a0、 al)=(0， O)时的候补信号点与接收信号 点之间的平方欧几里德距离Xa[O， O]、在调制信号A的比特(aO、 al)=(0, 1) 时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离Xa[O， l]、在调制信 号A的比特(aO、 al)=(l, O)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里 德距离Xa[l, O]、以及在调制信号A的比特(aO、 al)=(l, l)时的候补信号点 与接收信号点之间的平方欧几里德距离Xa[l, 1],并输出它们作为第一分支 度量信号902，—X。
暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903，一X将 候补信号点信号512，一A、调制信号A的解调数据509，_A、以及调制信号B 的解调数据509，—B作为输入。在图58表示在同相I-正交Q平面上的候补信 号点与暂定的信号点的关系。设第i一1次、时刻t的调制信号B的解码结果 为(bO， bl)=(0, 0)。此时，601，、 606，、 611，和616，为候补信号点。进而，设 第i-l次、时刻t的调制信号A的解码结果为(aO， al)=(l， 0)。此时，暂定信 号点决定为606'的一点。
暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903，—X这 样决定暂定信号点606',并求暂定信号点606，与各个候补信号点60r、 606，、 611，和616，之间的平方欧几里德距离。也就是说，暂定信号点与候补信号点 之间的平方欧几里德距离运算单元903，一X求在调制信号A的比特(a0、 al)=(0, O)时的候补信号点601，与暂定信号点606，之间的平方欧几里德距离 Ya[O， 0]、在调制信号A的比特(a0、 al)=(0， l)时的候补信号点611，与暂定 信号点606，之间的平方欧几里德距离Ya[O， l]、在调制信号A的比特(a0、 al)=(l, O)时的候补信号点606，与暂定信号点606，之间的平方欧几里德距离 Ya[l， 0]、以及在调制信号A的比特(a0、 al)=(l, l)时的候补信号点616，与 暂定信号点606，之间的平方欧几里德距离Ya[l， 1],并输出它们作为第二分 支度量信号904，—X。
接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元901，—Y将 基带信号503，_Y和候补信号点信号513，_A作为输入，通过与上述的接收信 号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元901，—X同样的动作，求 第一分支度量信号902，一Y。
暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903，_Y将 候补信号点信号513，一A、调制信号A的解调数据509，—A和调制信号B的解调数据509，—B作为输入，通过与上述的暂定信号点与候补信号点之间的平方 欧几里德距离运算单元903，—X同样的动作，求第二分支度量信号904，—Y。
加法单元905，将第一分支度量信号902，—X、 902，—Y以及第二分支度量 信号904，—X、 904，—Y作为输入，提取在第一分支度量信号902，—X、 902，—Y 以及第二分支度量信号904，—X、904，一Y中的与调制信号A的比特(aO，al)二(O，
0) 对应的分支度量并对其进行加法运算，从而求调制信号A的比特(aO, al"(O，O)的分支度量。同样地，加法单元905，求调制信号A的比特(a0， al)=(0，
1) 、 (1， O)和(l， l)的分支度量。然后，加法单元905，输出这些分支度量作为 迭代次数第i次的时刻t的调制信号A的分支度量信号804，。
以上说明了调制信号A的软输出单元506，—A，调制信号B的软输出单 元506，一B也通过同样的结构及进行动作，求调制信号B的分支度量。
解码单元508，_A将调制信号A的软判定值507，_A作为输入，例如通过 计算对数似然比并进行解码，输出调制信号A的解码数据509，一A。同样地， 解码单元508，—B将调制信号B的软判定值507，一B作为输入，例如通过计算 对数似然比并进行解码，输出调制信号B的解码数据509，—B。
这里，重要的是，在软输出单元506，—A和506，—B中，不仅使用进行了 削减后的各个候补信号点与接收点之间的信号点距离，还使用进行了削减后 的各个候补信号点与暂定信号点之间的信号点距离求分支度量，所述暂定信 号点为使用第i-l次迭代解码的结果而暂定的信号点。由此，能够提高由解 码单元508，一A和508，一B最终获得的解码数据509，_A和509，_B的差错率特 性。
如上所述，根据本实施方式，设置了判定单元(软输出单元506，_A和 506，_B)，基于有关复用了多个调制信号的信号的多个候补信号点与接收信号 的信号点之间的信号点距离，对调制信号进行判定；解码单元(508，—A和 508，—B),使用由判定单元(软输出单元506，_A和506:B)获得的判定结果， 获得调制信号的数字数据；以及信号点削减单元(510，一A、 511，—A、 510，—B和 511'—B)，递归地使用由解码单元(508，一A和508'—B)获得的数字数据，削减在 判定单元(软输出单元506，—A和506，一B)中使用的候补信号点的数量。在这样 的结构的基础上，根据本实施方式，在判定单元(软输出单元506，—A和506，—B) 中，基于第一信号点距离和第二信号点距离对调制信号进行判定，所述第一 信号点距离为由信号点削减单元(510，—A、 511，—A、 510，—B和511，—B)削减后
84的各个候补信号点与接收信号的信号点之间的信号点距离，所达第二信号点
距离为由信号点削减单元(510，—A、 511，—A、 510^B和511，—B)削减后的各个 候补信号点与递归地使用由解码单元(508，—A和508，—B)获得的数字数据而暂 定的暂定信号点之间的信号点距离。
由此，判定单元(软输出单元506，_A和506，—B)基于由信号点削减单元 (510'—A、 511'_A、 510，—B和511，—B)削减后的候补信号点与接收点之间的信 号点距离对调制信号进行判定，所以与计算所有的候补信号点与接收点之间 的信号点距离的情况相比，能够显著地削减运算规才莫。另外，判定单元(软输 出单元506，_A和506，一B)除了使用第 一信号点距离，还使用第二信号点距离 对调制信号进行判定，所以与仅使用第一信号点距离对调制信号进行判定的 情况相比，能够减少判定错误，所述第一信号点距离为由信号点削减单元 (510，—A、 511，—A、 510，—B和511，—B)削减后的各个候补信号点与接收点之间 的信号点距离，所述第二信号点距离为由信号点削减单元(510，一A、 511，一A、 510，一B和511，一B)削减后的各个候补信号点与递归地使用由解码单元(508，一A 和5 08， —B)获得的数字数据而暂定的暂定信号点之间的信号点距离。
另夕卜，在上述的实施方式中，说明了如图56所示构成了迭代解码时软判 定单元801，的情况，但是，迭代解码时软判定单元的结构并不限于图56所示 的结构。在对与图56对应的部分附上相同的附图标号表示的图59中，表示 迭代解码时软判定单元801，的其它结构例。图59所示的迭代解码时软判定单 元的分支度量的计算方法与图56所示的迭代解码时软判定单元不同。
具体说明如下。与图56所示的迭代解码时软判定单元801，相比，图59 所示的迭代解码时软判定单元801，中设置了接收信号点与暂定信号点之间的 平方欧几里德距离运算单元1101，—X和1101，_Y,以^M戈暂定信号点与^f'美补 信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903，—X和903，一Y。
接收信号点与暂定信号点之间的平方欧几里德距离运算单元1101，—X将 基带信号503，—X、候补信号点512，—X、调制信号A的解码数据509，_A、以 及调制信号B的解码数据509，_B作为输入。
在图60表示在同相I-正交Q平面上的候补信号点、暂定的信号点与接 收信号点之间的位置关系。如果设第i-l次、时刻t的调制信号B的解码结 果为(b0, bl)=(0， 0)，并设第i-l次、时刻t的调制信号A的解码结果为(aO， al)=(l， 0),则暂定信号点为606，。
85接收信号点与暂定信号点之间的平方欧几里德距离运算单元nor—X这 样决定暂定信号点606，，并求暂定信号点606，与接收信号点600，之间的平方
欧几里德距离CT2。此时，可以使C72与噪声方差的估计值近似。因此，接收
信号点与暂定信号点之间的平方欧几里德距离运算单元iior—x输出 一作为
噪声方差信号1102，一X。
除法单元1103，X将第一分支度量信号902，一X和噪声方差估计信号 1102，一X作为输入，将各个分支度量除以噪声方差。也就是说，除法单元 1103，—X求Xa[O, 0]/ a2、 Xa[O, 1]/ a2、 Xa[l, 0]/ cj2和Xa[1， 1]/ cr2, 并输出它们作为进行了除法运算后的第一分支度量信号1104，一X。
同样地，除法单元1103，—Y输出进行了除法运算后的第一分支度量信号 1104，—Y。
相加单元1105，通过将进行了除法运算后的第一分支度量信号1104，一X 和1104，—Y作为输入，对进行了除法运算后的第一分支度量信号1104，—X的 相当于(al， aO"(O, O)的分支度量与进行了除法运算后的第一分支度量信号 1104，—Y的相当于(al ， a0一(0， O)的分支度量进行加法运算，从而求(al, a0)=(0, O)的分支度量。同样地，求(a0， al一(O， 1)、 (1, O)和(l， l)的分支度量。然 后，加法单元1105，输出这些分支度量作为迭代次数第i次、时刻t的调制信 号A的分支度量信号804'。
在图61表示迭代解码时软判定单元801，的其它结构例。对与图56对应 的部分附上相同的附图标号表示的图61中的迭代解码时软判定单元801，包括 积分器1401，。积分器1401'将第一分支度量902，—X、 902，—Y作为输入。
这里
将在调制信号A的比特(a0、 al)=(0， O)时的候补信号点与接收信号点之 间的平方欧几里德距离设为Xa[O, 0]、
将在调制信号A的比特(a0、 al)=(0, l)时的候补信号点与接收信号点之 间的平方欧几里德距离设为Xa[O， l]、
将在调制信号A的比特(a0、 al)=(l, O)时的候补信号点与接收信号点之 间的平方欧几里德距离设为Xa[l， 0]、以及
将在调制信号A的比特(a0、 al)=(l， l)时的候补信号点与接收信号点之 间的平方欧几里德距离设为Xa[l, l]。
积分器1401，通过从迭代次数第0次开始直到第K次为止对调制信号A的比特(a0、 al)=(0， O)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距 离Xa[O, O]进行积分，从而获得在调制信号A的比特(a0、 al)=(0, O)时的积 分值。积分器1401，对调制信号A的比特(aO， al)=(0， 1)、 (1， O)和(l， l)也 进行同样的积分处理，并输出所求出的积分值作为第一分支度量1402，。加法 单元卯5，对相对应的分支度量进行加法运算，输出加法运算的结果作为调制 信号A的分支度量信号804'。
另外，在本实施方式中说明了发送天线数为两个、接收天线数为两个的 多天线系统的情况，但是本发明并不限于此，可以广泛适用于发送天线数为 两个以上、接收天线数为两个以上、发送调制信号为两个以上的情况。
另外，在本发明中，只要是可利用软判定进行解码的代码，可以适用任 何代码。
另夕卜，在上述实施方式中，说明了在分离单元504，中进行使用了 ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波，从而获得调制信 号A的估计基带信号505，_A和调制信号B的估计基带信号505，_B的情况。 也就是说，说明了通过进行ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法，来获得用于首次解码的调制信号的情况。但是，本发明并不限于 此，也可以在分离单元504，中例如通过逆矩阵运算、MLD(Maximum Likelihood Detection)以及进行了简化的MLD,来对用于首次解码的调制信号 进行检波。
另外，在本实施方式中以调制方式为QPSK的情况为例进行了说明，但 本发明并不限于此，即使在使用了 16QAM、 6斗QAM等其它调制方式的情况， 通过进行与上述同样的处理，也能够获得同样的效果。另外，本发明具有， 调制阶数越大，运算规模的削减效果就越大的优点。
另外，在上述的实施方式中，以单载波方式的情况为例进行了说明，但 本发明并不限于此，即使在适用于扩频通信方式或OFDM方式时，通过与上 述同样的基本结构，也能够获得同样的效果。
另外，在上述的实施方式中，说明了编码单元与解码单元各配置两个的 情况，但本发明并不限于此，编码单元和解码单元的数量并不影响本发明的 基本结构和基本的效果。再者，即使在编码单元和解码单元中进行交织和解 交织、删截和解删截，也不影响本发明的基本结构和基本的效果。
(实施方式13)
87在本实施方式中，示出在使用了特播(turbo)编码的情况下，将在实施方式12中所示出的多天线装置改善为更好的结构的多天线装置。
在图62表示本实施方式的多天线发送装置1500，的结构例。特播编码器1502，—A通过将调制信号A的发送数据1501，_A作为输入，对发送数据1501，—A进行特播编码，从而荻得调制信号A的编码凄t据1503，—A。同样地，特播编码器1502'JB通过将调制信号B的发送数据1501，_B作为输入，对发送数据1501，—B进行特播编码，从而获得调制信号B的编码数据1503，一B。
重新排列单元1504，一A将调制信号A的编码数据1503，—A作为输入，并输出调制信号A的重新排列后的编码数据1505，_A。同样地，重新排列单元1504'一B将调制信号B的编码数据1503，—B作为输入，并输出调制信号B的重新排列后的编码数据1505，_B。
映射单元1506，一A通过将调制信号A的重新排列后的编码数据1505，—A和帧结构信号1516，作为输入，根据帧结构信号1516，，以QPSK、 16QAM和64QAM等调制方式对编码数据1505，_A进行调制，从而获得调制信号A的基带信号1507，—A。同样地，映射单元1506，_B通过将调制信号B的重新排列后的编码数据1505，—B和帧结构信号1516，作为输入，根据帧结构信号1516，，以QPSK、 16QAM和64QAM等调制方式对编码数据1505，—B进行调制，从而获得调制信号B的基带信号1507，_B。
串并行转换单元1508，—A通过将调制信号A的基带信号150r—A作为输入，并进行串并行转换，从而获得并行化的调制信号A的基带信号1509，—A。同样地，串并行转换单元1508，—B通过将调制信号B的基带信号1507，—B作为输入，并进行串并行转换，从而获得并行化的调制信号B的基带信号1509，—B。
傅立叶逆变换单元1510，—A通过将并行化的调制信号A的基带信号1509，—A作为输入，并进行傅立叶逆变换，从而获得调制信号A的傅立叶逆变换后的信号(即OFDM信号)1511，—A。同样地，傅立叶逆变换单元l510，—B通过将并行化的调制信号B的基带信号1509，_B作为输入，并进行傅立叶逆变换，从而获得调制信号B的傅立叶逆变换后的信号(即OFDM信号)15ir一B。
无线单元1512，一A通过将傅立叶逆变换后的信号1511，—A作为输入，并进行变频和力t大等处理，从而获得调制信号A的发送信号1513，—A。调制信号A的发送信号1513，—A作为电波从天线1514，—A被输出。同样地，无线单元1512，—B通过将傅立叶逆变换后的信号1511，_B作为^^入，并进行变频和放大等处理，从而获得调制信号B的发送信号1513，—B。调制信号B的发送信号1513，—B作为电波从天线1514，—B被输出。
在图63表示特播编码器1502，—A和1502，—B的结构例。元素(element)编码器#1将发送数据1501，—A(1501，一B)作为输入，输出编码数据1603，。交织器1604，将发送数据1501，一A(150r一B)作为输入，并进行交织，从而输出交织后的数据1605'。元素编码器#2将交织后的数据1605，作为输入，输出编码数据1607，。删截/复用单元1608，将编码数据1603，和1607，作为输入，输出删截和复用后的编码数据1609，。复用单元1610，通过将发送数据1501，—A(1501，—B)、删截和复用后的编码数据1609，作为输入，并对它们进行复用，从而获得编码数据1503，—A(1503，—B)。
这里，考虑图62中的特播编码器1502，_八和1503，—B。如非专利文献2所示，如果使特播编码器1502，一A和1502，—B的交织图案不同，并进行如在实施方式12所述的迭代解码，则改善接收质量。但是，如果在特播编码中使特播编码器1502，一A和1502，一B的交织图案不同，则存在以下缺点。
<1〉在特播编码中，为了确保接收质量，在编码器中的交织器的设计是很重要的。但是，难以准备作为代码性能良好的多个交织图案。
<2〉即使能够准备性能良好的多个交织图案，在接收端也难以设计与各个交织图案对应的解码器，而且，如果设置不同的解码器，则接收装置的电路规模增大。另外，如果使用了相同的代码，则能够容易进行解码器的共用等，所以能够削减接收装置的电路规模。
考虑上述两点，在本实施方式中，图62中的特播编码器1502，—A和1502，一B进行相同的编码，内部的交织器1604，的交织的图案被设定为相同。进而，在本实施方式的多天线发送装置1500，中，在特播编码器1502，—A和1502，_B的后级端设置有重新排列单元1504，—A和1504，—B。
在采用了特播编码时，考虑附随于特播编码器的交织器， 一般在其后级不会附加再次进行重新排列(交织)的结构。这是因为，这样的话，仅使电路规模增大，而并不会产生接收质量的改善。
然而，如图62所示，在本实施方式的多天线发送装置1500，中，在特播编码器1502，—A和1502，一B的后级端设置有重新排列单元(交织器)15(M，一A和1504， B。这是因为，通过采用这样的结构，能够改善在实施方式12中说明
89过的多天线接收装置的接收质量。
关于这一点，以下进行详细说明。
图64表示图62中的重新排列单元1504，一a和1504，—b的重新排列的方 法的一例。
在图64中，1701，表示导频码元，其为用于在接收端估计信道变动和频 率偏移的码元。1702，为数据码元。
图64a表示在由重新排列单元1504，一a进行重新排列处理后的、在时间 -频率轴上的调制信号a的帧结构。具体而言，重新排列单元1504，_a将在 编码数据1503，—a中排列为"a1， a2, a3， a4， a5, a6, a7, a8, a9, a10…'"的顺序的数据，作为重新排列的结果配置成如图64a所示的顺序。
同样地，图64b表示在由重新排列单元1504，—b进行重新排列处理后的、 在时间-频率轴上的调制信号b的帧结构。具体而言，重新排列单元1504，jb 将在编码数据1503，—b中排列为"b1， b2， b3， b4, b5, b6, b7， b8， b9， bio，的顺序的数据，作为重新排列的结果配置成如图64b所示的顺序。
通过图64a和图64b的比较可知，重新排列单元1504，一a和重新排列单 元1504，_b进行不同的重新排列处理，从而使在同一时刻的范围内的调制信 号a的数据的顺序与调制信号b的数据的顺序不同。另外，在图64中仅对 时间2和3进行了记载，但是对时间4以后也同样地进行使调制信号a和调 制信号b的凄欠据的顺序不同的重新排列处理。
在对与图4对应的部分标注相同的附图标号表示的图65中，表示本实施 方式的多天线接收装置的结构例。多天线接收装置1800，除了包括傅立叶变换
/并串行转换单元18or一x和isor—y，以及信号处理单元1803，的结构与信
号处理单元309(图4)不同之外，具有与图4所示的多天线接收装置300大致 相同的结构。
傅立叶变换/并串行转换单元1801，一x通过将基带信号(ofdm信 号)304—x作为输入，进行傅立叶变换和并串行转换处理，从而获得信号处理 后的基带信号1802，一x。同样地，傅立叶变换/并串行转换单元1801，_y通 过将基带信号(ofdm信号)304一y作为输入，进行傅立叶变换和并串行转换 处理，从而获得信号处理后的基带信号1802，_y。
在对与图52对应的部分附上相同的附图标号表示的图66中，表示信号 处理单元1803，的详细结构。信号处理单元1803，除了包括逆重新排列单元
901901，—A和1901，—B、重新排列单元1903，—A和1903，—B、以及逆重新排列单 元1905^A和1905^B之外，具有与图52所示的信号处理单元309，同样的结 构。另外，实际上，为了吸收迭代解码所需的时间的延迟部分，信号处理单 元1803，包括用于存储信道变动信号501，—A、 501，—B、 502，—A、 502，—B、基 带信号503，—X以及503，—Y的存储单元，但是为了简化附图，在图66中省略 该存储单元来表示。
另外，这里，不言而喻，需要注意的是，解码单元508，一A和508，一B内 置特播编码用的解交织器，而且，在解码单元508，一A和508，一B之间，该解 交织器的重新排列图案相同。因此，根据情况，也可以将解码单元共化为一 个，通过一个解码单元进行调制信号A的解码和调制信号B的解码。由此， 能够实现电路规模的削减。
逆重新排列单元1901，—A通过将调制信号A的估计基带信号505'—A作 为输入，并进行与图64A中的重新排列相反的重新排列处理，从而使信号的 排序恢复为原来的排序，并输出逆重新排列后的调制信号A的估计基带信号 1902,—A。
同样地，逆重新排列单元1901，_B通过将调制信号B的估计基带信号 505，一B作为输入，并进行与图64B中的重新排列相反的重新排列处理，从而 使信号的排序恢复为原来的排序，并输出逆重新排列后的调制信号B的估计 基带信号1902，JB。
逆重新排列单元1卯5，—A通过将信号512，—A、513'—A、503二X和503，_Y 作为输入，并进行与图64A中的重新排列相反的重新排列处理，从而使信号 的排序恢复为原来的排序，并输出逆重新排列后的信号512，一A、 513，_A、 503，一X和503，一Y。
同样地，逆重新排列单元1905，—B通过将信号512，—B、 513，—B、 503，—X 和503，一Y作为输入，并进行与图64B中的重新排列相反的重新排列处理， 从而使信号的排序恢复为原来的排序，并输出逆重新排列后的信号512，_B、 513，—B、 503，一X和503，—Y。
通过上述的逆重新排列，各个信号被重新排列成可进行解码的排序。
重新排列单元1903，一A将调制信号A的解码凄t据509，_A作为输入，并 进行与图64A中的重新排列同样的重新排列。由此，输入到信号点削减单元 510， B和511， B的各个信号的排序相同，所以可以进行正确的信号点削减200780028462.2
处理。
同样地，重新排列单元1903，—B将调制信号B的解码数据509，—B作为 输入，并进行与图64B中的重新排列同样的重新排列。由此，输入到信号点 削减单元510，一A和511，一A的各个信号的排序相同，所以可以进行正确的信
号点削减处理。
图67为表示通过使调制信号A的重新排列和逆重新排列的方法与调制 信号B的重新排列和逆重新排列的方法不同所获得的效果的示意图。
例如，如图67的(a)所示，假设在调制信号A中，在第k-l次的解码中 突发性地发生了差错(一般而言，差错会突发性地发生)。然而，由于设置为调 制信号A和调制信号B的重新排列不同，所以如果在第k次的调制信号B的 解码中进行信号点削减和逆重新排列，则如图67的(b)所示，信号点削减的差 错不是突发性地发生，而是离散性地发生。另外，与本实施方式不同，在使 调制信号A的重新排列和逆重新排列的方法与调制信号B的重新排列和逆重 新排列的方法相同时，信号点削减的差错就突发性地发生。
在本实施方式中以离散性地发生信号点削减的差错的状态进行解码，所 以与突发性地发生信号点削减的差错的状态进行解码的情况相比，解码数据 的差错率特性提高。另外，从另外的角度来看，能够减少直到获得限界性能 为止的迭代次数。
如上所述，根据本实施方式，设置了多个特播编码器(1502，一A和 1502，—B)，设置在每个天线分支中，并分别内置相同的交织图案的交织器； 调制单元(1506，—A、 1508，—A、 1510，—A、 1506，_B、 1508，_B和1510，—B)，对 通过特播编码器(1502，—A和1502^B)获得的编码数据进行调制；以及多个重 新排列单元(1504，—A和1504，—B),设置在每个天线分支中，并以互不相同的 重新排列图案对通过各个特播编码器(1502，一A和1502，一B)获得的编码数据或 调制后的各个编码数据进行重新排列。
由此，通过重新排列单元(1504，—A和1504，—B), 1"吏从各个天线发送的调
信号点削减单元(510，_八、511，—A、 510，—B和511，—B)中离散性地发生信号点 削减的差错。其结果，由解码单元(508，一A和508，JB)最终获得的数字数据的 差错率特性提高。另外，内置在特播编码器(1502，一A和1502^B)中的交织器 的交织图案相同，所以能够提高差错率特性而不使解码单元(508，一A和508，_B)
92的结构复杂化。
另外，在本实施方式中，如图64所示，说明了采用了在频率轴方向上进 行重新排列，然后在时间轴方向上进行转移的重新排列方法的情况，但本发 明并不限于此，如图68所示，如果采用在时间轴方向上进行重新排列，然后 在频率轴方向上进行转移的重新排列方法，或者如图69所示，如果采用在时 间轴方向-频率轴方向的两个方向上进行重新排列的方法，也能够获得同样的 效果。另外，如图64所示，在采用了在频率轴方向上进行重新排列，然后在 时间轴方向上进行转移的重新排列方法时，在图64中以时间的顺序进行向时 间轴上的转移，但并不限于此。同样地，如图68所示，在采用了在时间轴方 向上进行重新排列，然后在频率轴方向上进行转移的重新排列方法时，在图 68中以频率的顺序进行向频率轴上的转移，但并不限于此。
另外，作为在各个调制信号之间使重新排列不同的方法，例如优选采用 如下(i)、 (ii)或(iii)的方法。
(i)使构成各个调制信号的码元的数据的排序本身不同的方法。
在图70表示这个方法的具体例。在调制信号A中，如图^A所示，将 在重新排列前排列为数据1、数据2、...、数据200的排序的数据，例如以每 隔五个地进行重新排列，将它们排列成
数据1、数据6、 数据2、数据7、-数据3、数据8、 数据4、数据9、 数据5、数据10、
数据浅、 数据197、 数据198、
数据199、
、数据200的顺序。另一方面， 如图70B所示，将在重新排列前排列为数据1、数据2、的数据，例如以每隔8个地进行重新排列，将它们排列成:
在调制信号B中， 、数据200的排序
数据1、数据9、 数据2、数据10、 数据3、数据11、 数据4、数据12、 数据5、数据13、 数据6、数据14、 数据7、数据15、
数据193、 数据194、 数据195、 数据196、 数据197、 数据198、
,数据199、
93数据8、数据16、 . 、数据200的顺序。这样，通过使数据的排序在调 制信号A和调制信号B中不同，能够使构成各个调制信号的码元的数据的排 序本身不同。
(ii) 使调制信号之间的码元和数据的排序相同，但是在将码元和数据配置 在副载波的频率方向和时间方向时，使其配置本身不同的方法。
在图71表示这个方法的具体例。如图71A所示，将在重新排列前排列 为数据l、数据2、、数据200的数据，例如通过交织以每隔五个地进行重 新排列，将它们重新排列成
数据1、数据6、，'，、数据196、
数据2、数据7、 ，，、数据197、
数据3、数据8、、数据198、
数据4、数据9、、数据199、
数据5、数据10、 .. 、数据200。对调制信号A、 B分别进行该处理。 也就是说，在这个时点的调制信号之间的排序是相同的。然后如图71B和图 71C所示，使各个调制信号A、 B对副载波的配置图案不同。图71B和图71C 表示OFDM信号的副载波数为200个的情况，对于频率轴，将调制信号A排 列成
数据1、数据6、、数据196、 数据2、数据7、、数据197、 数据3、数据8、、数据198、 数据4、数据9、、数据199、
数据5、数据10、、数据200。与此相对，关于调制信号B,相对于 调制信号A的配置偏移相当于5载波的量，排列成数据185、数据190、数 据195、数据200、数据1、数据6、...、数据175、数据180。也可以对于时 间轴进行这样的操作。这样，通过使其中一方的调制信号对于另一方的调制 偏移相当于数个载波或是某个时间量，也能够使各个调制信号之间的交织不 同。另外，也可以例如像以从载波1到200的方向排列调制信号A,并以从 载波200到1的方向排列调制信号B那样，将各个调制信号以逆向地排列在 频率轴上和/或时间轴上。
(iii) 合并使用上述(i)和(ii)的方法。
再者，除了上述的规则性地重新排列的方法以外，还可以采用(模拟)随
94机地重新排列的方法。
换言之，在本发明中的在各个调制信号之间不同的重新排列不仅是表示 使码元和数据的排列本身不同的情况，还包括使码元和数据在频率方向的配 置或在时间方向的配置本身不同的情况。
另外，这里以码元单位的交织和重新排列为例进行了说明，但是并不限 于此，如果以比特单位进行交织和重新排列，也能够获得同样的效果。
另外，在本实施方式中说明了发送天线数为两个、接收天线数为两个的 多天线系统的情况，但是本发明并不限于此，可以广泛适用于发送天线数为 两个以上、接收天线数为两个以上、发送调制信号为两个以上的情况。
另外，在本实施方式中，以单载波方式的情况为例进行了说明，但本发
明并不限于此，即使在适用于扩频通信方式或OFDM方式时，通过与上述同 样的基本结构，也能够获得同样的效果。
如上所述，实施方式12或实施方式13所述的多天线接收装置为，用多 个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述 多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列的多天线接收装置，该多天线 接收装置所采用的结构包括判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号 的信号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所 述调制信号进行判定；解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获 得所述调制信号的数字数据；以及信号点削减单元，递归地使用由所述解码 单元获得的数字数据，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量， 所述判定单元基于第一信号点距离和第二信号点距离对所述调制信号进行判 定，所述第一信号点距离为由所述信号点削减单元削减后的各个候补信号点 与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为由所述 信号点削减单元削减后的各个候补信号点与递归地使用由所述解码单元获得 的数字数据而暂定的暂定信号点之间的信号点距离。
根据该结构，判定单元基于由信号点削减单元削减后的候补信号点与接 收点之间的信号点距离对调制信号进行判定，所以与计算所有的候补信号点 与接收点之间的信号点距离的情况相比，能够显著地削减运算规模。进而， 判定单元除了使用第 一信号点距离，还使用第二信号点距离对调制信号进行 判定，所以与仅使用第一信号点距离对调制信号进行判定的情况相比，能够 减少判定错误，所述第 一信号点距离为由信号点削减单元削减后的各个候补
95信号点与接收点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为由信号点削减单 元削减后的各个候补信号点与递归地使用由解码单元获得的数字数据而暂定 的暂定信号点之间的信号点距离。
另外，实施方式12或实施方式13所述的多天线接收装置为，用多个天 线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个 调制信号的各个调制信号对应的数据序列的多天线接收装置，该多天线接收
装置所采用的结构包括判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信 号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调 制信号进行判定；解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所 述调制信号的数字数据；以及信号点削减单元，递归地使用由所述解码单元 获得的数字数据，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量，所 述判定单元基于第一信号点距离和第二信号点距离对所述调制信号进行判 定，所述第一信号点距离为由所述信号点削减单元削减后的各个候补信号点 与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为递归地 使用由所述解码单元获得的数字数据而暂定的暂定信号点与所述接收信号的 信号点之间的信号点距离。
根据该结构，判定单元基于由信号点削减单元削减后的候补信号点与接 收点之间的信号点距离对调制信号进行判定，所以与计算所有的候补信号点 与接收点之间的信号点距离的情况相比，能够显著地削减运算规才莫。进而， 判定单元除了使用第 一信号点距离，还使用第二信号点距离对调制信号进行 判定，所以与仅使用第一信号点距离对调制信号进行判定的情况相比，能够 减少判定错误，所述第一信号点距离为由信号点削减单元削减后的各个候补 信号点与接收点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为递归地使用由解 码单元获得的数字数据而暂定的暂定信号点与接收点之间的信号点距离。
另外，实施方式12或实施方式13所述的多天线发送装置所采用的结构 包括多个特播编码器，设置在每个天线分支中，并分别包括相同的交织图 案的交织器；调制单元，对由所述特播编码器获得的编码数据进行调制；以 及多个重新排列单元，设置在每个天线分支中，并以互不相同的重新排列图 案对由各个特播编码器获得的编码数据或调制后的各个编码数据进行重新排 列。
另外，实施方式12或实施方式13所述的多天线通信系统所采用的结构包括多天线接收装置和多天线发送装置，所述多天线接收装置包括判定单 元，基于有关对多个调制信号进行空间复用而成的接收信号的多个候补信号
点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；
解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所述调制信号的数字
数据；以及信号点削减单元，递归地使用由所述解码单元获得的自调制信号 以外的数字数据，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量，所 述的多天线发送装置包括多个特播编码器，设置在每个天线分支中，并分 别包括相同的交织图案的交织器；调制单元，对由所述特播编码器获得的编 码数据进行调制；以及多个重新排列单元，设置在每个天线分支中，并以互 不相同的重新排列图案对由各个特播编码器获得的编码数据或调制后的各个 编码数据进行重新排列。
根据这些结构，通过重新排列单元，使从各个天线发送的调制信号的编
单元中l散性地发生信号点削减的差错。其结果，由解5码单元最终获得的:史 字数据的差错率特性提高。另外，内置在特播编码器中的交织器的交织图案 相同，所以能够提高差错率特性而不使解码单元的结构复杂化。
在2006年7月31日提交的日本专利申请特愿2006-209213、 2006年8 月3日提交的日本专利申请特愿2006-212667、以及20(T7年6月25日4是交的 曰本专利申请特愿2007-166993中所包含的说明书、附图以及说明书摘要所
公开的内容都引用在本申请中。 工业实用性
本发明适合应用于使用OFDM-MIMO(Multiple-I叩ut Muitiple-Output)技
术等以实现高速数据通信的多天线通信系统。
权利要求
1、多天线接收装置，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列，该多天线接收装置包括判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所述调制信号的数字数据；以及信号点削减单元，递归地仅使用由所述解码单元获得的、自调制信号以外的数字数据的一部分，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量。
2、 如权利要求1所述的多天线接收装置， 包括多个所述信号点削減单元，各个信号点削减单元中，所述递归地使用的数据在各个信号点削减单元 之间互不相同。
3、 如权利要求1所述的多天线接收装置，所述信号点削减单元使用所述自调制信号以外的数字数据的否定值，削 减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量。
4、 如权利要求1所述的多天线接收装置，所述信号点削减单元对在所述递归地使用的数据中似然越低的比特越提 高其作为不确定比特处理的优先级，从而削减所述候补信号点的数量。
5、 如权利要求1所述的多天线接收装置，还包括 QR分解单元，对所述接收信号进行QR分解，所述信号点削减单元基于QR分解后的信号，削减所述候补信号点的数量。
6、 多天线接收装置，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信 号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列， 该多天线接收装置包括第 一软判定单元，对各个调制信号进行软判定；第二软判定单元，使用与所述第一软判定单元不同的判定方法，对所述各个调制信号进行软判定；信号点削减单元，削减在所述第二软判定单元中使用的所述候补信号点的数量；软值合成单元，将由所述第一软判定单元获得的软判定值与由所述第二软判定单元获得的软判定值合成；以及解码单元，使用由所述软值合成单元合成后的软判定值，获得所述调制 信号的数字数据。
7、 如权利要求6所述的多天线接收装置， 所述第一软判定单元包括最大似然判定单元，对复用了所述多个调制信号的信号进行最大似然估计；软值生成单元，基于通过所述最大似然判定单元获得的最大似然估计结 果，生成软判定值；以及硬判定单元，对由所述最大似然判定单元获得的最大似然估计结果进行 硬判定，所述信号点削减单元使用由所述硬判定单元获得的硬判定值，削减在所 述第二软判定单元中使用的所述候补信号点的数量。
8、 如权利要求1所述的多天线接收装置，还包括积蓄单元，积蓄在最后一次的迭代解码中通过所述判定单元获得的判定值，所述解码单元在重发信号的解码时，使用积蓄在所述积蓄单元中的判定 值进行解码处理。
9、 多天线接收装置，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信 号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列， 该多天线接收装置包括分离单元，通过线性运算，将复用了所述多个调制信号的接收信号分离 成各个调制信号；硬判定单元，对分离后的各个调制信号进行硬判定；软判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信号的多个候补信号 点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定； 以及信号点削减单元，仅使用由所述硬判定单元获得的、自调制信号以外的 数字数据的一部分，削减在所述软判定单元中使用的所述候补信号点的数量。
全文摘要
提供能够兼顾差错率特性的提高和装置结构的简化的多天线接收装置。该多天线接收装置设置了软输出单元(520_A、522_A、524_B、526_B)，基于有关复用了多个调制信号的信号的多个候补信号点与接收信号的信号点之间的信号点距离，对调制信号进行软判定；解码单元(528_A、528_B)，使用由软输出单元(520_A、522_A、524_B、526_B)获得的判定结果，获得调制信号的数字数据；以及信号点削减单元(512_YA、512_XA、514_YA、514_XA、516_YB、516_XB、518_YB、518_XB)，递归地仅使用由解码单元(528_A、528_B)获得的数字数据的一部分，削减在软输出单元(520_A、522_A、524_B、526_B)中使用的候补信号点的数量。
文档编号H04L1/00GK101496331SQ20078002846
公开日2009年7月29日 申请日期2007年7月31日 优先权日2006年7月31日
发明者冈村周太, 岸上高明, 村上丰 申请人:松下电器产业株式会社