专利名称：具有用以减少发射信号泄漏效应的陷波滤波器的无线接收器的制作方法
技术领域：
本发明大体上涉及无线通信装置，且更明确地说，涉及用于减少无线全双工通信系 统中发射信号泄漏的不利效应的技术。
背景技术：
全双工通信系统中的无线装置可同时发射并接收信号以支持双向通信。在发射路径 中，功率放大器将射频(RF)信号放大以供发射。发射(TX)信号路由经过双工器， 且经由天线而发射。在接收路径中，所要接收(RX)信号经由天线被接收，且通过双工 器耦合到低噪声放大器(LNA)。在由LNA放大之后，RX信号可经滤波，且由混频器 降频转换为基带。经降频转换的RX信号由其它基带组件(例如，调制解调器)处理以 恢复接收到的数据。
在全双工系统中，TX路径可干扰RX路径。TX信号的一部分可从双工器耦合到 RX路径，从而导致TX信号泄漏。TX信号泄漏可在由RX路径处理的所要RX信号中 造成干扰。所述干扰可包含二次失真和/或交叉调制失真。与经由越过双工器的泄漏接收 到的TX信号形成对比，所要RX信号为经由天线接收到的信号。因为发射器和接收器 的频率是不同的，所以可通过滤波来排除TX信号泄漏。然而，即使使用滤波，仍可能 遗留残余量的TX泄漏，从而导致所要RX信号降级。
发明内容
一般来说，本发明描述用于减小全双工无线通信装置中TX信号泄漏的不利效应的 技术。所述技术利用陷波滤波器来排除无线通信装置的RX路径中所处理的信号中的TX信号泄漏。陷波滤波器可被构造为使用无源电阻器和电容器组件以使所要信号中接近选 定陷波频率的TX信号泄漏分量衰减的复合陷波滤波器。所述陷波滤波器可应用于由无 源混频器产生的经降频转换的基带信号。
在一些方面中，本发明提供一种方法，所述方法包括将接收到的包括所要信号和 发射泄漏信号的RF输入信号放大；对经放大信号的频率进行降频转换；以及用陷波滤 波器对经降频转换的信号进行滤波，以实质上减少经降频转换的发射泄漏信号。
在其它方面中，本发明提供一种无线通信装置，所述无线通信装置包括天线、产生 发射(TX)信号的射频(RF)发射器、将TX信号耦合到天线的双工器、经由双工器从 天线接收RF输入信号的RF接收器。RF接收器包括放大器，其将接收到的包括所要 信号和从双工器耦合的发射泄漏信号的RF输入信号放大；混频器，其对经放大的信号 进行降频转换；以及陷波滤波器，其对经降频转换的信号进行滤波，以实质上减少经降 频转换的发射泄漏信号。
在额外方面中，本发明提供一种用于射频(RF)接收器的陷波滤波器，所述陷波滤 波器包括耦合在正同相(I)输入与正I输出之间的第一电阻器，耦合在负I输入与负 I输出之间的第二电阻器，耦合在正正交(Q)输入与正Q输出之间的第三电阻器，耦 合在负Q输入与负Q输出之间的第四电阻器，耦合在正I输入与正Q输出之间的第一 电容器，耦合在负I输入与负Q输出之间的第二电容器，耦合在正Q输入与负I输出之 间的第三电容器以及耦合在负Q输入与正I输出之间的第四电容器，其中电阻器和电容 器值经选择以实质上减少输入处所施加的输入信号中经降频转换的发射泄漏信号。
在其它方面中，本发明提供一种射频(RF)接收器，所述射频(RF)接收器包括 放大器，其将接收到的包括所要信号和发射泄漏信号的RF输入信号放大；混频器，其 对经放大信号的频率进行降频转换；以及陷波滤波器，其对经降频转换的信号进行滤波， 以实质上减少经降频转换的发射泄漏信号。
在附图和以下描述中陈述一个或一个以上实例的细节。其它特征、目标和优点将从 所述描述和图式且从权利要求书显而易见。
图1是说明包含陷波滤波器的无线通信装置(WCD)的RF区段的框图。 图2是说明形成图1的RF区段的一部分的实例接收器的框图。 图3是说明图1的接收器中用于对传入信号进行降频转换的实例混频器的框图。 图4是说明供图1的接收器中使用的实例陷波滤波器的电路图。图5是说明供图1的接收器中使用的实例基带滤波器的框图。 图6是更详细地说明实例基带滤波器的框图。
图7A和图7B是说明在图1的装置中并入有陷波滤波器和不并入有陷波滤波器的情 况下的TX信号泄漏和干扰信号振幅的图。
图8含有说明包含陷波滤波器的接收器的电流和电压输出频率响应的曲线图。
具体实施例方式
本发明描述用于减少全双工无线通信装置中的TX信号泄漏的不利效应的技术。所 述技术利用陷波滤波器来排除无线通信装置的RX路径中所处理的信号中的TX信号泄 漏。陷波滤波器可被构造为包括电阻器和电容器组件的复合陷波滤波器，所述电阻器和 电容器组件经布置以使所要信号中接近选定陷波频率的TX信号泄漏分量衰减。
陷波滤波器可应用于由无源混频器产生的经降频转换的基带信号。接收到的信号在 由混频器降频转换之前可由低噪声放大器放大。陷波滤波器可经配置以提供近似于TX 泄漏信号分量相对于处于基带(例如，dc)的所要RX信号的偏移频率的陷波频率。使 用具有近似处于TX到RX偏移频率的陷波的陷波滤波器可支持高线性接收器。
混频器可将经放大信号的对应于所要信号的分量降频转换为大约0 Hz (即，dc)， 且将经放大信号的对应于发射泄漏信号的分量降频转换为偏移频率。在进一步基带处理 之前，陷波滤波器可实质上减少接收到的信号的接近偏移频率的TX泄漏信号分量。以 此方式，陷波滤波器可减少由TX泄漏信号导致的失真，所述失真原本可能破坏可靠接 收。由TX信号泄漏导致的失真的实例包含二次失真和交叉调制失真(XMD)。如本发 明中所述的陷波滤波器的并入在排除TX信号泄漏的至少一部分方面可为有效，从而减 少此失真。
在本发明的一些方面中，低噪声放大器可具有差分放大器输出。混频器可具有耦合 到放大器的差分输出的差分混频器输入，以及耦合到陷波滤波器的差分输入的差分混频 器输出。明确地说，混频器可产生可由陷波滤波器的相应输入接收的正和负同相(I)分 量以及正和负正交(Q)分量。Q分量与相应的I分量异相90度。
在本发明的一些实例方面中，陷波滤波器可包含耦合在陷波滤波器的各个输入与输 出之间的电阻器。举例来说，陷波滤波器可包含耦合在正I输入与正I输出之间的第一 电阻器、耦合在负I输入与负I输出之间的第二电阻器、耦合在正Q输入与正Q输出之 间的第三电阻器以及耦合在负Q输入与负Q输出之间的第四电阻器。
此外，陷波滤波器可包含耦合在陷波滤波器的各个输入与输出之间的电容器。举例来说，陷波滤波器可包含耦合在正I输入与正Q输出之间的第一电容器、耦合在负I输 入与负Q输出之间的第二电容器、耦合在正Q输入与负I输出之间的第三电容器以及耦 合在负Q输入与正I输出之间的第四电容器。
陷波滤波器中的电阻器和电容器可具有值，将所述值选择为使得复合滤波器实质上 使接近陷波频率的经降频转换信号衰减，所述陷波频率近似于经降频转换的发射泄漏信 号的偏移频率。电容器可具有彼此相同的电容值，且电阻器可具有彼此相同的电阻值。 另外，在所要陷波频率下，电容器和电阻器的阻抗值可大体上相同。
陷波滤波器可从混频器的差分输出接收四个信号，即正I信号、正Q信号、负I信 号和负Q信号。正Q信号与正I信号异相卯度。负Q信号与负I信号异相90度。陷波 滤波器可经配置以使得TX泄漏信号实质上被衰减，而所要信号实质上被保留。举例来 说，陷波滤波器中的电阻器和电容器可经布置以通过相移TX泄漏信号的I分量使得其 与TX泄漏信号的Q分量异相大约180度来使TX泄漏信号衰减。在此相移之后，可将 两个信号加在一起。除180度相位差外，TX泄漏信号的I分量和Q分量可大体上相同。 因此，当加在一起时，I分量和Q分量可实质上彼此抵消，从而从接收到的输入信号减 少或消除在陷波频率附近的TX泄漏信号。
在一些情况下，如本发明中所述的陷波滤波器可准许消除通常提供在RF接收器中 的低噪声放大器(LNA)与混频器之间的表面声波(SAW)滤波器。明确地说，在具有 陷波滤波器的情况下，SAW滤波器可为不必要的。SAW滤波器在排除发射泄漏信号方 面是有效的。然而，通过消除SAW滤波器，有可能完全在芯片上构造RF接收器，从而 减小封装、大小、成本和引脚互连要求。
如本发明中所述的陷波滤波器可经配置以供多种无线全双工通信系统中以及多种 频带上使用。实例包含从824 MHz到894 MHz的蜂窝式频带、从1850 MHz到19卯MHz 的个人通信系统(PCS)频带、从1710 MHz到1880 MHz的数字蜂窝式系统(DCS)频 带、从1920 MHz到2170 MHz的国际移动电信-2000 (IMT-2000)频带以及类似频带。 并入有此陷波滤波器的接收器可在语音、数据、视频、音频或其它信息的无线通信中有 用。
图1是说明包含陷波滤波器24的无线通信装置IO的示范性RF区段的框图。无线 通信装置10可为具有无线能力的多种移动或固定装置中的任一者，例如，蜂窝式无线 电话(cellular radiotelephone)、卫星电话、智能电话、个人数字助理(PDA)、移动或桌 上型计算机、数字视频或音频装置、游戏控制台、电视控制台、机顶盒或经装备以用于 无线通信的任何其它装置。如图l中所示，装置IO包含发射并接收无线RF信号的天线12。双工器14将天线12接收到的RX输入信号(RX SIGNAL)耦合到接收器16，且将发射器18所产生的TX输出信号(TX SIGNAL)耦合到天线12。在图1的实例中，接收器16包含低噪声放大器(LNA) 20、混频器22、陷波滤波器24、本机振荡器(LO) 26和基带(BB)滤波器30。发射器18包含功率放大器28，所述功率放大器28将RF输出信号放大以产生TXRF信号，以供经由双工器14和天线12而发射。发射器18还可包含调制解调器、数-模转换器、混频器和滤波器电路(未图示)，以对输出信号进行调制和滤波，且将信号从基带升频转换为发射频带。
在接收器16中，LNA 20将RX信号放大。LNA 20可为产生差分输出信号的差分放大器。混频器22可为宽带混频器，其将来自LNA20的经放大的差分信号与RXLO频率相乘，以将所要RX信号降频转换为基带，从而产生RX基带信号。陷波滤波器24对RX基带信号进行滤波以减少TX泄漏信号且从而减少非所要失真。明确地说，陷波滤波器24提供陷波频率，在所述陷波频率下，RX信号被强烈地衰减。陷波滤波器24经配置以使得陷波频率通常对应于经降频转换的TX泄漏信号相对于基带的中心频率(例如，0Hz)的偏移频率。基带滤波器30 (TIA) 30实质上排除所要基带外的频率，且可包含跨阻抗放大器以将陷波滤波器24的电流输出转换成电压信号。接收器16可进一步包含模-数转换器和调制解调器(未图示)以对所要RX信号进行解调和解码。
如图1中所示，天线12可接收所要信号和干扰信号两者。因此，LNA20可接收包含所要信号和可能的干扰信号的RX信号，以及经由双工器14从发射路径耦合的TX泄漏信号。LNA 20将此经组合的RX信号放大以产生经放大的RF信号。TX泄漏信号可产生二次失真和交叉调制失真(XMD)。干扰信号为可对应于从例如无线基站的附近源产生的信号的非所要信号。在一些情况下，干扰信号的振幅可远高于所要信号的振幅，且干扰信号可在频率上位于靠近所要信号处。TX泄漏信号也可相对于所要信号具有较大的振幅，因为由功率放大器28产生的发射信号的振幅通常远大于所要信号的振幅。
TX泄漏信号在RX频带外。然而，TX泄漏信号仍可导致非所要失真。举例来说，LNA 20中的非线性可导致对TX泄漏信号的调制被转移到窄带干扰，从而导致所述干扰周围的频谱加宽。此频谱加宽被称为交叉调制失真(XMD)。此XMD充当使无线通信装置的性能降级的额外噪声。此噪声使灵敏度降级，使得可由接收器16可靠地侦测到的最小所要信号需要具有较大的振幅。XMD也可能在混频器22中产生。
此外，混频器22中的非线性可产生TX信号泄漏的二次失真。明确地说，当组合所要信号与TX泄漏信号的信号由混频器22降频转换为基带时，混频器可能由于其固有非线性而产生二次失真。二次失真可落在与由所要RX信号占用的频带相同的频带中，且因此降低接收器灵敏度。明确地说，TX泄漏信号的二次失真可屏蔽基带中经降频转换的所要RX信号。作为另一顾虑，TX泄漏信号电流传播到与TIA30相关联的基带滤波器中可能产生额外失真。
在许多接收器中，为了减轻二次失真和XMD，在LNA20的输出处提供SAW滤波器。SAW滤波器由接收到的在RX频带外的分量的急剧转变频带边缘和较大的衰减来表征。为此，SAW滤波器通常用以在混频器22的输入处排除TX泄漏信号，这接着减少混频器所产生的失真量。遗憾的是，将RFSAW滤波器用于TX泄漏信号滤波具有若干缺点。举例来说，SAW滤波器相对于LNA 20和混频器22来说通常必须至少部分地在芯片外实施，从而需要匹配电路、额外封装引脚和成本。此外，SAW滤波器和相关联的离散组件通常需要额外的板空间和成本。SAW滤波器还可能导致使接收器16的增益和噪声指数(noise figure)降级的插入损耗。根据本发明的各个方面，陷波滤波器24可被用作SAW滤波器的替代物以排除TX泄漏信号。
简单地移除SAW滤波器可能准许二次失真和交叉调制，且产生其它实质缺点。为了实现高线性，混频器22在其输入和输出处可能需要低电压摆动。可提供基带滤波器30的跨阻抗放大器(TIA)以将混频器22的电流输出转换为电压信号。理想的是，TIA在所有频率下均将提供虚拟接地(零阻抗)，因此可实现无源混频器22的输出处的低电压摆动。然而，由于有限的功率和装置带宽限制的缘故，TIA将具有有限的闭环带宽。
在混频器22对所要RX信号和TX泄漏信号进行降频转换之后，RX信号可靠近基带，且TX泄漏信号可处于某一偏移频率。由于闭环带宽的缘故，与基带滤波器30相关联的TIA在虚拟接地下将不提供输入阻抗，且代替地可在偏移频率下呈现较大的输入阻抗。输入阻抗可随频率偏移而增大。在具有强TX泄漏信号、无SAW滤波器的情况下，此阻抗可能产生使混频器22变得不能工作且产生非所要失真的非常大的电压摆动。
举例来说，对于CELL或PCS频带的情况，TX泄漏信号可相对于dc处的所要RX频率而在45MHz (CELL)或80 MHz (PCS)处偏移。在零中间频率(ZIF)降频转换之后，TX泄漏信号将分别位于45 MHz (对于CELL频带)或80 MHz (对于PCS频带)处，而RX信号被降频转换为靠近DC。 45MHz或80MHz下的典型TIA由于有限闭环带宽的缘故而可能呈现较大的阻抗。如上文所提及，在具有强TX电流且无级间SAW滤波器的情况下，此阻抗可能产生非常大的电压摆动，从而破坏混频器22的操作。
如图1中所示，根据发明的各个方面，可提供陷波滤波器24以避免SAW滤波器的缺陷且对TX泄漏信号进行滤波，使得TIA呈现低阻抗。如本发明中所述的陷波滤波器24可确保混频器22的输出处的强发射器泄漏导致实质上较低的电压摆动。以此方式， 陷波滤波器24可(例如)使用基带滤波器30的TIA来减少由于强发射泄漏而由混频器 22产生的二次失真，减少由于近处的千扰与强发射泄漏的混合而由混频器22产生的交 叉调制失真，且减少到达在降频转换器之后的基带滤波器中的发射泄漏电流。因此，陷 波滤波器24可支持基带滤波器中的减少的失真和较低的噪声指数降级。此外，在一些 实例实施方案中，陷波滤波器24可准许RF接收器16完全构造在芯片上，从而减小封 装、大小、成本和引脚互连要求。举例来说，接收器16可以较小的形状因子和较高的 集成等级构造在单个芯片上以用于无线电。在此情况下，不需要级间SAW、外部匹配组 件和外部引脚。
图2是进一步说明图1的无线通信装置10的示范性接收器16的框图。在图2的实 例中，接收器16具有差分结构。举例来说，LNA 20可具有耦合到混频器22的对应正 和负差分输入的正和负差分输出。混频器22将来自LNA20的不同输出信号与由RXLO 26产生的LO频率相乘，以将RX信号降频转换为基带，从而产生差分RX基带信号。 差分RX基带信号包含I分量和Q分量。
陷波滤波器24接收由混频器22产生的差分基带信号，且对所述信号进行滤波以产 生施加到基带滤波器30的差分输入的差分输出信号。陷波滤波器24对差分基带信号进 行滤波，以在基带滤波器30中进行基带滤波之前使处于接近经降频转换的泄漏信号的 偏移频率的频率的基带信号衰减。偏移频率是TX泄漏信号相对于所要RX信号的频率 (例如，O Hz)被降频转换到的频率(例如，对于CELL为45 MHz，或对于PCS为80 MHz)。 陷波滤波器可处置经降频转换的信号的I分量和Q分量两者，且因此为复合陷波滤波器。
图3是说明接收LNA20的差分输出的示范性混频器22的框图。在图1的实例中， 混频器为无源混频器，其具有包括同相(I)分量混频器22A和正交(Q)分量混频器 22B的差分结构。I分量混频器22A和Q分量混频器22B两者均从RX LO 26接收LO 信号。LNA20的输出可被提供到I分量混频器22A和Q分量混频器22B两者，即作为 正和负差分输出。
举例来说，I分量混频器24A和Q分量混频器24B各自接收LNA 20的正输出 LNA_plus和负输出LNA一minus。在一些情况下，可在LNA 20与无源混频器22的差分 输入之间提供ac耦合电容器(未图示)。
I分量混频器24A将来自LNA20的正和负I分量与LO频率混合，且产生用于陷波 滤波器24的正I输入Iin_plus和负I输入Iin_minus。类似地，Q分量混频器24B将正 和负Q分量与LO频率混合，且产生用于陷波滤波器24的正Q输入Qin_pluS和负Q输AQin_minUs。在混频器22进行降频转换之后，所要RX信号可处于基带，且TX泄漏 信号可处于某一偏移频率。举例来说，在CELL频带的情况下，TX泄漏信号可位于45 MHz处，且所要RX信号可靠近0Hz (即，DC)。
混频器22B的输出可与混频器22A的输出异相90度。明确地说，信号Iin_plus可 与Qin_plus异相90度，且信号lin—minus可与Qin一minus异相卯度。陷波滤波器36接 收混频器22的输出。陷波滤波器24可具有差分结构以对差分I分量Iin_plus和Iin_minus 以及差分Q分量Qin_plus和Qin—minus进行滤波以减少TX泄漏信号。
图4是说明陷波滤波器24的实例实施方案的电路图。如图4中所示，陷波滤波器 24可被构造为包括电阻器与电容器的组合的复合陷波滤波器。在图4的实例中，陷波滤 波器24包括四个电阻器R1、 R2、 R3和R4以及四个电容器Cl、 C2、 C3禾B C4。所述 电阻器和电容器可以电阻器和金属-绝缘体-金属(MIM)或多晶体-多晶体电容器形成于 芯片上。所有电阻器的值可以是相同的，且所有电容器的值可以是相同的。另外，每一 电容器的值可使得在降频转换之后，在发射泄漏信号的偏移频率下，每一电容器的阻 抗大体上与每一电阻器的阻抗相同。
如图4中所示，使用与由无源混频器22输出的来自I信道的差分输出(Iin』lus和 lin—minus)以及来自Q信道的差分输出(Qin_plus和Qin—minus)互连的无源电阻器(R) 组件Rl到R4以及电容器(C)组件Cl到C4来实现复合陷波滤波器。每一 Q信道与 相应的I信道异相卯度。更明确地说，Q信道相对于I信道而被延迟了卯度，且因此 相对于I信道正交。电阻器R1到R4以及电容器C1到C4还与提供到基带滤波器30的 差分输入的不同输出Iout_plus、 Iout一mi,、 Qout_pIus和Qout—minus互连。
在陷波滤波器24中，信号Iinjjlus为同相正输入信号，电流Iin一minus为同相负输 入信号，Qin_plus为正交相正输入信号，且Qin—minus为正交负输入信号。Iout_plus为 同相正输出信号，Iout_minuS为同相负输出信号，Qout_plus为正交相正输出信号，且 Qout_minus为正交相负输出信号。
一般来说，可将陷波滤波器24的电路拓扑实施为使得R和C值被适当地选择以根 据以下公式产生处于或接近经降频转换的TX信号泄漏的偏移频率的陷波频率(/"W"):
其中R表示每一电阻器R1、 R2、 R3、 R4的值，且C表示每一电容器C1、 C2、 C3、C4的值。可将电阻器和电容器值选择为使得陷波频率近似于经降频转换的TX泄漏信号 相对于处于基带(例如，dc)的所要信号的偏移频率。
举例来说，可将陷波滤波器设计为具有陷波频率/"o"/z,所述陷波频率/"Wc/ 经选 择以相对于处于大约DC的经降频转换的RX信号频率而排除处于大约45 MHz(对于蜂 窝式频带(CELL))或大约80 MHz (对于PCS频带)的经降频转换的TX泄漏信号。 换句话说，可将陷波频率选择为在混频器22进行降频转换后近似于TX泄漏信号的偏移 频率，且可根据无线通信系统的特定类型(例如，蜂窝式、PCS、 DCS或类似物)而改 变。
举例来说，对于降频转换之后的CELL频带，发射泄漏信号的偏移频率可为大约45 MHz。在此实例中，如果电阻器R1、 R2、 R3或R4的电阻值R为10欧姆，那么可将电 容器C1、 C2、 C3、 C4的电容值C选择为大约353.7皮法(pF)，使得电容器在45MHz 的偏移频率下产生等于IO欧姆的阻抗。因此，在此实例中，为了实现陷波频率(/"WW) =45MHz，可将R值和C值分别选择为10 Q和353.7 pF。因此，在45MHz下，电容C 将表示相对于相应的电阻器具有-卯度相移的等于IO欧姆的阻抗。然而，可使用R值与 C值的其它组合来实现所要的45 MHz陷波频率或其它所要陷波频率。
在图4的实例中，陷波滤波器24从混频器22接收输入信号Iin^plus、 Iin_minus、 Qin_plus和Qin—minus。输入《言号Iin_plus、 lin—minus、 Qin_plus禾B Qin—minus包括来自 处于基带(例如，DC)的所要信号的电流以及来自处于偏移频率(例如，对于CELL 频带为45 MHz或对于PCS频带为80 MHz)的TX泄漏信号的电流。Qin_plus处的电流 与Iin_plus处的电流异相90度，且Qin—minus处的电流与Iin_minus处的电流异相卯 度。Iin』lus处来自TX泄漏信号的电流可被称为Itx。 Qin_plus处的发射泄漏信号电流 可被称为jltx，其中j表示正交信号Qin_plus相对于同相信号Iin_plus的+卯度相移。类 似地，Iin_minus处的发射泄漏信号电流的量值可被称为Itx，且Qin_minus处的发射泄 漏电流可被称为jltx,以表示与Iin—minus的90度相移，尽管所述电流相对于经过Iinjlus 和Qin_plus的电流可为负。
在图4中的复合陷波滤波器24中，第一电阻器Rl、第二电阻器R2、第三电阻器 R3和第四电阻器R4分别串联耦合在Iin_plus与Iout_plus、 Qin_plus与Qout_plus、 lin—minus与lout—minus以及Qin—minus与Qout—minus之间。第一电容器Cl、第二电容 器C2、第三电容器C3和第四电容器C4分别耦合在Iinjlus与Qoutj5lus、 Qin_plus与 Iout_minus、 lin—minus与Qout—minus以及Qin—minus与Iout_plus之间。
更明确地说，如图4中所示，陷波滤波器24形成复合陷波滤波器，其包括耦合在正同相(I)输入(Iin_plus)与正I输出(Iout_plus)之间的第一电阻器R1、耦合在 正正交(Q)输入(Qin_plus)与正Q输出(Qout_plus)之间的第二电阻器R2、耦合在 负I输入(Iin—minus)与负I输出(Iout_minus)之间的第三电阻器R3以及耦合在负Q 输入(Qin—minus)与负Q输出(Qout_minus)之间的第四电阻器R3。
此外，复合陷波滤波器24包含耦合在正I输入(Iin_plus)与正Q输出(Q0Ut_plus) 之间的第一电容器C1、耦合在正Q输入(Qin_plus)与负I输出(lout—minus)之间的 第二电容器C2、耦合在负I输入(Iin—minus)与负Q输出(Qin—minus)之间的第三电 容器C3以及耦合在负Q输入(Qin—minus)与正I输出(Iout_plus)之间的第四电容器 C4。如上文所提及，选择电阻器和电容器的值以产生陷波频率/"WA，在所述陷波频率 下，陷波滤波器24实质上减少施加在到达陷波滤波器24的输入处的输入信号中 经降频转换的发射泄漏信号。
现在将描述陷波滤波器24在减少发射泄漏信号分量中的效应。首先将分析 Qout_plus处的电流，随后分析lout—minus、 Qout—minus处的电流，且接着最后分析 Iout_plus处的电流。Qout_plus处的电流包括从Qin_plus流经电阻器R2的电流以及从 Iin_plus流经CI的电流。对于Iin_plus来说，将耦合在Iin_plus与Qout_plus之间的电 容器CI选择为在偏移频率下呈现与耦合在Iin_plus与Iout_plus之间的电阻器Rl大体 上相同的阻抗。因此，从Iin_plus流入的电流在从Iin_plus越过电阻器Rl流到Iout_plus 的Itx与从Iin_plus越过电容器CI流到Qout_plus的-jItx之间可等分。-j表示电流Itx 在穿过电容器CI之后与Iin_plus的-卯相移。对于Qin_plus来说，因为Q信道与Iin处 的I信道相移卯度，所以流经电阻器R2的电流为jltx。此处，j表示Q信道相对于对 应的I信道的+卯度相移。
处于基带(dc)的所要信号因为电容性耦合而并不流经电容器C1。然而，发射泄漏 电流Itx流经电容器Cl。此外，电容器CI使流经电容器CI的电流Itx相移-90度，从 而产生电流-jItx。 Qin_plus处的电流jltx领先于Iin_plus处的电流+90度。电容器Cl使 Iinjlus处的电流相移，使得其落后于Qinjlus信号额外90度，从而产生-jItx信号。因 为Qinjlus处的电流Itx领先90度，且穿过电容器Cl的电流-jItx落后90度，所以两 个电流之间的相位差为180度。所述两个电流具有相等的量值Itx。 180度相位差引起jltx 与-jitx之间的抵消，从而抵消从Qin_plus流到Qout_plus的在陷波频率/"ok/z= 1/2兀RC 附近的TX泄漏电流。因此，Qoutj)lus输出产生实质上减少或消除TX泄漏信号的电流。
可以类似方式选择和布置与其它输出Iout_plus、lout—minus和Qout—minus相关联的 电阻器和电容器，以减少或消除从那些输出流动的信号中的接近陷波频率的TX泄漏信号。举例来说，lout—minus处的电流为从Iii^minus越过电阻器R3流动的电流加上来自 电容器C2的电流。如上文所述，穿过C2的电流将被相移-90度，从而在流经电阻器R3 与电容器C2的相等Itx电流之间产生180度相位差。因此，TX泄漏电流被抵消掉，且 仅所要信号电流保留于输出1outjninus处。
类似地，Qout—minus处的电流为从Qin—minus越过电阻器R4流动的电流加上越过 C3流动的电流。在具有180度相位差的情况下，在QoUt_minuS处的电流中，TX泄漏 电流被抵消掉，且仅所要信号电流得以保留。1outjDlus处的电流为从Ihu5lus越过电阻 器R1流动的电流加上越过电容器C4流动的电流。在具有180度相位差的情况下，流动 到IoUt_plUS的电流中的TX泄漏电流被抵消掉，且仅所要信号电流得以保留。
图5是说明供图1的接收器中使用的实例基带滤波器30的框图。在图5的实例中， 基带滤波器从陷波滤波器24接收Iout_plus、 lout—minus、 Qout_plus和Qout—minus输出， 且应用基带滤波以排除所要基带外的频率。举例来说，基带滤波器30可根据所要基带 内的保持频率以及所要基带外的排除频率来应用带通滤波。此外，基带滤波器30可包 含跨阻抗放大器(TIA)电路，以将从陷波滤波器24获得的电流信号转换成电压信号， 以(例如)用于施加到模-数转换器电路和解调电路。
如图5中所示，基带滤波器30可包含I分量基带滤波器模块30A和Q分量基带滤 波器模块30B。 I分量基带滤波器模块30A将基带滤波应用于差分I分量电流信号 Iout_plus和Iout一minus以产生经滤波的I输出。类似地，Q分量基带滤波器模块30B将 基带滤波应用于差分Q分量电流信号Qoutjlus和Qout—minus以产生经滤波的Q输出。 陷波滤波器24在向基带滤波器模块30A、 30B施加接收到的信号之前，消除或实质上减 少接近陷波频率的TX泄漏信号。
图6是说明经耦合以接收陷波滤波器的输出的实例基带滤波器30的框图。明确地 说，图6更详细地展示基带滤波器模块30A,所述基带滤波器模块30A包含具有由电阻 器R^A和电容器CT!A形成的反馈路径的跨阻抗放大器(TIA) 32。为了便于说明，从图 6省略Q分量基带滤波器模块30B的额外细节。然而，对于实施方案来说，如图6中所 示，Q分量基带滤波器模块30B可与I分量基带滤波器模块30A并行提供，且可以类似 于基带滤波器模块30A的方式构造。
每一基带滤波器模块30A、 30B可包含具有从正和负差分输出延伸到对应的正和负 差分输入的反馈回路的差分TIA32。每一反馈回路可包含与电容CTM并行的电阻R"HA， 以设置TIA和其中提供有TIA的基带滤波器模块30A、 30B的增益和频率响应，从而提 供接收到的信号的额外滤波。基带滤波器模块30A处置陷波滤波器24的I信道差分输出以产生I信道电压输出。 在图6的实例中，基带滤波器模块30A中的差分TIA 32具有从陷波滤波器24接收 I0Ut_pluS信号的第一差分输入，以及从陷波滤波器24接收lout—minus信号的第二差分 输入。电阻器RT!A和电容器CT!A并行耦合在TIA32的第一输入与所述TIA的第一输出 之间的反馈路径中。另一电阻器RTtA和电容器CnA并行耦合在TIA 32的第二输入与所 述TIA的第二输出之间的反馈路径中。基带滤波器模块30B可经类似地构造以将基带滤 波应用于陷波滤波器24的Q信道差分输出，并产生Q信道电压输出。
图7A和图7B是说明在图1的装置10中并入有陷波滤波器24和不并入有陷波滤波 器24的情况下的TX信号泄漏和干扰信号振幅的图。明确地说，图7A和图7B展示针 对使用陷波滤波器24和不使用陷波滤波器24的情况，穿过接收器16的信号路径电平。 图7A展示不使用陷波滤波器24的实例。图7B展示使用陷波滤波器24的实例。在图 7B的实例中，在混频器22与基带滤波器30之间并入有陷波滤波器24的情况下，信号 路径从LNA 20流动到混频器22，且从混频器22流动到基带滤波器30。
如图7A和图7B中所示，与未使用陷波滤波器的接收器相比较，陷波滤波器24显 著(至少20dB)排除(处于电流模式的)TX泄漏信号。明确地说，陷波频率近似被置 于基带处的TX到RX偏移频率，这可支持高线性接收器。TX泄漏信号的排除产生实质 上较低的电压摆动，所述电压摆动由混频器22的输出处的强TX泄漏导致。经由陷波滤 波器24抑制Tx信号的此方法可具有若干优点。举例来说，陷波滤波器24可减少由于 强TX泄漏而由降频转换器混频器22产生的二次失真。此外，陷波滤波器24可减少由 于附近干扰与强TX泄漏的混合而由降频转换器混频器22产生的交叉调制失真(XMD)。 陷波滤波器24还可减少到达基带滤波器30和TIA 32中的TX泄漏电流，所述基带滤波 器30在降频转换器混频器22之后。减少到达TIA 32的TX泄漏电流可在基带滤波器 30中产生低失真和较低的噪声指数降级。
在图7A和图7B的实例中，LNA接收分别位于830 MHz的频率和875 MHz的频率 的TX信号和干扰(JAM)信号。图7B中的信号电平指示接收器16中存在陷波滤波器 24的情况下的信号电平。图7A中的信号电平指示接收器16中不存在陷波滤波器24的 情况下的信号电平。在此实例中，在LNA20的输入处，TX泄漏和JAM电压信号具有 大约15.8毫伏(mVp)的峰值振幅。在LNA的输出处，TX和JAM信号被转换为具有 大约500微安(pAp)的峰值振幅的电流信号。在降频转换器混频器22的输出处，在无 陷波滤波器24的情况下，TX和JAM信号具有大约427 pAp的峰值电流振幅。然而， 在具有陷波滤波器24的情况下，TX和JAM信号分别具有大约42.7 )iAp和427 pAp的电流振幅。因此，在图7B的实例中，陷波滤波器24可能够使TX泄漏信号实质上减少 大约20dB。
图8含有说明包含陷波滤波器的接收器的电流和电压输出频率响应的实例的曲线图 40、 42、 44、 46。每一曲线图40、 42、 44、 46的x轴展示接收到的信号的基带频率。y 轴展示以dB为单位的信号振幅电平。明确地说，左侧的曲线图40、 44展示在应用陷波 滤波器24之后且在基带滤波器30的TIA32之前接收到的电流信号频率响应。右侧的曲 线图42、 46展示在应用陷波滤波器24之后且在应用基带滤波器30的TIA 32之后接收 到的电压信号频率响应。
陷波滤波器24的输出为电流信号。TIA 32在TIA反馈电阻器之后的TIA输出处将 来自陷波滤波器24的电流转换成电压信号。因此，右侧的曲线图42、 46表示陷波滤波 器24的输出电流，而左侧的曲线图40、 44表示由基带滤波器30的TIA32产生的输出 电压。值得注意的是，在每一情况下，陷波滤波器24在TX-RX偏移频率(即，TX泄 漏信号相对于被降频转换为大约DC的RX信号而被降频转换为的频率)的区域中提供 信号的显著衰减。举例来说，对于PCS通信，陷波滤波器可经构造以在大约80MHz的 区中使信号衰减。曲线图40和42展示针对PCS实例的大约-80MHz下的陷波响应。曲 线图44和46展示大约+80MHz下的陷波响应。在每一情况下，将陷波选择为近似于对 应于经降频转换的TX泄漏信号分量相对于OHz (dc)的基带中心频率的偏移频率。
因为陷波滤波器是复合陷波滤波器(即，处置I分量和Q分量两者)，所以仅TX 频带的一侧将被排除。明确地说，与实际滤波器形成对比，复合滤波器的频率响应是不 对称的。因此，陷波滤波器24产生左上曲线图40和右上曲线图42中所展示的下侧频 率响应(即，-SOMHz下的陷波)或左下曲线图和右下曲线图中所展示的上侧频率响应 (即，+80MHZ下的陷波)，但并非产生两者。如图8中所示，可改变应用于无源混频器 22的本机振荡器(LO)极性以实现TX泄漏信号的上侧排除或下侧排除。换句话说，可 通过改变LO极性来选择上侧或下侧TX泄漏信号排除。明确地说，可改变LO极性以 产生类似于左上曲线图40和右上曲线图42或左下曲线图44和右下曲线图46中所展示 频率响应的频率响应。
本发明中所描述的技术可用于多种全双工无线通信系统中的任一者中。全双工无线 通信系统的一些实例是蜂窝式(CELL)系统、个人通信系统(PCS)、数字蜂窝式系统 (DCS)和国际移动电信-2000 (IMT-2000)系统。作为一个特定实例，所述技术可应用 于经装备以用于码分多址(CDMA)通信的无线通信装置中。
本发明中所描述的接收器组件可并入无线通信装置内，所述无线通信装置可进一步包含模-数转换器电路、数字信号处理器(DSP)、调制解调器以及可用于发射、接收、 编码和解码数据、语音或其它信号的其它合适组件。调制解调器可至少部分地由DSP 形成。无线通信装置可为移动无线电话、卫星电话、移动游戏控制台、个人数字助理 (PDA)、智能电话、电视控制台、数字视频或音频装置、膝上型或桌上型计算机、机顶 盒或经装备以用于无线通信的任何其它装置。
已描述了本发明的各个方面。这些和其它方面均在所附权利要求的范围内。
权利要求
1.一种射频(RF)接收器，其包括放大器，其将包括所要信号和发射泄漏信号的接收到的RF输入信号放大；混频器，其对所述经放大信号的频率进行降频转换；以及陷波滤波器，其对所述经降频转换的信号进行滤波，以实质上减少所述经降频转换的发射泄漏信号。
2. 根据权利要求1所述的接收器，其中所述混频器包括无源混频器，且所述陷波滤波器包括复合陷波滤波器，所述复合陷波滤波器包括电阻器和电容器的布置。
3. 根据权利要求2所述的接收器，其中所述放大器和所述混频器包括差分输出，所述混频器产生正同相(I)分量和负同相(I)分量以及正正交(Q)分量和负正交(Q)
4. 根据权利要求3所述的接收器，其中所述复合陷波滤波器包含正I输入和负I输入、正I输出和负I输出、正Q输入和负Q输入以及正Q输出和负Q输出。
5. 根据权利要求4所述的接收器，其中所述电阻器中的第一电阻器耦合在所述正I输入与所述正I输出之间，所述电阻器中的第二电阻器耦合在所述负I输入与所述负I输出之间，所述电阻器中的第三电阻器耦合在所述正Q输入与所述正Q输出之间，且所述电阻器中的第四电阻器耦合在所述负Q输入与所述负Q输出之间。
6. 根据权利要求5所述的接收器，其中所述电容器中的第一电容器耦合在所述正I输入与所述正Q输出之间，所述电容器中的第二电容器耦合在所述负I输入与所述负Q输出之间，所述电容器中的第三电容器耦合在所述正Q输入与所述负I输出之间，且所述电容器中的第四电容器耦合在所述负Q输入与所述正I输出之间。
7. 根据权利要求6所述的接收器，其中所述电阻器和电容器具有值，所述值经选择以使得所述复合滤波器实质上使处于大约所述经降频转换的发射泄漏信号的频率的所述经降频转换的信号衰减。
8. 根据权利要求7所述的接收器，其中所述混频器将所述经放大信号的对应于所述所要信号的分量降频转换为大约0 Hz，且将所述经放大信号的对应于所述发射泄漏信号的分量降频转换为偏移频率。
9. 根据权利要求8所述的接收器，其中所述偏移频率为大约80 MHz或大约45 MHz中的一者。
10. 根据权利要求l所述的接收器，其进一步包括接收所述所要信号的天线、将所述放大器耦合到所述天线的双工器、对所述陷波滤波器的输出进行滤波的基带滤波器以及对所述基带滤波器的输出进行解调的调制解调器。
11. 根据权利要求1所述的接收器，其中所述陷波滤波器包括包含电阻器和电容器的复合陷波滤波器，所述电阻器和所述电容器经布置以使得所述复合滤波器实质上使处于大约所述发射泄漏信号的频率的所述经降频转换的信号衰减。
12. —种用于射频(RF)接收器的陷波滤波器，所述陷波滤波器包括第一电阻器，其耦合在正同相(I)输入与正I输出之间；第二电阻器，其耦合在负I输入与负I输出之间；第三电阻器，其耦合在正正交(Q)输入与正Q输出之间；第四电阻器，其耦合在负Q输入与负Q输出之间；第一电容器，其耦合在所述正I输入与所述正Q输出之间；第二电容器，其耦合在所述负I输入与所述负Q输出之间；第三电容器，其耦合在所述正Q输入与所述负I输出之间；以及第四电容器，其耦合在所述负Q输入与所述正I输出之间，其中所述电阻器和电容器的值经选择以实质上减少施加在所述输入处的输入信号中的经降频转换的发射泄漏信号。
13. 根据权利要求12所述的陷波滤波器，其中所述陷波滤波器经耦合以从无源混频器接收所述经降频转换的信号。
14. 根据权利要求12所述的接收器，其中所述混频器将经放大信号的对应于所要信号的分量降频转换为大约0 Hz，且将所述经放大信号的对应于所述发射泄漏信号的分量降频转换为偏移频率，所述电阻器和电容器的值经选择以实质上使处于大约所述偏移频率的所述经降频转换的信号衰减。
15. 根据权利要求14所述的接收器，其中所述偏移频率为大约80 MHz或大约45 MHz中的一者。
16. —种无线通信装置，其包括天线；射频(RF)发射器，其产生发射(TX)信号；双工器，其将所述TX信号耦合到所述天线；RF接收器，其经由所述双工器从所述天线接收RF输入信号，其中所述RF接收器包括放大器，其将包括所要信号和从所述双工器耦合的发射泄漏信号的所述所接收到的RF输入信号放大；混频器，其对所述经放大的信号进行降频转换；以及陷波滤波器，其对所述经降频转换的信号进行滤波，以实质上减少所述经降频转换的发射泄漏信号。
17. 根据权利要求16所述的装置，其中所述混频器包括无源混频器，且所述陷波滤波器包括复合陷波滤波器，所述复合陷波滤波器包括电阻器和电容器的布置。
18. 根据权利要求17所述的装置，其中所述放大器和所述混频器包括差分输出，所述混频器产生正同相(I)分量和负同相(I)分量以及正正交(Q)分量和负正交(Q)分量。
19. 根据权利要求18所述的装置，其中所述复合陷波滤波器包含正I输入和负I输入、正I输出和负I输出、正Q输入和负Q输入以及正Q输出和负Q输出。
20. 根据权利要求19所述的装置，其中所述电阻器中的第一电阻器耦合在所述正I输入与所述正I输出之间，所述电阻器中的第二电阻器耦合在所述负I输入与所述负I输出之间，所述电阻器中的第三电阻器耦合在所述正Q输入与所述正Q输出之间，且所述电阻器中的第四电阻器耦合在所述负Q输入与所述负Q输出之间。
21. 根据权利要求20所述的装置，其中所述电容器中的第一电容器耦合在所述正I输入与所述正Q输出之间，所述电容器中的第二电容器耦合在所述负I输入与所述负Q输出之间，所述电容器中的第三电容器耦合在所述正Q输入与所述负I输出之间，且所述电容器中的第四电容器耦合在所述负Q输入与所述正I输出之间。
22. 根据权利要求21所述的装置，其中所述电阻器和电容器具有值，所述值经选择以使得所述复合滤波器实质上使处于大约所述发射泄漏信号的频率的所述经降频转换的信号衰减。
23. 根据权利要求22所述的装置，其中所述混频器将所述经放大信号的对应于所述所要信号的分量降频转换为大约0 Hz，且将所述经放大信号的对应于所述发射泄漏信号的分量降频转换为偏移频率。
24. 根据权利要求23所述的装置，其中所述偏移频率为大约80 MHz或大约45 MHz中的一者。
25. 根据权利要求16所述的装置，其中所述陷波滤波器包括包含电阻器和电容器的复合陷波滤波器，所述电阻器和电容器经布置以使得所述复合滤波器实质上使处于大约所述发射泄漏信号的频率的所述经降频转换的信号衰减。
26. —种方法，其包括将包括所要信号和发射泄漏信号的接收到的RF输入信号放大对所述经放大信号的频率进行降频转换；以及用陷波滤波器对所述经降频转换的信号进行滤波，以实质上减少所述经降频转换的发射泄漏信号。
27. 根据权利要求26所述的方法，其进一步包括用无源混频器对所述经放大信号的所述频率进行降频转换，其中所述陷波滤波器包括复合陷波滤波器，所述复合陷波滤波器包括电阻器和电容器的布置。
28. 根据权利要求27所述的方法，其中所述无源混频器产生正同相(I)分量和负同相(I)分量以及正正交(Q)分量和负正交(Q)分量。
29. 根据权利要求28所述的方法，其中所述复合陷波滤波器包含正I输入和负I输入、正I输出和负I输出、正Q输入和负Q输入以及正Q输出和负Q输出。
30. 根据权利要求29所述的方法，其中将所述电阻器中的第一电阻器耦合在所述正I输入与所述正I输出之间，将所述电阻器中的第二电阻器耦合在所述负I输入与所述负I输出之间，将所述电阻器中的第三电阻器耦合在所述正Q输入与所述正Q输出之间，且将所述电阻器中的第四电阻器耦合在所述负Q输入与所述负Q输出之间。
31. 根据权利要求30所述的方法，其中将所述电容器中的第一电容器耦合在所述正I输入与所述正Q输出之间，将所述电容器中的第二电容器耦合在所述负I输入与所述负Q输出之间，将所述电容器中的第三电容器耦合在所述正Q输入与所述负I输出之间，且将所述电容器中的第四电容器耦合在所述负Q输入与所述正I输出之间。
32. 根据权利要求31所述的方法，其中所述电阻器和电容器具有值，所述值经选择以使得所述复合滤波器实质上使处于大约所述发射泄漏信号的频率的所述经降频转换的信号衰减。
33. 根据权利要求32所述的方法，其中降频转换包括将所述经放大信号的对应于所述所要信号的分量降频转换为大约0 Hz，以及将所述经放大信号的对应于所述发射泄漏信号的分量降频转换为偏移频率。
34. 根据权利要求33所述的方法，其中所述偏移频率为大约80 MHz或大约45 MHz中的一者。
35. 根据权利要求26所述的方法，其进一步包括经由天线接收所述所要信号；以及经由耦合到所述天线且耦合到发射器的双工器接收所述发射泄漏信号。
36.根据权利要求26所述的方法，其中所述陷波滤波器包括包含电阻器和电容器的复 合陷波滤波器，所述电阻器和电容器经布置以使得所述复合滤波器实质上使处于大 约由所述发射泄漏信号所导致的失真的频率的所述经降频转换的信号衰减。
全文摘要
本发明描述用于减少全双工无线通信装置中TX信号泄漏的不利效应的技术。所述技术利用陷波滤波器来排除所述无线通信装置的RX路径中所处理的信号中的TX信号泄漏。所述陷波滤波器可被构造为使用无源电阻器和电容器组件来产生陷波频率的复合陷波滤波器，其使所要信号中的TX信号泄漏分量衰减。所述陷波滤波器可应用于由无源混频器产生的经降频转换的基带信号。
文档编号H04B1/52GK101636923SQ200880007982
公开日2010年1月27日 申请日期2008年3月12日 优先权日2007年3月13日
发明者乔斯·卡巴尼拉斯, 张璃琼, 普拉萨德·S·古德曼 申请人:高通股份有限公司