一种适用于分组传输的ofdm载波频偏估计方法

文档序号:7945454阅读:286来源:国知局
专利名称:一种适用于分组传输的ofdm载波频偏估计方法
技术领域
本发明涉及一种正交频分复用OFDM系统中适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方 法,属于宽带无线通信技术领域,可应用于下一代移动通信系统中。
背景技术
正交频分复用(OFDM)技术由于具有良好的抗多径干扰能力和高频谱利用效率,受到了广 泛地研究[文献[lj Van Nee R, Prasad R. OFDM for Wireless Multi-media Communications [M. Boston, London: Artech House, 2000:73-93.)。但OFDM系统对频偏非常敏感[文献[2Moose P H. A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correctionJ]. /fff 7 an5. on Commi/n/'cof/ons, 1994, 42(10): 2908-2914.]。 因为当^在频率偏差时,子载波间的正 交性被破坏,引起载波间干扰,从而严重影响OFDM接收端的性能[文献[2] Moose P H. A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction [J./fff T"rans. on Commun/'caf/'ons, 1994, 42(10): 2908-2914.,文献[3] Modelski, J, Oziewicz, M. Distortions of the OFDM Sub-carriers in SFN Baseband Channel [C]. International Conference on Computer as a Tool, Warsaw, S印,9-12, 2007, 919-925.。文献[文献[4] Van de Beek J J, Sandell M, Brjesson P O. ML estimation of timing and frequency offset in OFDM systems [J./fff rrans. on Process/ng, 1997, 45(7): 1800-1805.]分析表明,若要求由载波频偏引起的信噪比下降达到可以忽略的程度, 那么载波频率偏移应限制在子载波间隔的2%之内。
有很多文献对适合OFDM分组传输的载波频偏估计进行了探讨。这些方法大都通过设计一 个包括若干重复模块的时域训练符号,然后在接收端根据重复模块的相位旋转得到载波频偏 估计。最常见的训练符号就是Schmidl文献[5Schmidl T M, Cox D C. Robust frequency and timing synchronization for OFDM [J]. /fff 7"ram on Commt// '.caf/ons, 1997, 45(12): 1613-1621.;i设计的包 括两个相同重复模块的训练符号,它的频偏估计范围为土l个子载波间隔。但是在实际系统中, 归一化载波频偏的绝对值可能大于l,因此Schmidl设计了第二个训练符号来扩大频偏估计范 围,但是增加训练符号的个数会降低分组传输系统的传输效率。
为提高传输的效率,文献[问Morel" M, Mengali U. An improved frequency offset estimator for OFDM a叩lications [J]. /fff Commun/caf/'ons Leffers, 1999, 3(3): 75-77.,女献[7] Song H K, You Y H, Paik J H ef a/.. Frequency-offset synchronization and channel estimation for OFDM-based transmission /fff Commum'ccrf/ons ieffers, 2000, 4(3):95-97.]设计了基于一个训练符号的频 偏估计方案,这个训练符号包括若干个(大于等于2)模块。其中,Morelli和Mengali (M&M) [文献[6Morelli M, Mengali U. An improved frequency offset estimator for OFDM applications [J]. /fff Ccwjmun/'caf/'ons tetters, 1999, 3(3): 75-77.]依据最优线性无偏准则设计了一个频偏估计 器,其估计精度有了一定提高,估计范围也扩大,但是计算复杂度也随之提高,而且估计范 围有限。Song[文献[7] Song H K, You Y H, Paik J H ef a/.. Frequency-offset synchronization and channel estimation for OFDM-based transmissionJ]. /fff Commun/caf/'ons tetters, 2000, 4(3):95-97.]使用多级频偏估计的思想来扩大估计范围和提高估计精度,和M&M—样,它也存 在计算复杂度高和估计范围小的不足。
近年来,提出许多新的方法。文献[[8]Yi Q M, Shi M. A New Algorithm of frequency offset EstimationC]. International Conference on Machine Learning and Cybernetics, Hong Kong, Aug. 19-22, 2007, 2, 813-817.]通过设计随频偏变化的代价函数,使得频偏估计易于硬件实现,但 并没有扩大估计范围。女献l9]Yu Z H, Chen K, Huang Y M, Zhang Yang. OFDM Timing and Frequency Offset Estimation Based on Repeated Training Sequence [C]. International Conference on Wireless Communications, Networking and Mobile Computing, Shanghai, Sep.21-25, 2007, 264-266]设计了适合多径信道的频偏估计算法,使得估计精度提高,但是估计范围依然有P艮。
6文献[[10
Guo Y' Liu G, Ge J H. A novel time and frequency synchronization scheme for OFDM systemsJ./fff rrans. on Consi/mer f/ecfron/'cs, 2008, 54(2):321-325.
提出的频偏估计方法,扩 大了估计范围,但是却没有提高估计精度。

发明内容
本发明的目的是针对现有技术的不足,提出一种估计范围大且估计精度高的适用于分组 传输的OFDM载波频偏估计方法。
一种适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,它在正交频分复用系统中执行以下步

1) 由频域符号5,(/ = 0,1,...,^-1)经IFFT变换,得到包括两个相同重复模块的时域训练符
2) 时域训练符号( ,"=0,1,...,^-1),加入长度为丄的循环前缀构成完整的OFDM符号, 即^_工,^1+1,...^^。,J;经过多径信道,由于发送端接收端晶体振荡频率的不同,得 到携带频偏信息(归一化后为e)的接收OFDM符号(^ = -£,一丄+ l,...,W-l);
3) 根据接收OFDM符号^, ;=-丄,-1 + 1,...,JV-1)中相隔iV/2的样值对存在^的相位旋 转,得到细频偏估计^, ;
4) 得到细频偏估计^ 。之后,对接收OFDM符号。 , n = --L +1,JV -1)进行细频偏补偿 得到补偿后的OFDM符号。 ,《 = -£,-£ + 1,...,^-1);
5}对补偿后的OFDM符号(^"= -丄,-丄+ l,.。.,iV-l)中去除循环前缀后的训练符号部分 (/;," = 0,l,..。,iV-l)进行FFT变换,得到接收端解调的频域符号(/ " = 0,1,...,^-1);
6) 利用伪随机序列良好的自相关特性,通过接收端频域符号(^^ = 0,1,..,,^-l)和发送端 频域符号(《,/ = 0,1,...,〃 —l)循环移位的相关峰值检领!l,可以得到粗频偏估计4^e;
7) 根据粗频偏估计4 £,直接在接收端频域对接收端解调数据(&,^: = 0,1,...,^-l)作相
应的频偏补偿,载波频偏估计即为粗频偏估计^。^和细频偏估计^一的相加之和。
本发明利用发明人设计的时域训练符号,把OFDM的频偏估计分成接收端时域的细频偏 估计和频域的粗频偏估计两步来实现。本发明通过综合利用训练符号中重复模块的相关信息 和循环前缀与训练符号中相应模块的相关信息,进行细频偏估计,然后利用粗频偏估计将频 偏估计范围由土l个子载波间隔扩大到整个信号带宽。
本发明中使用的时域训练符号,与Schmidl[文献[5] SchmidlT M, Cox D C Robust frequency and timing synchronization for OFDM [J], /fff 7"ra/ 5. on Com謡n,'catYons, 1997, 45(12): 1613-1621.: 方法中的时域训练符号结构类似,也包括两个相同重复的模块,但产生方法不同。图1给出
了这两种方法时域训练符号的产生方框原理图。两种方法在频域的奇数序号f1,3,..., 1}子
7载波上都置O,而在偶数序号{0,2,..., 2}子载波上则发送不同的序列。Schmidl方法中发 送的是伪随机0^51<符号^ = (0),込,...,2;^_|),而我们提出的方法中发送的是伪随机序列
尸A,…,Pw/2-l J 。
在我们提出的载波频偏估计方法中,使用的伪随机序列具有良好的自相关特性,相应的 频域符号由下式给出
="i (1) |0,/ = 1,3,...,7V-1
其中W为子载波个数,& (w:0,l,2,.。.,A72-l)是伪随机序列中的第w个取值,并且
1,1}, 5,(/ = 0,1,...,^-1)是频域符号第/个子载波上的取值。 接下来经过IFFT调制产生时域训练符号(包括两个相同重复的模块)
「—/、
n = 0,l,.."7V — l (2)
iVt^…〈W .
其中^为子载波个数" (" = 0,1,...,^ —1)是时域训练符号的第"个样值,&(/ = 0,1,...,^-1)是
频域符号第/个子载波上的取值,y代表V11。
为消除符号间干扰,在每个训练符号前插入长度z的循环前缀,丄要大于多径信道最大 时延扩展对应的样值个数,艮卩,实际传输的OFDM符号为p—,乂—w,.,足,,&,^...,^」,前/:
个样值是后丄个样值的复制。
在接收端,如果定时准确,那么当存在归一化频偏f即实际频偏与子载波间隔的比值时
的接收OFDM符号为
<formula>formula see original document page 8</formula> (3)
其中JV为子载波个数,丄是循环前缀长度,/代表V^, W (" = —丄+ l,…,0,l,…,JV —l)是
均值为O,方差为《的加性高斯白噪声的第n个样值,&(" = -Z,—丄+ l,…,0,l,。.。,JV-l)是时域 OFDM符号的第k个样值,e是归一化频偏即实际频偏与子载波间隔的比值, r (" = --丄+1,0, 1,iV -1)是接收OFDM符号的第"个样值。
由于载波频偏的存在,使得在接收端一个OFDM符号周期内,相隔;V/2的样值对存在7^
的相位旋转,综合利用训练符号中相同重复模块的相关,以及循环前缀与训练符号中第一部 分对应序列的相关,可以得到细频偏估计,即
<formula>formula see original document page 8</formula>r2=2 "
W/2
(5)
" 1牟〃 、1 丄
(6>
其中上标符号'表示取复数共轭,a"g/e(。表示取(.)的幅角,iV为子载波个数,丄是循环前
缀长度,/;'是接收OFDM符号的第n个样值的复数共轭,/;+^是接收OFDM符号的第n + AV2
个样值,y,是接收OFDM符号中训练符号的相同重复模块的相关值,/2是循环前缀与训练符
号第一部分对应序列对的相关值,^^为细频偏的估计值。 由于相位函数的周期性,所以实际频偏有下列特性
s = &。, + =+ 》 2g +》— (7>
其中g为整数,s,和^。^分别是细频偏和粗频偏,f为实际的归一化频偏即实际频偏与子
载波间隔的比值,^"e为细频偏估计值。
如果通过细频偏估计后,得到的归一化载波频偏的绝对值能保证小于1,则频偏估计仅 由细频偏估计就可得到。否则,在细频偏估计后,还要进行下面的粗频偏估计。
在细频偏估计之后,需要先对接收OFDM符号进行细频偏补偿,即
r" 、exp
_,<;
.一
+ w exp

+ w" exp
(8)
其中W为子载波个数,是接收OFDM符号的第w个样值,;是经过细频偏补偿后的接 收OFDM符号的第"个样值,^M为细频偏估计值,^是时域OFDM符号的第n个样值,气是
加性高斯白噪声的第n个样值,e是实际的归一化频偏,g是模糊周期的个数,/代表V11。 然后,对补偿后的OFDM符号^;,^-£,-Z + l,...,iV-l)中去除循环前缀后的训练符号部 分(z;,"-O,l,...,;V-l)做FFT变换;(r ," = 0,1,..., W —1)变换到频域后,由于偶数频偏的存在,
恢复得到的频域符号将会出现循环移位,即
& =S>:exp
9K『* , "o,u-i
(9)
其中JV为子载波个数,g是模糊周期的个数,y代表V^T, /;(n = 0,l,...,W-l)是细频偏补偿 后的接收训练符号的第n个样值,A0t = O,l,...,iV-l)是接收端解调得到的频域符号的第A个 子载波上的取值,S(w^是发送端频域符号第yt个子载波上的取值&以A^为周期循环右移
2g后的值,^'是第/t个子信道的加性高斯白噪声,即
-/2《 g 丫
(10)
由于在发送端频域的偶数子载波上发送的是伪随机序列,偶数倍频偏只会引起接收符号 的循环移位,所以利用伪随机序列良好的自相关特性,粗频偏估计可以通过下面的峰值检测 得到
=2
argmax
牟-i
A=0
、A=0
g =—牟,—AV4 + 1,…,AV4
其中W为子载波个数,g是模糊周期的个数,上标符号'表示取复数共轭,i^是接收端解调 得到的频域符号的第2yt个取值的复数共轭,5^一2^是发送端频域符号第2^个子载波上的取 值S^以V为周期循环右移2g后的结果,^。。^是粗频偏的估计值,argmaxW表示取G最大
时对应的g值
由式(ll),通过粗频偏估计,频偏估计范围可由±1个子载波间隔扩大到整个信号带宽, 即(-iV/2,iV/2)。
最后,由(6)和(11)式,可以得到OFDM系统的载波频偏估计为
"O一 (12)
其中4。,是由(11)式得到的粗频偏的估计值,^^是由(6)式得到的细频偏的估i十值,^是实际 归一化频偏的估计值。
在接收端频域对粗频偏^^e进行补偿,也就是直接对接收端解调后频域符号 (&,A; = 0,l",.,iV-l)进行相应的循环移位,艮P
"0,1,…,W-1 (13)
其中W为子载波个数,^^^是由(11)式得到的粗频偏的估计值,《(/S:-0,l,...,iV-l)是粗频偏
10补偿后的接收端解调频域符号的第A个子载波上的取值,、是接收端解调频域符号第A
.个子载波上的取值&以W为周期循环左移后的值。
本发明的突出优点为仅采用一个训练符号,提高了传输的有效性;频偏估计范围扩大
到整个信号带宽r频偏估计精度高。在多径衰落信道下,当信噪比达到12dB时,可以使剩余
频偏限制在子载波间隔的2%以内。


图1时域训练符号的产生原理方框图; 图2本算法的载波频偏估计模型; 图3本算法的细频偏估计方框图4为在A信道下,当多普勒频移为0,信噪比为20dB时,本算法的估计范围与Schmidl, M&M和Song算法估计范围的比较;
图5为在A信道下,当多普勒频移为0,信噪比为20dB时,本算法与Schmidl, M&M和 Song算法的频偏估计均方误差随归一化频偏变化的对比;
图6为在A信道下,当多普勒频移分别为0和172Hz时,本算法与Schmidl, M&M和Song 算法的频偏估计均方误差随信噪比变化的对比;
图7为在多普勒频移为O条件下,当多径信道分别为A和B信道时,本算法与Schmidl, M&M和Song算法的频偏估计均方误差随信噪比变化的对比;
图8a为在A信道下,当多普勒频移为O时,信噪比分别为6dB时,本算法的频偏的跟 踪性能;
图8b为9dB时,本算法的频偏的跟踪性能; 图8c为12dB时,本算法的频偏的跟踪性能。
具体实施例方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
本发明针对载波频偏估计中存在的估计精度与估计范围的矛盾,提出了一种有效的载波 频偏估计方案。
本发明在细频偏估计中,额外使用了循环前缀的冗余信息,即循环前缀与训练符号中第 一部分对应序列的相关,明显提高了载波频偏的估计精度。并且时域细频偏估计和频偏粗频 偏估计的联合使用使得载波频偏的估计范围扩大到整个信号带宽。从而有效解决了估计精度 与估计范围的矛盾。
一种适用于分组传输的OFDM频偏估计方法,在正交频分复用系统中执行以下步骤
1) 根据图1由频域符号(5;,/ = 0,1,...,^-l)经IFFT变换设计包括两个相同模块的时域训练符
号(&,rt^0,l,…,iV-l);
2) 时域训练符号(^"-0,l,…,W-l),加入长度为丄的循环前缀构成完整的OFDM符号,即 ^^ .足!,^年...,,^^。经过多径信道,由于发送端接牧端晶体振荡频率的不同,得到 携带频偏信息(归一化后为f )的接收OFDM符号k,"--Z,-£ + l,...,A/~l);
3) 接收 OFDM 符号= Z + l,…,iV-l)中相隔W/2的样值对 ^,r ,K"=—丄,—丄+ l,…,W/2 —l)存在加的相位旋转'根据图3得到细频偏估计^e;
114) 得到细频偏估计《一之后,根据图2,对接收OFDM符号(r","--丄,—丄+ l,…,W-l)进行细 频偏补偿得到补偿后的OFDM符号(r ," = -Z,-Z +1,..., W-1);
5) 对补偿后的OFDM符号" ," = -丄+ 1,...,^-l)中去除循环前缀后的训练符号部分 (/;,"-0,U,^ —l)进行FFT变换,得到接收端解调的频域符号(/ ,^ = 0,1,...,^ —1);
6) 利用伪随机序列良好的自相关特性,通过接收端频域符号^^ = 0,1,...,^-l)和发送端频域 符号(&,/ = 0,1,...,^-l)循环移位的相关峰值检淑lj,可以得到粗频偏估计^^,"
7) 根据粗频偏估计4^e,直接在接收端频域对接收端解调符号(^』=0,1,...,^-l)作相应的
频偏补偿,载波频偏估计即为粗频偏估计和细频偏估计^w的相加之和。
所述步骤l)中,载波频偏估计方法中,使用的伪随机序列具有良好的自相关特性,相应 的频域符号由下式给出
^(ViP ,/ = 2/ ,w = 0,l,2,.."A72-l ,,0,/ = l,3"..,JV-1
其中W为子载波个数,& (m = 0,l,2,...,iV/2-l)是伪随机序列中的第附个取值'并且
尸 e {-1 ,1} , S, (/ = O,l,...,W-l)是频域符号第/个子载波上的取值;
接下来经过IFFT调制产生时域训练符号,它包括两个相同重复的模块
^ 二丄gs,expl^^), " = 。,1,...,-1 (2) " 〃台'乂 W J
其中iV为子载波个数,5f> = 0,l,...,iV-1)是时域训练符号的第"个样值,S,(/^0,1,…,W-l)是
频域符号第/个子载波上的取值,y代表V^T。
步骤2)中,为消除符号间干扰,在每个训练符号前插入长度丄的循环前缀,£要大于多 径信道最大时延扩展对应的样值个数,即,实际传输的OFDM符号为
(^,Q,.^,VS,,前丄个样值是后丄个样值的复制;
在接收端,如果定时准确,那么当存在归一化频偏f即实际频偏与子载波间隔的比值时 的接收OFDM符号为
r =s exp
十w", n;—丄,一 丄+ l,…,0,l"."W—l (3)

其中W为子载波个数,£是循环前缀长度,7'代表V11, w (n =-丄,一丄+ l,…,0,l,…,W—l)是
均值为o,方差为《的加性高斯白噪声的第"个样值,& (" = -z,-丄+1,..,,O,l,...,V-1)是时域
12OFDM符号的第w个样值,e是归一化频偏即实际频偏与子载波间隔的比值, r" ^ = -£,-丄+1,0,1, ..., V -1)是接收OFDM符号的第"个样值。
步骤3)中,由于载波频偏的存在,使得在接收端一个OFDM符号周期内,相隔iV/2的
样值对存在加的相位旋转,综合利用训练符号中相同重复模块的相关,以及循环前缀与训练 符号中第一部分对应样值对的相关,可以得到细频偏估计,即
K 二 S
(4)
r2 = 2 4
■W/2
1 ^2 -artg/e(^)+-1 Z
(5)
(6)
ne ;r +丄—v M . /r iV/2 + i 其中上标符号'表示取复数共轭,朋gZeO表示取0的幅角,AT为子载波个数,丄是循环前 缀长度,r。'是接收OFDM符号的第n个样值的复数共轭,^是接收OFDM符号的第w + W/2 个样值,^是接收OFDM符号中训练符号的相同重复模块的相关值,^是循环前缀与训练符
号第一部分对应样值对的相关值,^^为细频偏的估计值;
由于相位函数的周期性,所以实际频偏有下列特性
s = s"職+ e>e = 2g + s,附,+》>e (7)
其中g为整数,^"e和&胃M分别是细频偏和粗频偏,f为实际的归一化频偏即实际频偏与子
载波间隔的比值,^M为细频偏估计值。
步骤4)中,在细频偏估计之后,需要先对接收OFDM符号进行细频偏补偿,即
f = r exp
s exp
:& exp
广 ■

+ h> exp
A -/2丌《《 、
(8)
其中W为子载波个数,z;是接收OFDM符号的第"个样值,/^是经过细频偏补偿后的接收 OFDM符号的第"个样值,^M为细频偏估计值,^是时域OFDM符号的第n个样值,、是加
性高斯白噪声的第n个样值,e是实际的归一化频偏,g是模糊周期的个数,J代表V^T。
13步骤5)中,对补偿后的OFDM符号(<,《 = -Z,-£ + l,...,W-l)中去除循环前缀后的训练
符号部分" ," = 0,1,...,^ —l)做FFT变换;(^," = 0,1,...,^-D变换到频域后,由于偶数频偏的 存在,恢复得到的频域符号将会出现循环移位,即
n=0
' "0,1,…,W-1 (9) 其中JV为子载波个数,g是模糊周期的个数,y'代表V^T, a^" = 0,1,...,W-l)是细频偏补偿 后的接收训练符号的第"个样值,&(A: = 0,l,...,iV-1)是接收端解调得到的频域符号的第/t个 子载波上的取值,S(w^是发送端频域符号第;t个子载波上的取值&以W为周期循环右移
2g后的结果,^'是第it个子信道的加性高斯白噪声,即
n=0
6Xp
exp
(10)
步骤6)中,由于在发送端频域的偶数子载波上发送的是伪随机序列,偶数倍频偏只会 引起接收符号的循环移位,所以利用伪随机序列良好的自相关特性,粗频偏估计可以通过下 面的峰值检测得到
《co
2
arg max
W/2-l 4=0
(2*-2g)w
^ = 一丰,一毕+ 1,...,牟 (11)
其中W为子载波个数,g是模糊周期的个数,上标符号'表示取复数共轭,/^是接收端解调 得到的频域符号的第2/t个取值的复数共轭,S(,w^是发送端频域符号第2it个子载波上的取 值&,以W为周期循环右移2g后的值,4wM是粗频偏的估计值,argmax"表示取W最大时
对应的g值;
由式(11),通过粗频偏估计,频偏估计范围可由土l个子载波间隔扩大到整个信号带宽, 即(-毕,毕)。
步骤7)中,OFDM系统的载波频偏估计为
"O加 (12)
其中4。。^是由(11)式得到的粗频偏的估计值,^"。是由(6)式得到的细频偏的估计值,S是实际
14归一化频偏的估计值;
(AJ = 0,1,...,W-l)进行相应的循环移位,即
说明书第10/10页
在接收端频域对粗频偏进行补偿,也就是直接对接收端解调符号
其中W为子载波个数,^。。 £是由(11>式得到的粗频偏的估计值,《(A-0,1,...,AT-l)是粗频偏 补偿后的接收端解调频域符号的第t个子载波上的取值,是接收端解调频域符号第/t
个子载波上的取值&以W为周期循环左移^_£后的值。
按照本实施方式对本发明进行性能仿真,图4和图5是本发明方案和Schmidl, M&M, Song 在相同条件下的频偏估计范围的对比。从结果可以看出,Schmidl的估计范围为士l个子载波 间隔,M&M和Song方法的估计范围相同,都是土4个子载波间隔,而本发明的频偏估计和理 想的曲线几乎相吻合,即实际的频偏估计范围为土128个子载波间隔,可以达到整个信号带宽。 当实际频偏超出各频偏估计器的估计范围后,采用Schmidl, M&M和Song方法时,均方误 差将变得很大,几乎不可接受,而本发明方法的频偏估计器却没有这种限制,因为它的估计 范围可以达到整个信号带宽。例如,当归一化频偏为6时,Schmidl, M&M, Song以及本发
明方法的均方误差分别近似为38, 65, 65, 4x10"。
图6是在相同信道下,不同多普勒频移时,本发明方案和Schmidl, M&M, Song的频偏 估计均方误差随信噪比变化的对比。归一化频偏^ = 0.3。由图可见,当多普勒频移为0,信 道为时不变信道,频偏估计的均方误差随信噪比增大几乎线性下降,而当多普勒频移为172Hz 时,受时变信道影响,频偏估计均方误差下降变慢,甚至当信噪比大于25dB时,下降非常缓 慢。但是在两种多普勒频移下都可以看出,本发明均可以使频偏估计精度都有很大提高,尤 其在信噪比低于25dB时。
图7是在相同多普勒频移下,不同信道时,本发明方案和Schmidl, M&M, Song的频偏 估计均方误差随信噪比变化情况的对比。归一化频偏5 = 0.3。由图可见,在信道B条件下, 由于受符号间干扰的影响,四种方法的频偏估计均方误差均高于它们在信道A下的情况,尤 其当信噪比较高时。这是由于在高信噪比下,频偏估计均方误差的性能主要取决于符号间干 扰。从图7还可以看出,在信道B条件下,当信噪比大于20dB时,本发明的频偏估计均方 误差下降非常缓慢,性能不如Schmidl, M&M和Song,但是在信道B的低信噪比下,以及信 道A的任意信噪比下,本发明的频偏估计均方误差都低于Schmidl, M&M和Song。因此,本 发明在低信噪比条件下(实际中往往如此)更具有优势。
图8a、8b、8c给出了在信道为A条件下,当多普勒频移为0时,信噪比分别为6dB, 9dB, 12dB时,本发明的频偏估计的跟踪性能。初始归一化频偏£ = 0.3。由图可知,与其他三种算 法相比,本发明可以使在不同信噪比下频偏抖动更小,而且在信噪比为12 dB时,可以使剩 余频偏(实际频偏与估计频偏的差值)控制在2%之内。
图4-图8a、 8b、 8c为MATLAB软件对OFDM系统的仿真结果。仿真参数为OFDM系统 的子载波个数W-256,信号带宽5.76MHz,循环前缀长度丄=64 ,抽样时间间隔为173.6ns文 献[ll] IEEE Standard for Local and metropolitan area networks Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems [S.2004.1。多径信道取ITU-R M.1225 Vehicle Channel A禾口 B 《言道[文献[12
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,1997.。
1权利要求
1.一种适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,其特征是,它在正交频分复用系统中执行以下步骤1)提供包括两个相同重复模块的时域训练符号(sn,n=0,1,...,N-1),时域训练符号(sn,n=0,1,...,N-1)由频域符号(Sl,l=0,1,...,N-1)经过IFFT变换得到;式中,N为子载波个数,sn(n=0,1,...,N-1)是时域训练符号的第n个样值,Sl(l=0,1,...,N-1)是频域符号第l个子载波上的取值;2)在时域训练符号(sn,n=0,1,...,N-1)前加入长度为L的循环前缀构成完整的OFDM符号,即{s-L,s-L+1,...s-1,s0,s1,...,sN-1};经过多径信道,由于发送端接收端晶体振荡频率的不同,存在频率偏差ε,ε是归一化频偏,即实际频偏与子载波间隔的比值,得到携带频偏信息的接收OFDM符号(rn,n=-L,-L+1,...,0,1,...,N-1),式中,rn(n=-L,-L+1,...,0,1,...,N-1)是接收OFDM符号的第n个样值;3)根据接收OFDM符号(rn,n=-L,-L+1,...,N-1)中相隔N/2的样值对{rn,rn+N/2}(n=-L,-L+1,...,N/2-1)存在πε的相位旋转,得到细频偏估计 id="icf0001" file="A2009100206380002C1.tif" wi="8" he="4" top= "128" left = "165" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>式中rn,rn+N/2(n=-L,-L+1,...,N/2-1)分别为接收OFDM符号的第n和n+N/2个样值;4)得到细频偏估计 id="icf0002" file="A2009100206380002C2.tif" wi="6" he="4" top= "149" left = "63" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>之后,对接收OFDM符号(rn,n=-L,-L+1,...,N-1)进行细频偏补偿得到补偿后的OFDM符号(r′n,n=-L,-L+1,...,N-1);5)对补偿后的OFDM符号(r′n,n=-L,-L+1,...,N-1)中去除循环前缀后的训练符号部分(r′n,n=0,1,...,N-1)进行FFT变换,得到接收端解调的频域符号(Rk,k=0,1,...,N-1);6)利用伪随机序列良好的自相关特性,通过接收端频域符号(Rk,k=0,1,...,N-1)和发送端频域符号(Sl,l=0,1,...,N-1)循环移位的相关峰值检测,可以得到粗频偏估计 id="icf0003" file="A2009100206380002C3.tif" wi="9" he="4" top= "202" left = "159" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>7)根据粗频偏估计 id="icf0004" file="A2009100206380002C4.tif" wi="10" he="4" top= "213" left = "63" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>直接在接收端频域对接收端频域符号(Rk,k=0,1,...,N-1)作相应的粗频偏补偿,载波频偏估计即为粗频偏估计 id="icf0005" file="A2009100206380002C5.tif" wi="8" he="4" top= "223" left = "108" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>和细频偏估计 id="icf0006" file="A2009100206380002C6.tif" wi="6" he="4" top= "223" left = "143" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>的相加之和。
2. 如权利要求l所述的适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,其特征是,所述步骤l) 中,载波频偏估计方法中,使用的伪随机序列具有良好的自相关特性,相应的频域符号由下 式给出<formula>formula see original document page 2</formula>其中W为子载波个数,& (w = 0,l,2,...,AA/2-l)是伪随机序列中的第w个取值,并且1,1},&(/-0,1,...,^-1)是频域符号第/个子载波上的取值;接下来经过IFFT调制产生时域训练符号,它包括两个相同重复的模块<formula>formula see original document page 3</formula>其中7V为子载波个数,&(" = 0,1,...,^-l)是时域训练符号的第"个样值,S(hO,l,...,iV-l)是频域符号第/个子载波上的取值,j'代表V^T。
3.如权利要求1所述的适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,其特征是,所述步 骤2)中,为消除符号间干扰,在每个训练符号前插入长度£的循环前缀,Z要大于多径信道最大时延扩展对应的样值个数,即,实际传输的OFDM符号为(^,^+,,…", ,^..., _,},前/:个样值是后z个样值的复制;在接收端,如果定时准确,那么当存在归一化频偏e即实际频偏与子载波间隔的比值时 的接收OFDM符号为<formula>formula see original document page 3</formula>其中w为子载波个数,i是循环前缀长度,/代表V^T, w (" = -l,-丄+1,...,0,1,...,^-1)是均值为0,方差为《的加性高斯白噪声的第"个样值,= —二-£ + 1,...,0,1,...,# —l)是时域 OFDM符号的第《个样值,s是归 一 化频偏即实际频偏与子载波间隔的比值, 丄,-丄+ l,…,0,l,…,iV-l)是接收OFDM符号的第"个样值。
4.如权利要求1所述的适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,其特征是,所述步 骤3)中,由于载波频偏的存在,使得在接收端一个OFDM符号周期内,相隔yV/2的样值对存在肪的相位旋转,综合利用训练符号中相同重复模块的相关,以及循环前缀与训练符号中 第一部分对应样值对的相关,可以得到细频偏估计,即<formula>formula see original document page 3</formula>其中上标符号'表示取复数共轭,朋g/e(.)表示取(.)的幅角,iV为子载波个数,Z是循环前 缀长度,/;'是接收OFDM符号的第"个样值的复数共轭,/;+w是接收OFDM符号的第n + W/2个样值,/,是接收OFDM符号中训练符号的相同重复模块的相关值,^是循环前缀与训练符号第一部分对应样值对的相关值,^M为细频偏的估计值; 由于相位函数的周期性,所以实际频偏有下列特性f = + f = 2g + S/fe * 2g + (7)其中g为整数,e 和^^。分别是细频偏和粗频偏,s为实际的归一化频偏即实际频偏与子载波间隔的比值,f一为细频偏估计值。
5.如权利要求l所述的适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,其特征是,所述步 骤4)中,在细频偏估计之后,需要先对接收OFDM符号进行细频偏补偿,即<formula>formula see original document page 4</formula>其中iV为子载波个数,~是接收OFDM符号的第"个样值,^是经过细频偏补偿后的接收 OFDM符号的第"个样值,^^为细频偏估计值, 是时域OFDM符号的第n个样值,w"是加性高斯白噪声的第"个样值,c是实际的归一化频偏,g是模糊周期的个数,J代表V^T。
6.如权利要求l所述的适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,其特征是,所述步 骤5)中,对补偿后的OFDM符号(<,"=-丄,-£ + l,...,JV-l)中去除循环前缀后的训练符号部分(/;^ = 0,1,...,^-l)做FFT变换;(r ,w = 0,l,...,W-l)变换到频域后,由于偶数频偏的存在, 恢复得到的频域符号将会出现循环移位,即,《《,"o,1".其中W为子载波个数,g是模糊周期的个数, 后的接收训练符号的第"个样值,4^ = 0,1,,W-1 (9)_/代表V^T , "" = o,i,...,1)是细频偏补偿 ..,w -1)是接收端解调得到的频域符号的第t个子载波上的取值,s(,—2^是发送端频域符号第it个子载波上的取值&以w为周期循环右移2g后的结果,W是第A个子信道的加性高斯白噪声,即<formula>formula see original document page 5</formula>(10)
7.如权利要求1所述的适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,其特征是,所述步 骤6)中,由于在发送端频域的偶数子载波上发送的是伪随机序列,偶数倍频偏只会引起接 收符号的循环移位,所以利用伪随机序列良好的自相关特性,粗频偏估计可以通过下面的峰 值检测得到<formula>formula see original document page 5</formula>其中W为子载波个数,g是模糊周期的个数,上标符号'表示取复数共轭,i^是接收端解调 得到的频域符号的第2;t个取值的复数共轭,S(2t—2g、是发送端频域符号第2;t个子载波上的取 值&以7V为周期循环右移2g后的值,A。,是粗频偏的估计值,argmaxW表示取G最大时对应的g值;由式(11),通过粗频偏估计,频偏估计范围可由土l个子载波间隔扩大到整个信号带宽, 即(-牟,牟)。
8.如权利要求l所述的适用于分组传输的OFDM载波频偏估计方法,其特征是,所述步 骤7)中,OFDM系统的载波频偏估计为其中4wM是由(ll)式得到的粗频偏的估计值,^^是由(6)式得到的细频偏的估i十值,^是实际 归一化频偏的估计值;在接收端频域对粗频偏进行补偿,也就是直接对接收端解调符号 (A,A: = 0,1,.."W-l)进行相应的循环移位,艮P"w "ou-i (13)其中W为子载波个数,4。。^是由(11)式得到的粗频偏的估计值,A(^ = 0,l,...,iV-l)是粗频偏 补偿后的接收端解调频域符号的第A个子载波上的取值,i o^ 、是接收端解调频域符号第/t水子载波上的取值&以W为周期循环左移后的值。
全文摘要
本发明为分组传输的OFDM载波频偏估计方法1)频域符号经IFFT变换,得到两个相同重复模块的时域训练符号;2)在时域训练符号前加入长度为L的循环前缀构成完整的OFDM符号;经多径信道,得到携带频偏ε的接收OFDM符号;3)由接收OFDM符号中相隔N/2接收样值对存在πε相位旋转,得到细频偏估计ε<sub>fine</sub>;4)对接收OFDM符号进行细频偏补偿得到补偿后OFDM符号;5)对补偿后OFDM符号去除循环前缀后的训练符号部分进行FFT变换,得到接收端解调频域符号;6)对接收端频域符号和发送端频域符号循环移位的峰值检测,得到粗频偏估计;7)在接收端频域对接收端解调符号作粗频偏补偿,载波频偏估计即为粗频偏估计和细频偏估计之和。
文档编号H04L27/26GK101588338SQ200910020638
公开日2009年11月25日 申请日期2009年4月15日 优先权日2009年4月15日
发明者曹叶文, 李新花 申请人:山东大学
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