专利名称：用于信号重构的幅度计算方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种用于信号重构的幅 度计算方法及装置。
背景技术：
WCDMA ( Wideband Code Division Multiple Access,宽带石马分 多址)作为第三代移动通信系统，具有提供更大系统容量和更灵活 的高速率、多速率数据传输的能力，除了语音和凄t据传输外，还能 传输高质量的活动图像。在支持多元化业务以及带来系统性能大幅 度提升的同时，无线通信系统及移动通信环境变得更为复杂。 WCDMA和CDMA ( Code Division Multiple Access,石马分多址)依 靠特4正码来区分用户，这种才支术导致两个问题即多径干护C和多址干 扰，多址干扰又分本小区干扰和小区外干扰两大类。为了克服多径 干扰，需要特征码有良好的自相关特性；而为了克服多址干扰，需 要特征码之间有良好的互相关特性， <旦自相关和互相关不可能同时 都做到好，无论采用任何技术都只能降低多径干扰和多址干扰的影 响，而无法才艮本上消除。
为了克服多址干扰，可以利用如瑞克(RAKE)接收机、多用 户检测等技术。RAKE接收机就是完成多径分离合并功能，RAKE 4矣收对于多址干护u的抑制能力取决于不同用户特;f正码之间的互相关 性。多用户检测考虑到其它用户的信息如用户之间的相关特性是已 知的，充分利用WCDMA用户特征码的内在结构信息来改善4妄收系统的性能。比4交典型的多用户4企测算法有线性解相关算法和干扰4氐 消算法线性解相关算法通过估计用户之间的相关矩阵同时检测多 个用户的信息；干扰抵消算法则先将干扰信号扣除掉，然后再进行 〃f言号冲企测。多用户4佥测可4是高系统的容量，克月良远近凌文应的影响。 但线性解相关算法运算复杂，实现比较困难；且线性解相关仅能用 于改善上行链路的性能，只适合在基站使用而无法克服小区外千扰， 所以重点开发千扰抵消算法的潜能是非常必要的。
干扰抵消寺支术的引入主要是WCDMA系统中HSUPA (High Speed Uplink Packet Access,高速上4亍链^各分组^妾入)引进了 E-DCH (Enhanced-Dedicated Channel,力口强型专用物理4言道)，除了维持正 常的语音业务之外，同时还可以提供高速的数据业务，随之带来的 就是上文提到的多用户检测问题。因为单用户的HSUPA，峰值可达 到5.76Mbps，这就要求发射端^是高发射功率。比如Release 99(R99) 业务只需要工作在-20dB就可达到工作点，但是HSUPA工作点却在 4dB左右，这无疑是个很强的噪声，R99完全被淹没到了噪声中， 几乎无法一皮分辨。加上多径衰落的影响，导致码道和用户间的正交 性变差，随着扩频因子的减小，物理信道的性能将会恶化。在这样 的情况下，传统的RAKE接收机根本不能有效对抗码间干扰、多用 户之间的干扰，为了解决这个问题引入了干扰抵消技术。
干扰抵消4支术可以4巴带有HSUPA信道的用户作为强干扰在解 调R99用户之前将其从天线数据中抵消，做其他用户的解调译码的 时候，就能够受益于做过干扰抵消的数据。理想的情况下，如果能 够对每个已知的码道进行准确地重构，那么干扰抵消的增益将得到 最大程度的体现。
相关技术中提供了 一种信号重构方法，该方法根据信道估计值、 频偏估计值和其他相关参数来重构信号。发明人发现相关4支术中的信号重构方法未考虑HS-DPCCH (High Speed-Dedicated Physical Control Channel, 高速专用物5里4空 制j言道)、E-DPCCH ( Enhanced-Dedicated Physical Control Channel, 增强型专用物理4空制4言道)和E-DPDCH ( Enhanced-Dedicated Physical Data Channel,增强型专用物理凄史据信道)的信道幅度相对 于DPCCH ( Dedicated Physical Data Channel,专用物理4空制信道) 可能存在偏移的情况，使得信号幅度参数的准确度较差，从而导致 信号重构的准确度较差，不利于抵消干扰。
发明内容
本发明旨在提供一种用于信号重构的幅度计算方法及装置，能 够解决相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构 的准确度较差，不利于抵消干扰的问题。
为了实现上述目的，才艮据本发明的一个方面，提供了一种用于 信号重构的幅度计算方法，包括以下步骤4艮据4妻收端解调后的 DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号；才艮据接收端 解调后的E-DPDCH 4言道4言息，计算E-DPDCH的第二去才及性l欠才寻 号；根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Be幅度表 得到待重构信号的幅度。
优选地，在上述方法中，根据接收端解调后的DPCCH信道信 息，计算DPCCH的第一去极性软符号包括获取DPCCH进行最 大比合并(Maximum Ratio Combining,简称MRC )后的第一l欠才寻 号；获取DPCCH的非导频比特进行石更判决后的结果与DPCCH的 已知导频比特，并将石更判决后的结果与已知导频比特共同i殳置为第 一信息比特；计算第一软符号与第一信息比特的乘积，得到第一去 极性软符号。优选地，在上述方法中，根据接收端解调后的E-DPDCH信道 信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号包括获取E-DPDCH 进行MRC后的第二软符号；获取E-DPDCH的循环冗余4交-3封Cyclic Redundancy Check,简称CRC )正确后的教:据，并对CRC才交-睑正 确后的数据进行重新编码，得到第二信息比特；计算第二软符号与 第二信息比特的乘积，得到第二去极性软符号。
优选地，在上述方法中，根据第一去极性软符号和第二去极性 软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度包括计算第一去 极性软符号的第 一平均值；计算第二去极性软符号的第二平均值； 计算第一平均值与第二平均值的商；根据商查询Bed/Bc幅度表，得 到待重构信号的幅度。
优选地，在上述方法中，在根据第一去极性软符号和第二去极 性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度之后还包括根 据DPCCH的信道估计值、频偏估计值、第二信息比特的扩频加扰 后的结果与待重构信号的幅度进行信号重构，得到重构信号。
为了实现上述目的，才艮据本发明的另一方面，还提供了一种用 于信号重构的幅度计算装置，包括第一计算4莫块，用于才艮据接收 端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去才及性软符号； 第二计算模块，用于根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计 算E-DPDCH的第二去极性软符号；查询模块，用于根据第一去极 性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号 的幅度。
优选地，在上述装置中，第一计算模块包括第一软符号获取 单元，用于获取DPCCH进行MRC后的第 一软符号；第 一信息比 特获取单元，用于获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果 与DPCCH的已知导频比特，并将石更判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特；第一去极性软符号计算单元，用于计算 第 一软符号与第 一信息比特的乘积，得到第 一去极性软符号。
优选地，在上述装置中，第二计算模块包括第二软符号获取 单元，用于获取E-DPDCH进行MRC后的第二软符号；第二信息 比特获取单元，用于获取E-DPDCH的CRC才交-验正确后的数据，并 对CRC校验正确后的数据进行重新编码，得到第二信息比特；第二 去极性软符号计算单元，用于计算第二软符号与第二信息比特的乘 积，得到第二去极性软符号。
优选地，在上述装置中，查询模块包括第一平均值计算单元， 用于计算第一去极性软符号的第一平均值；第二平均值计算单元， 用于计算第二去极性软符号的第二平均值；商计算单元，用于计算
第一平均值与第二平均值的商；查询单元，用于根据商查询Bed/Bc 幅度表，得到待重构信号的幅度。
优选地，在上述装置中，还包括千扰估计模块，用于根据 DPCCH的信道估计^直、频偏估计值、第二信息比特的扩频加护L后 的结果与待重构信号的幅度进行信号重构，得到重构信号。
上述实施例首先计算DPCCH的第一去才及性库欠符号，然后计算 E-DPDCH的第二去极性软符号，最后才艮据第一去极性软符号和第 二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。因为 DPCCH和E-DPDCH在发射端进行发射时，其幅度已存在偏移，所 以利用接收端接收到的软符号对其进行幅度估计，此方法也可用于 更多应用场景下的幅度计算，从而提高了幅度计算的适应性与准确 率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果，所以克 服了相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的 准确度较差，不利于抵消干扰的问题。
此处所说明的附图用来^是供对本发明的进一步理解，构成本申 请的一部分，本发明的示意性实施例及其i兌明用于解释本发明，并
不构成对本发明的不当限定。在附图中
图1示出了根据本发明第一实施例的幅度计算方法的流程图； 图2示出了才艮据本发明第二实施例的干护W氐消的示意图； 图3示出了才艮据本发明第三实施例的幅度计算方法的流程图； 图4示出了 #4居本发明第四实施例的幅度计算装置的结构图。
具体实施例方式
下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。
图1示出了根据本发明第一实施例的幅度计算方法的流程图， 该方法包i舌以下步-骤
步骤101,根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH 的第一去极性软符号；
步骤102,根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算 E-DPDCH的第二去极性软符号；
步骤103,才艮据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询 Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。
本实施例首先计算DPCCH的第一去4及性软符号，然后计算 E-DPDCH的第二去极性软符号，最后根据第一去极性软符号和第二去极性寿欠符号查询Bed/Bc幅度表得到4寺重构信号的幅度。因为 DPCCH和E-DPDCH在发射端进行发射时，其幅度已存在偏移，所 以利用4妄收端4妄收到的4欠符号对其进^亍幅度估计，此方法也可用于 更多应用场景下的幅度计算，从而才是高了幅度计算的适应性与准确 率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果，所以克 服了相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的 准确度较差，不利于抵消干扰的问题。
本实施例的幅度计算方法适用于WCDMA系统与^f壬^r带有4言 号重构的通信系统。
在WCDMA系统中，接收端接收到的信号在解调后、硬判决前 均带有信道的信息，利用这些信号带有的信息可得知信号在传输过 程中所经历的信道环境，让数据通过这个信道环境就可还原之前天 线接收端接收到的信号，并将它们从天线数据中去除。而这个信道 环境在重构信号的幅度中有所体现，调制之后的数据加上幅度，被 还原成信号。在接收端用来啦文信道估计、频偏估计、SIR (Signal Interference Ratio, ^f言p桑比)#"计等的4言息均来自DPCCH 4言道，而 重构的E-DPDCH信道在幅度上与DPCCH信道幅度存在偏移，所 以用DPCCH信道得到的信息用于重构E-DPDCH信道肯定会产生 偏差。考虑到以上问题，需要尽可能准确地得到DPCCH信道和其 他信道在幅度上的差异。在WCDMA系统中，才艮据协议，E-DPDCH 和DPCCH的功率比Bed/Bc已经固定，理论上重构的时候可以用协 议中给出的功率值转换成幅度值^吏用。但是在实际系统中，如果用 户处于小区的边缘，基站接收到用户的信息质量下降，所以系统会 乂人传^T功率4空制(Transmission Power Control,简称、为TPC )反々赍 回来的命令一直抬升发射功率，当达到最大功率的时候，功率不会 再抬升，相反会压缩功率比，从而E-DPDCH信道的功率下降，在 这种场景下，用协议给出的Bed/Bc去重构，会导致重构信号有可能极不准确，而利用这样的功率值转换成幅度信息去重构会直接影响 到干扰消除的效果。
优选地，在上述方法中，步骤101包括获取DPCCH进行最 大比合并MRC后的第一软符号；获取DPCCH的非导频比特进行 硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将硬判决后的结果 与已知导频比特共同设置为第一信息比特；计算第一软符号与第一 信息比特的乘积，得到第一去极性软符号。
图2示出了根据本发明第二实施例的干扰抵消的示意图，本实 施例中各方冲医所示功能均在4妾收端完成，包4舌以下功能DPCCH 和E-DPDCH等多信道的解扰解扩、信道估计、频偏估计、最大比 合并(MRC)、解码、编码、幅度计算、扩频加护L，重构滤波等。
结合图2,本实施例首先获取DPCCH信道进行解扰解扩MRC 之后的第一软符号x(",然后获取DPCCH的非导频比特进行硬判 决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将^^判决后的结果与已 知导频比特共同设置为第 一信息比特，最后将x("与x("—w
相乘，其乘积^:W",即为第一去极性软符号，其中，导频比 特是利用已知的导频比特，可以直接使用；而非导频比特是用硬判 决后的结果。
优选地，在上述方法中，步骤102包括获取E-DPDCH进行 MRC后的第二软符号；获取E-DPDCH的CRC校验正确的数据， 并对CRC校验正确的数据进行重新编码，得到第二信息比特；计算 第二软符号与第二信息比特的乘积，得到第二去极性软符号。
结合图2,本实施例首先获取E-DPDCH信道进行解扰解扩 MRC后的第二软符号z(A),然后获取E-DPDCH信道的CRC校验
正确的数据并进行重新编码，得到第二信息比特z(/t)v。^,最后将与y。麵相乘，其乘积*卓)—_。~即为第二去极性软符号。
优选地，在上述方法中，步骤103包4舌计算第一去才及性软符号的第一平均值；计算第二去极性软符号的第二平均值；计算第一平均值与第二平均值的商；根据商查询Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。
本实施例首先按(1)式计算第一去极性软符号:c("h(々)」。w的
第一平均值l^w,接下来按(2)式计算第二去极性软符号卓)"(化_。~的第二平均值C融，然后计算按(3 )式第一平均值与第二平均值的商l,最后根据^查询协议中的Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度，其中涉及到的计算式如下
<formula>formula see original document page 14</formula> (1)
<formula>formula see original document page 14</formula> ( 2 )
优选地，在上述方法中，在步骤103之后还包括根据DPCCH的信道估计值、频偏估计值、第二信息比特的扩频加护u后的结果与待重构信号的幅度进行信号重构，得到用于抵消干扰的重构信号。
结合图2,本实施例将DPCCH的信道估计值、DPCCH的频偏估计值、z("w。封进行扩频加扰之后的结果与幅度计算结果，作为重构滤波的输入，进行信号重构，得到重构信号，该重构信号用于抵消接收端天线数据中的干扰。当天线数据经过无线环境进入接
收端进4亍解调，DPCCH信道解调出来的信道估计^直、频偏估计4直、第一软符号及第一信息比特等信息用于重构；E-DPDCH信道也经过类似的步骤之后得到第二软符号和第二信息比特，再将DPCCH和E-DPDCH信道上得到的软符号和信息比特作为幅度计算的输入。
图3示出了才艮据本发明第三实施例的幅度计算方法的流程图，该方法包4舌以下步驶《
步骤301 ，获取DPCCH信道解扰解扩MRC之后的第一软符号
步骤302，获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将石更判决后的结果与已知导频比特共同设置为第 一信息比特:c("一w ;
步骤303，将DPCCH信道的软符号x("和导频比特和非导频比特硬判决的结果x(A:)—w相乘并求平均，得到第 一 平均值
y— = + (即(1 )式)；
步骤304,获取E-DPDCH信道解扰解扩MRC之后的第二软符号卓)；
步骤305 ，对E-DPDCH信道CRC校验正确的数据进行重新编码，得到第二信息比特，重新编码需要经历如下的步骤
添加CRC校'验码，码块分割，信道编码，码块收集，速率匹配，物理信道分割，交织；
15寿欠符号z(々)和经过重新编石马的E-DPDCH的值z(&)—附薩一 相乘并求平均，得到第二平均值
y"— = H>("*z("_。~ (即(2)式)；
步骤307,把得到的^^和J^一相除，得其商为4,》^ (即(3 )式)；
步骤308,根据得到的^查询协议中的Bed/Bc表，找出合适的幅度比Y直。
本实施例的幅度计算方法实现简单，硬件资源消耗较小，并且提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率以及干扰抵消的效果
图4示出了才艮据本发明第四实施例的幅度计算装置的结构图，该装置包括
第一计算^:莫块401，用于根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第 一去极性软符号；
第二计算模块402,用于根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号；
查询模块403,用于根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。
本实施例首先采用第一计算才莫块401才艮据4妻收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号，然后采用第二计算才莫块402才艮据4妻收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号，最后采用查询模块403根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。因为DPCCH和E-DPDCH在发射端进行发射时，其幅度已存在偏移，所以利用接收端接收到的软符号对其进行幅度估计，此方法也可用于更多应用场景下的幅度计算，从而提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果，所以克服了相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的准确度较差，不利于抵消千扰的问题。
优选地，在上述装置中，第一计算模块401包括第一软符号获取单元，用于获取DPCCH进行MRC后的第一软符号；第一信息比特获取单元，用于获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将石更判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特；第一去极性软符号计算单元，用于计算第一软符号与第一信息比特的乘积，得到第一去极性软符号。
结合图2,本实施例首先获取DPCCH信道进行解扰解扩MRC之后的第一软符号x(",然后获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将^_判决后的结果与已知导频比特共同设置为第 一信息比特x("—AW ，最后将x("与x("—相乘，其乘积x("^^)j^即为第一去极性软符号，其中，导频比
特是利用已知的导频比特，可以直接使用；而非导频比特是用硬判决后的结果。
优选地，在上述装置中，第二计算^f莫块402包括第二软符号获耳又单元，用于获取E-DPDCH进4亍MRC后的第二软符号；第二信息比特获取单元，用于获取E-DPDCH的CRC才吏-睑正确的凄t据，并对CRC校验正确的数据进行重新编码，得到第二信息比特；第二去极性软符号计算单元，用于计算第二软符号与第二信息比特的乘积，得到第二去极性软符号。结合图2,本实施例首先获取E-DPDCH信道进4亍解扰解扩MRC后的第二软符号，然后获取E-DPDCH信道的CRC校验
正确的数据并进行重新编码，得到第二信息比特4" 麵，最后
将与z(化謂e。麵相乘，其乘积卓)* z("_reeW, g即为第二去极性软
々/*r 口
结合图2,当天线凄t据经过无线环境进入4妻收端进4亍解调，DPCCH信道解调出来的信道估计值、频偏估计值、第一软符号及第一信息比特等信息用于重构；E-DPDCH信道也经过类似的步骤之后得到第二软符号和第二信息比特，再将DPCCH和E-DPDCH信道上得到的软符号和信息比特作为幅度计算装置的输入。
优选地，在上述装置中，查询模块403包括第一平均值计算单元，用于计算第一去极性软符号的第一平均值；第二平均值计算单元，用于计算第二去极性软符号的第二平均值；商计算单元，用于计算第一平均值与第二平均值的商；查询单元，用于根据商查询Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。
本实施例首先按上述(1 )式计算第一去极性软符号^^)h("jw的第一平均值^;^，接下来按上述(2)式计算第二去极性软符号卓)*卓)__一的第二平均值匸—，然后计算按上述(3 )
式第一平均值与第二平均值的商^ ,最后根据^查询协议中的Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。
优选地，在上述装置中，还包括干扰估计才莫块，用于才艮据DPCCH的信道估计值、频偏估计值、第二信息比特的扩频加扰后的结果与待重构信号的幅度进行信号重构，得到用于抵消干扰的重构信号。
18结合图2，本实施例将DPCCH的信道估计值、DPCCH的频偏 估计值、z(A)—c幽g进行扩频加扰之后的结果与幅度计算结果，作
为重构滤波的输入，进行信号重构，得到用重构信号，该重构信号 用于抵消接收端天线数据中的干扰。
从以上的描述中，可以看出，本发明上述的实施例提高了幅度 计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰 4氐消的-文果。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或 各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算 装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们 可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储
在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成 电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模 块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的石更件和软件结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明， 对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在 本发明的精神和原则之内，所作的任何^修改、等同替换、改进等， 均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种用于信号重构的幅度计算方法，其特征在于，包括以下步骤根据接收端解调后的专用物理控制信道信息，计算所述专用物理控制信道的第一去极性软符号；根据接收端解调后的增强型专用物理数据信道信息，计算所述增强型专用物理数据信道的第二去极性软符号；根据所述第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。
2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，才艮据接收端解调后 的专用物理控制信道信息，计算所述专用物理控制信道的第一 去极性软符号包括获取所述专用物理控制信道进行最大比合并后的第 一软 符号；获取所述专用物理控制信道的非导频比特进行硬判决后 的结果与所述专用物理控制信道的已知导频比特，并将所述石更 判决后的结果与所述已知导频比特共同设置为第 一信息比特；计算所述第 一软符号与所述第 一信息比特的乘积，得到所 述第一去极性软符号。
3. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据接收端解调后 的增强型专用物理凄t据信道信息，计算所述增强型专用物理凄史 据信道的第二去极性软符号包括获取所述增强型专用物理数据信道进行最大比合并后的 第二软符号；获取所述增强型专用物理数据信道的循环冗余校验正确 后的数据，并对所述循环冗余校验正确后的数据进行重新编码，得到第二信息比特；计算所述第二软符号与所述第二信息比特的乘积，得到所 述第二去极性软符号。
4. 根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，根据所 述第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表 得到待重构信号的幅度包括计算所述第 一去极性软符号的第 一平均值；计算所述第二去极性软符号的第二平均值；计算所述第一平均值与所述第二平均值的商；根据所述商查询Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。
5. 根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在根据所述第一去 极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重 构信号的幅度之后还包括根据所述专用物理控制信道的信道估计值、频偏估计值、 所述第二信息比特的扩频加扰后的结果与所述待重构信号的幅度进行信号重构，得到重构信号。
6. —种用于信号重构的幅度计算装置，其特征在于，包括第一计算模块，用于根据接收端解调后的专用物理控制信 道信息，计算所述专'用物理控制信道的第一去极性软符号；第二计算模块，用于根据接收端解调后的增强型专用物理 数据信道信息，计算所述增强型专用物理数据信道的第二去极 性软符号；查询模块，用于根据所述第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。
7. 根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第一计算模块 包括第一软符号获取单元，用于获取所述专用物理控制信道进 行最大比合并后的第 一软符号；第一信息比特获取单元，用于获取所述专用物理控制信道 的非导频比特进行硬判决后的结果与所述专用物理控制信道 的已知导频比特，并将所述硬判决后的结果与所述已知导频比 特共同设置为第 一信息比特；第一去极性软符号计算单元，用于计算所述第一软符号与 所述第 一信息比特的乘积，得到所述第 一去极性软符号。
8. 根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第二计算模块 包括第二软符号获取单元，用于获取所述增强型专用物理数据 信道进行最大比合并后的第二软符号；第二信息比特获取单元，用于获取所述增强型专用物理数 据信道的循环冗余校验正确后的数据，并对所述循环冗余校验 正确后的数据进行重新编码，得到第二信息比特；第二去极性软符号计算单元，用于计算所述第二软符号与 所述第二信息比特的乘积，得到所述第二去极性软符号。
9. 根据权利要求6-8中任一项所述的装置，其特征在于，所述查 询才莫块包括第一平均值计算单元，用于计算所述第一去极性软符号的 第一平均值；第二平均值计算单元，用于计算所述第二去极性软符号的 第二平均值；商计算单元，用于计算所述第一平均值与所述第二平均值的商；查询单元，用于根据所述商查询Bed/Bc幅度表，得到待 重构信号的幅度。
10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，还包括干扰估计模块，用于根据所述专用物理控制信道的信道估 计值、频偏估计值、所述第二信息比特的扩频加扰后的结果与 所述待重构信号的幅度进行信号重构，得到重构信号。
全文摘要
本发明提供了一种用于信号重构的幅度计算方法及装置，该方法包括根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号；根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号；根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。本发明提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果，克服了相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的准确度较差，不利于抵消干扰的问题。
文档编号H04B1/707GK101667847SQ200910179708
公开日2010年3月10日 申请日期2009年9月30日 优先权日2009年9月30日
发明者艳 梁, 超 王 申请人:中兴通讯股份有限公司