专利名称：无线网络、基站收发器和无线联网设备中的基带恢复的制作方法
无线网络、基站收发器和无线联网设备中的基带恢复
背景技术：
1.抟术领域
本发明涉及无线通信网络并且尤其涉及无线网络、基站收发器(base transceiver station)和无线联网设备中的基带恢复。2.
背景技术：
数据通信网络可以包括各种计算机、服务器、节点、路由器、交换机、桥接器、集线器、代理、访问设备(诸如客户驻地设备(CPE)和手机)，以及其它被耦合和配置为彼此传递数据的网络设备。这些设备这里可以将被称为“网络元件”。通过利用在设备之间的一个或多个通信链路在网络元件之间通过传递加密或未加密协议数据单元经由数据通信网络传送数据， 所述加密或未加密协议数据单元诸如网际协议(IP)分组、编码和压缩或未压缩语音分组、 以太网帧、数据单元、段或数据比特/字节的其它逻辑关联。特定的协议数据单元可以由多个网络元件处理并且当它经由网络在其源和其目的地之间行进时通过多个通信链路。在无线网络中，射频(RF)信号用来在网络元件之间传送数据。典型情况下，发射器将包括RF发射器，所述RF发射器包括数据调制级，用于依照供在网络上使用的特定无线通信标准来把原始数据转换为基带信号。然后由RF发射器把所述基带信号调制到射频(RF) 载波上以便在网络上传输。然后将调制的RF载波放大并经由天线用无线电将其作为电磁能量传送。已经设计了许多不同的调制方案来使数据能够在无线网络上传送。一种示例性调制方案通常被称为正交频分多路复用(OFDM)。在OFDM中，高速数据信号被被划分为数十或数百个较低速度的信号，所述信号在射频(RF)信号内在各自的频率(子载波)上并行传送。 子载波的频谱可以重叠，从而使在它们之间的间隔最小化。子载波还彼此正交，使得它们在统计上是独立的并且彼此不会产生串扰或者以其它方式相互干扰。在OFDM中，每个数据块被转换为并行形式并且被映射到每个子载波中作为频域符号。为了获得时域信号以便传输，离散傅里叶逆变换或其快速版本IFFT被应用于所述符号。使用OFDM作为调制方案的一种网络通常被称为WiMax。WiMax由IEEE 802. 16x协议组定义。尚未被批准但是看起来可能使用OFDM调制方案的另一出现的标准被称为长期演进(LTE)。其它联网协议也可以使用 OFDM。可以用来调制基带信号以便传输的另一示例性调制方案通常被称为时分多址 (TDMA)0在TDMA网络中，整个频谱用来在特定的时间间隔期间传送用于特定信道的数据。 向不同的信道分配不同的时隙，在所述时隙期间将传送与该信道相关联的数据。使用TDMA 作为调制方案的无线网络的一个例子通常被称为全球移动通信系统(GSM)，不过其它无线通信协议也使用时间划分来把信道划分为多个子信道。执法和应急人员频繁使用按键通话无线电系统来彼此通信。由项目25 (Project 25 P25)定义了已经被实现用于执法及其它公共安全无线电网络的一类通信系统。项目25 由电信工业协会(Telecommunications Industry Association TIA)开发的协议组定义， 例如TIA 102-BAAA-A。在美国，TIA 102. BAAA - A的商业实现方式通常被称为APCO项目25或者简单地称为APCO 25。在欧洲，P25标准的实现方式通常被称为陆地集群无线电 (TETRA)0P25阶段1规范包括两个可替换数字调制方案，C4FM和CQPSK。C4FM是恒定包络的、四级频率调制方案，其在12. 5 kHz信道中操作。CQPSK是可兼容的差分偏移四级正交相移键控调制方案。P25标准使用每符号两个比特来提供4800波特的符号传输速率，而不管是使用C4FM还是CQPSK来调制信道。如上所述，对于基带信号来说存在许多不同的方式被RF调制以便在无线网络上传送。接收器将知道已经使用什么调制方案，从而将知道怎样解调信号以便恢复基带信号。 然而，仍然需要使接收器与发射器同步，使得接收器能够正确地采样所接收的RF信号以便恢复基带信号。在诸如在APCO 25或TETRA网络中所使用的按键通话无线通信信道中，接收器必须在每个传输突发上重新同步到发射器。类似地，在TDMA系统中，接收器只可以在短时段内接收符号，从而必须周期性地与发射器重新同步。在GSM中，接收器将需要在每个分组与发射器同步。GSM还在分组中间提供了同步。接收器与发射器的同步使接收器能够在符号间隔内以正确的位置和正确的频率采样所接收的解调符号流。理论上，接收器应当在最小符号间干扰的点采样所接收的符号流，该点通常被称为最大开眼(eye opening)点。术语“定时频率”这里被用为指代接收器应当多久对符号流采样一次，并且术语“定时相位”这里被用为指代符号间隔内的位置，其中所述接收器应当在该位置采样所述符号。使接收器与发射器同步的过程这里被称为“定时恢复”。取决于怎样实现接收器，定时恢复可以只涉及定时相位的恢复，或者定时频率和定时相位二者的恢复。存在用于使接收器和发射器同步的多种方式。用于进行这点的常见方式之一是允许接收器从接收的数据信号中提取时钟信号。虽然这样做避免了使用单独的同步定时信号，但是它要求分配一部分数据信道来用于定时恢复。例如，在数据突发开始时(或者在 GSM的情况下在数据传输期间)，发射器可以传送已知符号序列，以下被指代为“训练序列”， 其可以用来同步接收器以便使所述接收器能够得知符号相位并且校正定时频率。在训练序列期间传送的符号这里被称为“训练符号”。由于训练序列的传输使用来自数据发送信道的频谱，所以希望使用于同步发射器和接收器的频谱量最小化。据此，通常试图减少在训练序列期间必须传送的训练符号的数目以便使可以用于数据传输的数据信道量最大化。用于实现定时恢复的一种方式是对所接收的信号执行快速傅里叶变换，检查所述信号的频率分量，并且根据所述频率分量的相对强度推导出信号定时。此类定时恢复通常在WiMax网络中实现并且被预计用于LTE网络中。虽然给定足够的处理能力此过程能够很好地工作，但是并非所有手持式设备都可以被提供有足够的处理能力来实现此方法。用于实现定时恢复的另一方式是在训练序列期间的每个预期符号间隔内多次采样所接收的信号，并且把察觉的符号与预期的符号图案相比较。使用此方法的信号定时恢复通常被称为最大似然估计(MLE)。当使用MLE来执行定时恢复时，通常每个符号间隔约1000次地来非常频繁地采样所接收的信号，以便获得所接收符号的相当高分辨率的图案。将此表示与预期的符号表示相比较并且可以使用所述结果来调整在接收器处的锁相环(PLL)以便调整所述接收器的频率和相位。通常，对每个训练符号独立地执行此过程并且对训练序列的每个训练符号重复该过程以便使接收器能够渐进地使其频率和相位与发射器同步。例如每个预期的符号间隔约1000次地来非常频繁地采样所接收的RF信号要求相当大的处理能力。为了减小处理电路的复杂度，使用低得多的符号采样率来实现用于定时恢复的最大似然估计往往是有益的。然而，当使用较低的采样率来执行定时恢复时，定时恢复过程更倾向于发现假锁点并且在符号边界呈现正反馈行为。因此，如果减少每个预期符号间隔所取的采样数，那么为了减少在发射器处所要求的处理，就必须增加被传送用于使得能够准确地实现定时恢复的所要求的训练符号的数目。当然，增加训练符号的数目会影响可以在数据信道上传送的数据量。据此，提供这样一种网络、基站收发器和移动站会是有益的，其会使得能使用相对较低的采样率来恢复基带信号定时以便使要求的接收器的处理能力最小化，同时仍然使在训练序列期间必须传送的训练符号的数目最小化，以便使得能使无线信道上的吞吐量能够最大化。
发明内容
无线网络、基站收发器和无线联网设备中的基带恢复可以被实现为使定时符号的数目最小化，而同时使无线设备能够使用相对较低的每符号采样率，使得要求最小处理来实现定时恢复。在一个实施例中，在训练序列期间每个预期的符号间隔取相对较低数目的采样。选择并处理采样的子集以确定每个采样的误差信号。误差信号乘以预期的符号并且被求和以便形成一误差信号。使用该误差信号来调整将结合后续符号使用并处理的采样集。该误差信号还用于在可用采样之间进行内插以便无穷小地接近最大开眼点。
以所附权利要求中的特性指出了本发明的各方面。在下面附图中以举例形式图示了本发明，其中同样的附图标记表明类似的元素。以下附图只是为了说明目的公开了本发明的各个实施例并且不意在限制本发明的范围。为了清楚起见，在每幅图中可以不标记每一个组件。在附图中
图1是被配置为依照本发明实施例实现基带恢复的示例性无线通信网络的一部分的功能框图2是被配置为依照本发明实施例实现基带恢复的示例性无线基站收发器的一部分的功能框图3是被配置为依照本发明实施例实现基带恢复的示例性无线联网设备的一部分的功能框图4是示出可以传送信号以及所述信号在无线网络上传输期间可能降级的示例性方式的功能框图5是图4的所接收信号的一部分的扩展图，示出了在预期的符号间隔期间接收器可以怎样采样所接收的信号以确定所接收信号的频率和最大开眼点；
图6-9示出了依照本发明实施例使用最大似然估计(MLE)以每个符号间隔相对较低数目的采样来执行定时恢复的过程；
图10和11示出了可以用来实现本发明实施例的两个示例性反馈回路； 图12图示了用于示出依照本发明实施例在符号上选择多个采样点的假想信号的一部分；
图13图示了依照本发明实施例的无穷小平滑鉴别器(discriminator)的操作； 图14示出了依照本发明实施例在接连符号的流上选择的采样点的一阶导数值的计算；和
图15示出了依照本发明实施例来自接连符号的多个一阶导数值的误差累积。
具体实施例方式以下详细描述阐明了许多的具体细节以便提供对本发明的彻底了解。然而，那些本领域技术人员应当理解，本发明可以在没有这些具体细节的情况下实施。在其它实例中， 没有详细描述公知的方法、过程、组件、协议、算法和电路以免模糊本发明。图1图示了无线传输网络10的一部分，其中三个邻近的基站收发器(BTS)12均被配置为向这里被称为小区的覆盖区域14提供无线服务。由于无线通信网络的性质，来自邻近BTS 12的传输通常彼此重叠(如图1上的虚线圆圈所指示)，使得在邻近小区之间存在地理覆盖的连续性，不过邻近小区可能由于特定的地理条件和网络部署而偶尔并不重叠。虽然在此网络中已经示出了三个邻近小区以用于说明本发明的实施例，但是典型的网络往往可能包括服务很多小区14的很多BTS。BTS 12与中心局16或其它集中数据源通信以便使语音会话和数据传输能够在由中心局和BTS对接的较高带宽服务之间进行。中心局可以与因特网、公用交换电话网络 (PSTN)或其它通信网络对接。在中心局16和BTS 12之间的传输可以依照常规方式在无源光网络、无线网络或任何其它类型的网络上进行。本发明不限于怎样互连BTS和中心局的任何特定实现方式。基站收发器12向它们覆盖区域内的用户设备传送RF调制信号。例如，基站收发器12C被示为向无线联网设备18传送信号并且接收由无线联网设备18传送的信号。由于无线联网设备和基站收发器可以在无线网络上传送信号，所以这里非常详细地描述的基带恢复过程可以由图1中的无线联网设备和基站收发器中的任何一个或两个来实现。如这里所用的术语“无线联网设备”被定义为除基站收发器之外的电话、个人数字助理、膝上型计算机、客户驻地设备或其它计算设备，其能够在无线网络10上传送和接收信号。在典型的无线网络中，每个基站收发器可以负责处理与多个无线联网设备的通信。如在本领域中公知的那样，这些设备可以在基站收发器之间漫游并且在网络10内移动。图2是被配置为依照本发明实施例实现基带恢复的示例性无线基站收发器12的一部分的功能框图。在图2所示出的实施例中，基站收发器12包括被配置为与中心局16通信的一个或多个端口 20。基站收发器12还包括一个或多个天线22，被配置为在无线网络上传送和接收RF信号以便使基站收发器能够与在其覆盖区域内的一个或多个无线联网设备18通信。提供了 RF调制器M以便依照在网络上实现的无线标准来调制基带信号。RF 调制器还可以解调信号以便执行基带恢复。解调器的操作可以由反馈回路25控制，所述反馈回路25被配置为使用最大似然估计来实现定时恢复。例如，如下所论述，在图10或11 中所示出的反馈系统之一可以用来实现反馈回路25。基站收发器12还包括处理器沈，其包含控制逻辑观，所述控制逻辑观被配置为执行这里描述的功能以使BTS能够从接收自无线网络的RF调制信号中恢复基带信号。基站收发器12包括存储器30，其包含有数据和指令，所述数据和指令可以被加载到控制逻辑观中以使处理器26能够执行与这里非常详细地描述的定时恢复相关联的功能。例如，存储器30可以包括最大似然估计(MLE)软件32，用于使基础收发器能够在训练序列期间采样所接收的信号，并且实现MLE以便执行如下面非常详细地论述的定时恢复。基站收发器还可以包括其它软件和硬件组件，以便使其能够在网络上执行其它功能。图3是被配置为依照本发明实施例实现基带恢复的示例性无线联网设备18的一部分的功能框图。在图3所示出的实施例中，基站收发器18还包括一个或多个天线34，被配置为在无线网络上传送和接收RF信号以使无线联网设备能够与一个或多个邻近的基站收发器12或其它无线联网设备18通信。提供了 RF调制器36以便依照在网络上实现的无线标准来调制基带信号。RF调制器还可以解调信号以便执行基带恢复。解调器的操作可以由反馈回路37控制，所述反馈回路37被配置为使用最大似然估计来实现定时恢复。例如， 如下所论述，在图10或11中所示出的反馈系统之一可以用来实现反馈回路37。无线联网设备18还包括处理器38，其包含控制逻辑40，所述控制逻辑40被配置为执行这里描述的功能以使无线联网设备能够从接收自无线网络的RF调制信号中恢复基带信号。无线联网设备18包括存储器42，其包含有数据和指令，所述数据和指令可以被加载到控制逻辑40中以使处理器38能够执行与这里非常详细地描述的定时恢复相关联的功能。例如，存储器42可以包括最大似然估计(MLE)软件44，用于使无线联网设备能够在训练序列期间采样所接收的信号，在采样之间进行内插并且实现MLE以便如下面非常详细地论述的那样执行定时恢复。无线联网设备还可以包括其它软件和硬件组件，以使其能够在网络上执行其它功能。图4是示出可以传送信号以及所述信号在无线网络上传输期间可能降级的示例性方式的功能框图。如图4所示，发射器可以在无线网络上传送RF调制的基带信号。所述信号当最初被传送时可以被很好地形成。然而，当信号通过空气传播并且在接收器处被接收时，可以组合多个因素使传送的信号失真并且向传送的信号增加了噪声。从而，所接收的信号可能看起来非常不同于所传送的信号。一个重要因素是符号间干扰。为了使符号间干扰的影响最小化，希望在最大开眼点采样所接收的信号。图5是图4的所接收信号的一部分的扩展图，示出了在预期的符号间隔期间接收器可以怎样采样所接收的信号以确定所接收信号的频率和最大开眼点。如图5所示，所接收的信号具有与符号周期相关的频率。在符号周期内，存在其中符号间干扰为最小值的点。 此点被认为是最大开眼点。如下面非常详细地论述，定时恢复的目的在于得知输入信号的频率，以及定位最大开眼点，使得接收器知道在符号间隔内其何时应当采样符号。当知道输入信号的频率时，定时恢复可以被约束为只在预期的符号周期内寻找最大开眼点。依照本发明实施例，在训练序列期间在每个预期的符号间隔期间可以取相对较低数目的采样(由黑点表示)。术语“相对较低的次数”和“相对较低数目的采样”这里被定义为在每个采样窗口大约4个采样到每个采样窗口多达近似30个采样之间的采样频率，并且更特别地是在每个采样窗口大约8和15个采样之间的采样频率。在一个实施例中，近似10 倍地过采样相对较低数目的采样。这些并不被解释为绝对固定的限制，而是被选择为近似的。较大量的采样(诸如每个采样窗口 1000个采样)将导致非常高精度地确定进入波形。 然而，这也要求大量的处理能力。例如，在图5中，已经示出在一个预期的符号间隔内所取的RF信号的8个采样。如下所述可以处理采样以使最大似然估计能够用于使用相对较低数目的采样来恢复信道上的定时。图6 - 9示出了依照本发明实施例使用最大似然估计(MLE)以每个预期的符号间隔相对较低数目的采样来执行定时恢复的过程。如上所述，在分组传输开始时，一系列训练符号将被发射器传送以使接收器能够在信道上执行定时恢复。接收器知道要传送的训练符号的序列，从而可以使用已知序列来执行最大似然估计以便确定来自训练序列的定时。在最大似然序列估计中，把接收的波形与一个或多个预期可能的波形相比较，以便看看哪个预期的波形与接收的波形最佳匹配。在使用MLSE来用于数据恢复的情况下， 知道定时并且相对于相对较大数目的可能波形来比较所接收的波形以便得知很可能已经传送了什么数据符号。例如，对应于16个可能符号假定存在16个可能的波形。当接收器接收到符号时，它将测量所接收的波形并且把所接收的波形相对于可能的已知波形进行比较。接收器将查看一下已知波形中的哪个与所接收的波形最佳匹配并且假定与匹配的已知波形相关联的符号是正确的符号。接收器将在每个符号间隔期间执行此过程以便推导出由发射器传送的符号系列。最大似然估计还可以用来使用类似的过程实现定时恢复。特别地是，为了使用MLE 来进行定时恢复，发射器传送已知的训练符号系列。接收器知道将传送什么符号，从而知道波形应当看起来像什么。当它开始接收波形时，它将所接收的波形与已知训练符号的波形相比较，以便试图将二者匹配。这使接收器能够调整其PLL或其它时钟的频率，使得所述接收器以与发射器相同的频率操作。另外，这使接收器能够在符号周期内在其读取符号时进行调整，使得它能够读取在其中存在最小符号间干扰的位置上的符号。图6-9在概念上图示了可以怎样使用所接收的波形与预期的波形的比较来调整在接收器处的频率和相位。下面将结合图10-13非常详细地论述其中可以执行此的数学方式以及可以被创建用于实现依照本发明实施例的该过程的若干反馈回路。如图6所示，接收器最初开始接收进入的RF波形。接收器此刻知道波形表示一系列训练符号但是不知道用于产生训练符号的频率并且不知道在哪里一个符号结束并且下一符号开始。因此，如图6所示，接收器将开始采样并且在初始采样窗口期间以相对较低的次数采样所接收的波形，这对应于接收器预期近似对应于大约一个符号周期的时段。最初根据进入窗口的估计频率来把采样窗口设置为近似一个符号周期长。在接收器适度地确信进入频率的情况下，接收器可以维持恒定的采样窗口而不是执行频率恢复。在此实施例中，接收器只注意发现在采样窗口内其中出现最大开眼点的位置。还可以调整采样窗口的尺寸， 其中接收器还同步频率以及相位。接收器是执行频率恢复和相位恢复还是只实现相位恢复将取决于接收器的特定实现方式。依照本发明实施例，如图7所示，并非是每个预期的符号周期取1000个或其它任意大量的采样，申请人建议取相对较低数目的采样并且对所述采样执行后处理以便根据相对较小数目的采样更准确地确定最大开眼点的位置。如图8所示，在获得采样之后，把所接收的波形与预期的波形相比较以便调整采样窗口。如图9所示，根据此比较，可以调整采样窗口的尺寸(持续时间)以调整符号的频率，并且可以相对于进入波形调整采样窗口的位置以便接近最大开眼点。在训练周期期间对每个符号重复此过程，在所述训练周期期间传送训练符号以便使接收器能够与发射器同
止
少ο图10示出了可以用来实现本发明实施例的反馈系统。如图10所示，接收的信号 r (t) 200将由网络元件例如经由天线34接收，并且使用采样器202采样。所述采样器例如可以是模数转换器，被配置为在每个预期的符号周期期间以相对较低的次数采样进入的波形。例如，如上所述，采样器可以每个预期的符号周期约10次地(10次过采样)或其它相对较低的次数来采样进入的波形。在此实施例中，用于操作采样器的时钟的相位和频率不受来自块216的误差信号的影响。然而时钟(204)的基本频率被设置为尽可能地接近于预期的符号率或者其倍数。在一个实施例中，使用时钟204来驱动采样器，所述时钟204可操作来以其固有频率采样输入信号，所述固有频率独立于下面论述的反馈回路。图11示出了其中由反馈回路来控制时钟的频率或相位的另一实施例。可以调谐时钟的基础速率以便使采样器以每个符号近似十次地采样输入波形，或者以每个符号另一相对较低次数地采样输入波形。由块 216提供的误差信号可能使时钟的相位和频率偏离基础设置。由于在此实施例中时钟取决于反馈回路(图11)，从而离散的电压控制时钟根据来自块223的信号操作，并且使用数字化采样的后处理来实现定时恢复以及把采样时钟(222)的相位和频率与进入符号流更好地匹配。返回到图10，由采样器202采样的数字化波形被输入到匹配滤波器206。匹配滤波器例如可以是数字有限脉冲响应匹配滤波器或另一类型的滤波器。匹配滤波器206用来去除噪声并且依照与低通滤波器对模拟信号操作的非常相同的方式平滑输入采样。滤波的采样被输入到数据选择器208。数据选择器选择(每个符号)相对较低数目的采样中的哪些应当作为控制回路的输入来使用。例如，对于要检测的给定符号来说，数据选择器将选择若干可用采样，所述可用采样将被处理以用于确定误差信号。例如假定采样器202操作来以每个符号周期十次地来采样输入信号r (t)。数据选择器可以选择那些采样中的五个，所述数据选择器相信这些采样最接近于最大开眼。如果数据选择器已经选择最接近于最大开眼的五个采样，那么反馈回路将使数据选择器继续选择那五个采样。然而如果在反馈回路中累积的误差足够，那么反馈回路将使数据选择器向前移动一个符号或者向后移动一个符号以便选择不同集合的五个采样。下面将非常详细地描述反馈。从而，数据选择器使用反馈信号的整数部分218来在任一方向(正向或反向)上移动整数个采样以便选择最接近于最大开眼的整数个采样。因此数据选择器负责选择最接近于最大开眼的采样的连续集合。反馈回路的整数部分218将用来调整数据选择器以便使数据选择器从后续的波形中选择不同的采样组或者继续选择相同的采样组。然而，只能够通过使数据选择器选择新的采样组来调整所述数据选择器。最大开眼点可能位于采样之间的某个地方而并非是直接在可用的采样之一上。 在这种情况下，数据选择器不能通过选择不同的采样组来确定确切的最大开眼点。从而相对较低的采样率阻止了数据选择器获得最大开眼点的精确位置。虽然较高采样率可能会使最大开眼点能够更精密地确定，但是增加采样率增加了系统的成本和复杂度，这是不希望的。为了更精确地确定最大开眼点，向无穷小平滑鉴别器210输入数据选择器的输出。使用来自反馈回路的误差信号220的小数部分(fraction part)来控制无穷小平滑鉴别器以便确定在可用采样之间最大开眼点在采样组内哪里出现。在乘法器216，无穷小平滑鉴别器的输出乘以输入信号In 214。输入信号In 214是预期的符号。在使用四级调制过程的调制方案中，预期的符号通常是+3、+1、_1和-3。然而，在许多四级调制方案中，诸如APCO 25(TETRA)，在此类调制方案中在训练序列期间传送的训练符号通常是+3和_3。由于最大似然定时估计过程正被用于实现定时恢复，所以预期的训练符号值将作为输入信号In 214输入。把无穷小平滑鉴别器的输出与具有正或负符号的训练符号相乘使由该乘积形成的误差信号能够始终为正的而不管训练符号如何。例如，如果正在接收正符号并且在符号假定的最大开眼的符号信号的一阶导数是正的，那么最大开眼点在采样位置的右方。相反地，如果正接收负符号并且在假定的最大开眼点的符号信号的一阶导数是正的，那么最大开眼点在采样位置的左方。通过把计算的导数与预期的符号值(正的或负的)相乘，可以消除符号极性的影响以便简化误差累加器的操作。乘以输入的预期符号的接收信号被传递到误差累加器216。误差累加器在特定数目的符号上对误差求和以便确定与选择的采样组相关联的误差。图14和15示出了用于图解图示其怎样工作的示例性波形。每个符号周期一次地，块210生成误差值。误差累加器在特定数目的符号上对来自块210的误差信号求和。在一个特定的实现方式中，发现在8 和13之间的符号数目工作最好。给定符号K的误差信号error signal ( ε )是符号判决 In和由块210生成的误差值的函数
ε k=ISD(k)* In 或 ε k = dv/dt * In.
ISD块210如下操作。根据由块220 “α ”提供的小数值，通过向由块208选择的五个采样应用以下函数来向进入的符号采样的波形应用鉴别(导数确定)和平滑。在图12中示出了此组五个符号。让我们假定这五个采样值分别是S1、S2、S3、S4和S5，如图13所示。块 210根据这些采样生成误差值，所述误差值如下近似关于采样S3的一阶导数dv/dt = Ks * [ (l-α ) (S4-Sl) + a (S5_ S2)]，其中α是由块220提供的小数值，并且Ks是在系统开发期间在实验上确定的常数。从而ε k= dv/dt * In
如果数据选择器已经在最大开眼的任一侧选择了一组采样，那么计算的导数将近似于零。出于同样原因，当每个符号周期的采样S3近似在最大开眼点时，来自图10中的块210 的输出的接连值在乘以相应的“I/时将求和近似为零。图14示出了接连符号的一阶导数值并且图15示出了在一组符号上的一阶导数值的求和。如图15所示，可以预期接连符号的一阶导数近似相等且相对，从而求和近似为零，其中调谐系统到最大开眼点。误差累加器216通过增加乘以“I/的每个符号的导数来累积来自特定数目符号的采样的误差。因此误差累加器216累积来自多个符号的误差，例如如图15所示。误差累加器输出两个值以便向数据选择器208和无穷小平滑鉴别器210提供闭环反馈。特别地是，误差累加器216把误差信号218的整数部分馈送到数据选择器208中以便使数据选择器控制使用哪个采样集并且如果必要的话，从可用的相对较低数目的采样中选择不同的采样集。误差累加器还把误差信号220的小数部分馈送到无穷小平滑鉴别器中以便能够确定采样窗口内的最大开眼点。可以使用以下公式计算误差信号的整数部分
δ = INT [Ke * Σ ( ε (k_n) · · ε k )]其中Ke是误差常数，ε (k-n)是乘以在采样(k-n)估计的最大似然符号In的导数，并且Σ (ε (k-n).. ε k)是在每个所选择的符号采样点处的误差信号的和。整数部分由数据选择器用来确定它是否应当改变它正使用哪个采样集。例如，如果导数和产生正值，那么误差信号的整数值将作为反馈被输入到数据选择器以便使所述数据选择器在下一采样间隔期间选择新的采样集。从而，在此例子中整数部分可以使数据选择器进一步选择在接连的采样集中每个符号右方的采样。同样，误差信号的小数部分将用来调整α，从而影响一阶导数的计算。 如果误差信号的整数部分不足以使数据选择器选择新的采样集，那么所述数据选择器采样在最大开眼点周围的信号。为了确定在采样窗口内最大开眼点实际上出现在哪， 误差信号的小数部分被输入到无穷小平滑鉴别器。可以使用以下公式计算误差信号220的小数部分
α = FRAC [ Ke * Σ ( ε (k-n) · · ε k )]
无穷小平滑鉴别器在给定符号的采样之间内插以便确定导数在哪里近似为零，其近似对应于最大开眼点。依照本发明实施例，并非是只检查在中间采样任何一侧上的一个采样并且使用那两个值来确定所述导数在哪里可能为零，而是结合在中间采样任何一侧上的多个采样的幅度值使用小数误差来确定在最大开眼点的导数。例如在一个实施例中，可以依照以下公式确定在假定的最大开眼点处的导数
dv/dt = Ks * [ (1 - α ) (S4-S1) + α (S5-S2)]
也可以使用其它“鉴别/平滑”公式和采样方案。例如，还可以使用以下公式或另一类似的公式来计算dv/dt。另外，尽管在此实施例中使用五个值来找到假定的最大开眼点，不过也可以使用更大数目的值。在图13中示出了此说明。在图13中，在五个采样中的每个的幅度已经被示为Si、 S2、S3、S4和S5。已经假定由数据选择器选择的五个采样一组中的中间采样将相对接近于最大开眼点。这是合理的假设，因为误差信号的整数部分已经表明已经选择了正确一组的五个符号。相应地，在确定最大开眼点中，在中间采样的导数可以被假设为相对接近于零， 并且当按照平滑系数α调整时尽可能接近于在真正的最大开眼点的导数。当导数近似为零时或者当在接连符号的此点上的导数的和近似为零时，已经真正地到达最大开眼点。使用其它采样的幅度来计算在最大开眼点的符号信号的一阶导数。依照本发明实施例，误差信号α的小数部分乘以采样S5和S2处的幅度差。类似地，误差信号1 -α的小数部分乘以在采样Sl和S4处的幅度差。然后把这两个值加在一起并且乘以差分常数 Ks,以便精密地近似在最大开眼点的一阶导数。通过区分在最大开眼任何一侧上的采样(例如通过使用S4-S1和S5-S2)，可以减少任何一个采样对确定在最大开眼点的导数的单独贡献，由此平滑最大开眼点的导数计算。这减少了在计算中的噪声影响，因为在大量的接连符号采样上平均接连的计算由求和块216完成。通过使用误差信号的小数部分，可以使用两个相应差异的贡献来无穷小地接近在最大开眼点的真正导数。特别地是，误差信号的小数部分使无穷小平滑鉴别器能够通过调整所述差异的贡献来在邻近导数之间进行内插以便接近在最大开眼点的导数，即便其中在这一点上并不存在真正的物理采样。图11示出了反馈回路的另一实施例，其中使用电压控制时钟222来控制采样器202。在此实施例中，并非是使用以固定频率操作的时钟，而是可以使用具有依照来自反馈回路的反馈进行控制的频率和相位的电压控制时钟。在此实施例中，可以控制用于采样输入波形r (t)的频率和相位从而能够实现频率同步以及相位同步。与上面结合图10描述的方法类似，可以在反馈回路中使用来自块216的聚集平均误差信号来实现频率和相位同步。图11中的块223可以用来进一步处理此聚集平均误差信号以便利用进入的符号流在块222中最佳地实现电压控制时钟的相位锁定。在一个实施例中，块223可以被实现为乘以常数的低通滤波器。低通滤波器223应当被调谐为在回路稳定的情况下平衡回路响应时间。误差累加器可以在多个符号周期上累积误差以便控制VCC 222。例如，如果误差信号的小数部分在连续的符号周期上稳定地增加，那么很可能从采样S3前进最大开眼点(相位失配)。在进入的符号率和VCC 222频率之间也可以存在频率差异(频率失配)。如果最大开眼点在符号采样窗口内移动(漂移)，那么应当调整正获取采样的频率以便与输入信号 r (t)的符号频率同步。特别地是，可以使用最大开眼点的位置随时间的变化来确定频率略微歪斜。因此，误差累加器可以调整VCC 222的频率以便调整所述频率，从而使在采样窗口内最大开眼点的位置稳定。选择性地，可以使用第二误差累加器来控制VCC 222的频率。 此外，如果误差累加器的输出被偏置为正或负的，那么这可以表明相位失配，所述相位失配可以通过改变VCC块222的相位来补偿以使得采样S3更精密地到达最大开眼的确切时间。 在由图11中的块216、223和222组成的这种反馈回路的操作中继承的锁定或跟踪行为确保一旦实现锁定就会准确地跟踪进入的符号流的频率和相位。此系统的好处在于外部回路锁定了用于在最大开眼最优位置的采样判决，而内部回路对最大开眼的符号幅度做出了最佳判决，而不管由块202提供的采样如何。因此可以向块222提供有用的信号以便在知道正确的位置之前及时更好地调谐采样位置。上述功能可以被实现为程序指令集，所述程序指令被存储在一个或多个网络元件内的计算机可读存储器中并且在所述一个或多个网络元件内的一个或多个处理器上执行。然而，技术人员应当清楚，所有这里描述的逻辑可以使用分立组件、诸如专用集成电路 (ASIC)之类的集成电路、结合可编程逻辑器件(诸如现场可编程门阵列(FPGA)或微处理器) 使用的可编程逻辑、状态机或包括其任何组合的任何其它设备来实现。可编程逻辑可以被临时或永久地固定到有形介质中，该有形介质诸如只读存储器芯片、计算机存储器、盘或其它存储介质。所有这种实施例意在落入本发明的范围内。应当理解，在本发明的精神和范围内可以对在附图中示出并且在说明书中描述的实施例进行各种改变和修改。据此，在以上描述中包含的并且在附图中示出的所有材料被解释为说明性的而并非是限制意义。本发明只被限制为如在下面的权利要求及其等效方式来定义。
权利要求
1.一种无线网络，包括 至少一个基站收发器； 至少一个无线联网设备；其中所述基站收发器和无线联网设备中的至少一个被配置为通过以下步骤来实现基带恢复在每个估计的训练符号间隔期间以相对较低的次数来采样所接收的训练序列以便对每个估计的训练符号间隔获得相对较低数目的采样， 选择相对较低数目的采样的连续子集， 获得与子集相关联的一阶导数；把所述一阶导数乘以预期的数据符号以获得用于所述训练符号间隔的误差信号； 累积来自接连的训练符号间隔的误差信号以形成累积的误差信号；并且使用所述累积的误差信号的第一部分来结合处理后续的训练符号以调整将把相对较低数目的采样中的哪些包括在所述连续子集中；使用所述误差信号的第二部分来确定最大开眼位置的可能位置以根据训练序列估计定时相位。
2.如权利要求1所述的无线网络，其中所述第一部分是所述累积的误差信号的整数部分。
3.如权利要求1所述的无线网络，其中所述第二部分是所述累积的误差信号的小数部分。
4.如权利要求1所述的无线网络，其中所述子集包括至少五个采样点，并且其中所述一阶导数通过把第一集合的两个采样点的一阶导数的第一差异与第二集合的两个采样点的一阶导数的第二差异相加来计算，所述第一和第二集合是不相交的。
5.如权利要求1所述的无线网络，其中所述误差信号进一步被配置为调整时钟值，所述时钟值控制用于采样所接收的训练序列的频率。
6.如权利要求1所述的无线网络，其中把所述一阶导数乘以预期的数据符号使得能够在累积来自接连的训练符号间隔的误差信号时忽略符号极性。
7.一种用于在无线网络上使用的基站收发器，包括 至少一个天线，被配置为接收RF波形；和处理器，被连接到所述至少一个天线并且被配置为通过处理训练符号的训练序列以从训练序列中恢复定时频率和定时相位而根据RF信号实现基带恢复，所述处理器被配置为 在每个估计的训练符号间隔期间以相对较低的次数采样所接收的训练序列以对每个估计的训练符号间隔获得相对较低数目的采样， 选择相对较低数目的采样的连续子集， 获得与子集相关联的一阶导数；把所述一阶导数乘以预期的数据符号以获得用于所述训练符号间隔的误差信号； 累积来自接连的训练符号间隔的误差信号以形成累积的误差信号；并且使用所述累积的误差信号的第一部分来结合处理后续的训练符号以调整将把相对较低数目的采样中的哪些包括在所述连续子集中；并且使用所述误差信号的第二部分来确定最大开眼位置的可能位置以根据训练序列估计定时相位。
8.如权利要求7所述的基站收发器，其中所述第一部分是所述累积的误差信号的整数部分。
9.如权利要求7所述的基站收发器，其中所述第二部分是所述累积的误差信号的小数部分。
10.如权利要求7所述的基站收发器，其中所述子集包括至少五个采样点，并且其中所述一阶导数通过把第一集合的两个采样点的一阶导数的第一差异与第二集合的两个采样点的一阶导数的第二差异相加来计算，所述第一和第二集合是不相交的。
11.如权利要求7所述的基站收发器，其中所述误差信号进一步被配置为调整时钟值， 所述时钟值控制用于采样所接收的训练序列的频率。
12.如权利要求7所述的基站收发器，其中把所述一阶导数乘以预期的数据符号使得能够在累积来自接连的训练符号间隔的误差信号时忽略符号极性。
13.一种用于在无线通信网络上使用的无线联网设备，包括 至少一个天线，被配置为接收RF波形；和处理器，被连接到所述至少一个天线并且被配置为通过处理训练符号的训练序列以从训练序列中恢复定时频率和定时相位而根据RF信号实现基带恢复，所述处理器被配置为 在每个估计的训练符号间隔期间以相对较低的次数来采样所接收的训练序列以对每个估计的训练符号间隔获得相对较低数目的采样， 选择相对较低数目的采样的连续子集， 获得与子集相关联的一阶导数；把所述一阶导数乘以预期的数据符号以获得用于训练符号间隔的误差信号； 累积来自接连的训练符号间隔的误差信号以形成累积的误差信号；并且使用所述累积的误差信号的第一部分来结合处理后续的训练符号以调整将把相对较低数目的采样中的哪些包括在所述连续子集中；并且使用所述误差信号的第二部分来确定最大开眼位置的可能位置以根据训练序列估计定时相位。
14.如权利要求13所述的无线联网设备，其中所述第一部分是所述累积的误差信号的整数部分。
15.如权利要求13所述的无线联网设备，其中所述第二部分是所述累积的误差信号的小数部分。
16.如权利要求13所述的无线联网设备，其中所述子集包括至少五个采样点，并且其中所述一阶导数通过把第一集合的两个采样点的一阶导数的第一差异与第二集合的两个采样点的一阶导数的第二差异相加来计算，所述第一和第二集合是不相交的。
17.如权利要求13所述的无线联网设备，其中所述误差信号进一步被配置为调整时钟值，所述时钟值控制用于采样所接收的训练序列的频率。
18.如权利要求13所述的无线联网设备，其中把所述一阶导数乘以预期的数据符号使得能够在累积来自接连的训练符号间隔的误差信号时忽略符号极性。
全文摘要
无线网络、基站收发器和无线联网设备中的基带恢复可以被实现为使定时符号的数目最小化，同时使无线设备能够使用相对较低的每符号采样率，使得要求最小处理来实现定时恢复。在一个实施例中，在训练序列期间对于每个预期的符号间隔取相对较低数目的采样。选择并处理采样的子集以便确定每个采样的误差信号。误差信号乘以预期的符号并且被求和以便形成一误差信号。使用该误差信号来调整将结合后续符号使用并处理的采样集。该误差信号还用于在可用采样之间进行内插以便无穷小地接近最大开眼点。
文档编号H04L27/18GK102265667SQ200980152341
公开日2011年11月30日 申请日期2009年11月19日 优先权日2008年12月26日
发明者屈希勒 T. 申请人:北方电讯网络有限公司