专利名称：一种适用于低中频(lif)或零中频(zif)工作的信号处理器的制作方法
一种适用于低中频(LIF)或零中频(ZIF)工作的信号处理器技术领域
本发明一般涉及射频(RF)接收机，更具体而言涉及用于RF接收机的信号处理器。
技术背景
射频(RF)接收机广泛用于多种应用，诸如电视接收机、蜂窝电话、寻呼机、全球定 位系统(GPQ接收机、电缆调制解调器、无绳电话、卫星无线电接收机等。一种常见类型的 RF接收机是所谓的超外差接收机。超外差接收机将所需的数据载波信号与可调谐振荡器的 输出混频，以产生大致固定中频(IF)的输出。然后可对该固定IF信号方便地滤波并下变 频回到基带以便进一步处理。因此超外差接收机需要两个混频步骤。
通常，某些RF接收机采用标准IF。例如电视接收机将48MHz到870MHz频段中的 选定信道转换成44MHz的标准IF。而且在美国，FM收音机通常将从88. IMHz到107. 9MHz 频带中的200KHz信道中广播的FM音频信号转换成10. 7MHz的标准中频。近来，RF接收机 已采用低中频(LIF)和零中频(ZIF)体系结构以利用现代数字信号处理器(DSP)的处理能 力。
此外，高质量RF接收机使用自动增益控制(AGC)电路来调整接收机中多个元件的 增益或衰减以调整功率水平。举例来说，可放大低输入功率的电视信号以提高信号强度作 进一步处理。在另一个示例中，经滤波信号对于后面的组件可能太强，因此将该经滤波信号 衰减以降低功率水平。在没有这样的AGC电路的情况下，接收到的所需信号的质量将被降 低。例如，随着功率水平降低，电视信号的显示图像将变暗，最终将开始显示电平渐增的背 景噪声。相反，随着功率水平升高，显示图像将更亮，并由于系统的非线性最终将显示图像 伪影，比如所需图像的背景中的拍频波或图像。
地面和有线电视传输环境由于阻断(blocker)的存在使得AGC困难。阻断是一个 具有明显信号能量的多余的信道，它的频率接近所需信道频率因而难以滤除。因为阻断不 容易被滤除，所以它能降低所需信道的信号质量。当接收机使用LIF或ZIF体系结构时，滤 除阻断的不希望有的能量尤其困难，因为电视传输系统使用多个间隔紧密的信道。
此外，最强的阻断将有时在频率上接近所需信道，在其它时候在频率上远离。此 外，阻断有可能具有比所需信道更大的信号强度，并且信号强度随时间变化，举例来说，当 移动的接收机进入隧道或在建筑物的后面时，或诸如飞机的障碍物在发射机和接收机之间 经过时。这些因素使得LIF或ZIF信号处理器中的AGC尤其困难。
因此，需要用于诸如电视接收机之类的应用的新模拟基带处理器体系结构，这些 新体系结构具有适用于存在强阻断时的AGC，且适用于LIF和ZIF体系结构。
附图简述
通过参照附图，能更好地理解本发明，而且使本发明的多个特征和优点对本领域 技术人员显而易见，在附图中
图1以框图的形式示出根据本发明的实施例的集成电路电视接收机；5
图2以框图的形式示出适合用作图1的模拟处理器之一的模拟基带处理器。
图3以图形的形式示出有利于理解在强相邻信道阻断存在的情况下图2的模拟基 带处理器的操作的一组图表。
图4以图形的形式示出有利于理解在强偏远信道阻断存在的情况下图2的模拟基 带处理器的操作的一组图表。
图5以框图的形式示出现有技术已知的具有模拟直流(DC)偏移校正的可编程增 益放大器。
图6以框图的形式示出根据本发明的另一方面的适合用作图1的模拟基带处理器 之一的具有偏移校正的信号处理器。
图7示出有利于理解校准操作的图6的模拟基带处理器的一部分的电路模型。
图8示出根据本发明的另一实施例的模拟基带处理器的一部分的电路模型。
在不同附图中使用相同的附图标记表示相似或相同的零件。
详细描述
图1以框图的形式示出根据本发明的实施例的集成电路电视接收机100。接收机 100 一般包括低噪声放大器(LNA) 110、带通滤波器120、衰减器130、低通滤波器140、混频 电路150、用于同相(I)路径的模拟基带处理器160、用于正交(Q)路径的模拟基带处理器 170、解调器180以及控制器190。LNAllO具有用于接收标记为"RFfi5入”的射频(RF)输入信 号的输入、用于接收增益控制信号的控制输入、以及输出。虽然图1描述电视接收机，但它 也可应用于其它RF系统。通常，“射频”信号表示传递有用信息且具有从约3千赫兹(kHz) 到数百吉赫兹(GHZ)的频率的电信号，且与传递此类信号的介质无关。因此RF信号可通过 空气、自由空间、同轴电缆、光缆等传输。跟踪带通滤波器120具有连接至LNA 110的输出的 第一输入、用于接收调谐信号的第二输入、以及输出。衰减器130具有连接至跟踪带通滤波 器120的输出的第一输入、用于接收衰减控制信号的第二输入、以及输出。滤波器140具有 连接至衰减器130的输出的第一输入、用于接收截止频率调节信号的第二输入、以及输出。
混频电路150包括本地振荡器152和混频器154。本地振荡器152具有用于接收 本地振荡器调谐信号的输入、用于提供两个信号的输出，这两个信号包括同相混频信号和 正交混频信号混频器巧4具有连接至滤波器140的输出的第一输入、连接至本地振荡器152 的输出的第二输入、用于提供标记为“I”的同相中频IF信号的第一输出以及用于提供标记 为“Q”的正交IF信号的第二输出。
模拟基带处理器160具有连接至混频器152的输出以接收信号I的信号输入、控 制输入/输出端子、以及输出。模拟基带处理器170具有连接至混频器152的输出以接收 信号Q的信号输入、控制输入/输出端子、以及输出。解调器180具有连接至模拟基带处理 器160的输出的第一输入、连接至模拟基带处理器170的输出的第二输入、以及用于提供标 记为“TV输‘’的经过解调的基带电视信号的输出。
控制器190包括微控制器(MCU) 192和固件194。MCU 190具有连接至模拟基带处 理器160的控制输入/输出端子的第一输入/输出端子、连接至模拟处理器170的控制输入 /输出端子的第二输入/输出端子、以及在它和固件194之间的双向存储器接口端子。MCU 192具有用于控制LNA 110、滤波器120、衰减器130、滤波器140、以及本地振荡器152的输 出。MCU192还具有对于理解接收机100的相关操作不重要而且未在图1中示出的其它输入和输出。
一般地说，接收机100适合于起适于从包括广播和有线电视的源接收和解调电视 频道的电视接收机的作用。MCU 192适于根据由用户所选择的频道并在存储于固件194内 的程序的控制下控制接收机100中的多种元件。
接收器100将双滤波器体系结构用于预混频调谐器。信号RFfi5入在LNAllO中被接 收并在必要时在MCU 192的控制下放大。因此接收器100能向跟踪带通滤波器120的输入 呈现合适电平的信号。跟踪带通滤波器120是通过过滤相邻信道来协助提供对强干扰信号 (或阻断)的抑制的二阶LC滤波器。跟踪带通滤波器120的通带的中心频率由MCU 192根 据选择的信道来设置。
衰减器130在MCU 192的控制下起单独可控的增益元件的作用，以使MCU 192能 恰当地在信号处理路径的不同部分之间分配增益或衰减。滤波器140在MCU 192的控制下 提供高于混频信号的三阶谐波的附加衰减，以防止来自相邻信道的不需要的能量被混频到 通带中。三阶谐波频率是重要的，因为本地振荡器IM使用为方波的数字混频信号，因此该 信号在它的三次谐波上具有较多能量。
混频器巧4是正交混频器，它将经过滤波和衰减的RF输入信号与来自本机振荡器 152的信号混频以将选定信道混频至所需IF。在接收器100中，所需的IF在3到5兆赫兹 (MHz)的范围中可选，因此接收器100可配置为低IF(LIF)接收机。此外，接收机100还可 被配置为直接下变频接收机或零IF(ZIF)接收机。在MCU 192的控制下，本地振荡器152 被调谐到一个频率，该频率将选择的信道混频为所需IF。接收机100也可配置成与世界上 具有某些不同信道和频谱特征的多种电视标准兼容。
模拟基带处理器160和170中的每一个是信号处理器，该信号处理器在MCU 192 的控制下进行信号调整，包括用以通过低于6到9赫兹之间对应于LTF配置的截止频率以 下的信号的低通滤波以及进一步的增益级。注意如此处所用，信号处理器160和170被认 为是“基带”，其含义在于它们支持LIF或ZIF。模拟基带处理器160和170将如此处理后 的模拟信号转换到数字域，以使解调器180能将它们数字地解调制以提供信号TV_。
图2以框图的形式示出适合用作图1的模拟基带处理器160或模拟基带处理器 170的模拟基带处理器200。模拟基带处理器200 —般包括低通滤波器210、第一自动增益 控制(AGC)环路220、低通滤波器230、第二 ACG环路M0、低通滤波器250、以及ADC 260 0 低通滤波器210具有用于接收标记为“ IFfi5/'的输入信号的输入以及输出。AGC环路220 具有连接至低通滤波器210的输出的输入以及输出。低通滤波器230具有连接至AGC环路 220的输出的输入以及输出。AGC环路240具有连接至低通滤波器230的输出的输入以及 输出。低通滤波器250具有连接至AGC环路MO的输出的输入以及输出。ADC 260具有连 接至低通滤波器250的输出的输入和用于提供标记为“数字输出”的数字输出信号的输出。
AGC环路220包括可编程增益放大器(PGA) 222、峰值检测器224以及控制器226。 PGA 222具有连接到低通滤波器210的输出的输入、控制输入以及连接到低通滤波器230输 入的输出。峰值检测器2M具有连接至PGA 222的输出的输入以及输出。控制器2 具有 连接至峰值检测器224的输出的输入和连接至PGA 222的控制输入的输出。AGC环路240 包括PGA M2、峰值检测器M4以及控制器M6。PGA 242具有连接到低通滤波器230的输 出的输入、控制输入以及连接到低通滤波器250输入的输出。峰值检测器244具有连接至PGA 242的输出的输入以及输出。控制器246具有连接至峰值检测器244的输出的输入和 连接至PGA 242的控制输入的输出。如图1所示，控制器2 和246在固件194的控制下 由MCU 192实现。
一般而言，模拟基带处理器200提供滤波以使显著的信号阻断衰减，同时有效利 用ADC 260的可用动态范围。模拟基带处理器200实现分布式独立增益控制和分布式滤 波，这样允许它适应变化的电视接收环境同时避免与常规设计相关的极端积极滤波的需 求。在所示实施例中，模拟基带处理器200实现分布式五阶低通滤波器，使用简单的无源电 阻器-电容器(RC)滤波器实现两个极点，且仅有三个极点使用有源元件来实现。具体而言， 低通滤波器210将一阶无源RC级与其后的一阶有源低通滤波器结合。有源滤波器部分注 入固定量的增益，在构想的实施例中大约为8分贝(dB)。低通滤波器230使用有源双二次 (双二阶)滤波器以提供两个附加极点。最后，低通滤波器250使用另一个一阶无源RC滤 波器。
在这个实施例中，为适应LIF和ZIF体系结构，分布式低通滤波器的转角频率可以 更改到3-9MHz之间以250kHz为步长的点。通过调整实现滤波电容器的数字可调谐电容器 组来设置转角频率。在LIF模式，IF可以设置在3MHz与5MHz间的任何频率。在构想的实 施例中，模拟基带处理器160和170还包括用于校准与滤波器极点相关的RC时间常数的片 上校准电路。
此外，在此实施例中，各个PGA具有以0. 5分贝(dB)为步长的ISdB的增益范围， 每个增益步长具有0. 025dB的相对增益精度。
利用独立AGC环路的分布式滤波和增益控制的优点可在参照附图3和4时被更好 的理解。图3以图形的形式示出有利于理解在强相邻信道阻断存在的情况下图2的模拟基 带处理器的操作的一组图表300。为帮助理解，图2的模拟基带处理器200也在图表的下面 再现。图表300包括6幅图表310-360。在各个图表中，横轴表示以赫兹为单位的频率，纵 轴表示以伏特为单位的振幅。各个图表分别示出在图3所示的模拟基带处理器200的各个 节点处的所需信号312-362各自的信号电平，以及阻断314-364各自的信号电平。如图表 310所示，低通滤波器210输入处的信号包括所需信号312和阻断314，它们都具有低于目 标信号电平的振幅。目标信号电平是对应于ADC 260的动态范围的模拟电平。如图表320 所示，低通滤波器210使阻断衰减以使得所需信号322的信号电平更接近阻断3M的电平。 AGC环路220同时提高所需信号和阻断的信号电平，直到增益足够大以将两个信号中的最 强信号(在这种情况下为阻断334)提高至目标信号电平。随后低通滤波器330降低阻断 的信号电平，如图3所示，所需信号342的振幅变得高于阻断344的振幅。AGC环路240提 高所需信号和阻断二者的信号电平，但现在使用所需信号；342的信号电平来确定增益。最 后低通滤波器250降低阻断的信号电平同时维持所需信号362的电平，该所需信号362的 电平在ADC 260的输入处保持在目标电平。因此，在强相邻阻断存在下的模拟基带处理器 200的操作使PGA 222具有低增益以及PGA 242具有高增益。
图4以图形的形式示出有利于理解在强偏远信道阻断存在的情况下图2的模拟基 带处理器200的操作的一组图表400。如图3中，图2的模拟基带处理器200又一次再现。 图表400包括6幅图表410-460。在各个图表中，横轴表示以赫兹(Hz)为单位的频率，纵 轴表示以伏特为单位的振幅。各个图表分别示出所需信号412-462的信号电平，以及阻断414-464的信号电平。如图表410所示，低通滤波器210输入处的信号包括所需信号412和 阻断414，这二者都具有低于目标信号电平的振幅。如图表420所示，低通滤波器210将阻 断衰减以使得所需信号422的信号电平接近阻断4M的电平。注意，阻断4M的削弱相对 较大，因为阻断的频率相距更远。AGC环路220提高所需信号和阻断二者的信号电平，直到 增益足够大以将两个信号中的最强信号(在这种情况下为所需信号43 提高至目标电平。 在图4的示例中，所需信号具有的振幅远小于目标电平，因此AGC环路220将PGA 222的增 益设置为高增益。随后低通滤波器230降低阻断的信号电平。AGC环路240被配置成提高 所需信号和阻断二者的信号电平，但如图4中所示，所需信号已具达到所需电平的振幅，因 此AGC环路240将PGA 242的增益设置为1。最后低通滤波器250进一步降低阻断的信号 电平，同时维持所需信号462的电平，该所需信号462的电平在ADC 260的输入处保持在目 标电平。因此，在强偏远阻断存在下的模拟基带处理器200的操作使PGA 222具有高增益 以及PGA 242具有零增益。
因此，通过使用利用独立AGC环路的分布式滤波，模拟基带处理器200利用ADC 260的全动态范围，同时将可以是邻近信道或偏远信道的强带外阻断衰减。传统的电视接收 机不包括基带ADC并且往往具有高达八阶的积极基带滤波器。通过在滤波器间分布AGC环 路，以及执行附加滤波和数字下变频，模拟基带处理器200因此更简单并且比传统设计更便宜。
因此从图3和图4中示出的实施例可以看出，即使两个AGC环路独立地工作，它们 看起来协作以实现针对不同类型的阻断的适当增益设置。在一个替换的实施例中，环路可 以提供“接管”选项。利用这个选项，AGC环路独立地工作，除非一个AGC环路由于达到最 小或最大增益而用尽它的增益范围。一旦一个AGC用尽它的增益范围，它发信号通知另一 AGC环路，然后另一 AGC环路可基于模拟基带链中其它点处的电平设置它的增益。
虽然模拟基带处理器200的设计是稳健的，它也简单而有效地校正由实际电路元 件的非理想特性引入的电压偏移。图5以框图的形式示出现有技术已知的具有模拟直流 (DC)偏移校正的可编程增益放大器(PGA) 500。PGA 500包括放大器510、DC偏移校正电路 (DCOC) 520以及累加器件530。放大器510具有输入和用于提供标记为“Vf_”的输出信号 的输出。DCOC 520包括运算放大器522、电阻器524、电容器526以及放大器528。运算放大 器522具有反相输入、接地的同相输入以及输出。电阻器5M具有连接至PGA 510的输出 端子的第一端子和连接至运算放大器522的反相输入的第二端子。电容器5 具有连接到 运算放大器522的反相输入的第一端子和连接到运算放大器522的输出端子的第二端子。 放大器5 具有连接至运算放大器522的输出端子的输入以及输出端子。累加器件530具 有用于接收标记为"Vfi5入”的输入电压的第一输入端子、连接到放大器528的输出的第二输 入以及连接到PGA 510的输入的输出。
PGA 500通过在围绕PGA 510的闭合环路中放置由运算放大器522、电阻器524以 及电容器5 形成的有源低通滤波器520实现DC偏移校正。在反馈路径中放置低通滤波 器520产生使DC偏移电压衰减的整体高通响应。然而，当在基带体系结构尤其是ZIF中使 用PGA 500时，PGA 500滤去一些低频内容，从而使所需信号失真。此外，为了使高通滤波 器的转角频率尽可能低，这个类型的DCOC拓扑需要大的滤波电容器。除消耗大量的集成电 路面积之外，较大的电容器也增加增益变化后的稳定时间。因此，需要克服这些问题的新的偏移校正技术。
图6以框图形式示出根据本发明的另一方面的适合用作图1的基带处理器160或 基带处理器170的具有偏移校正的模拟基带处理器600。模拟基带处理器600 —般包括低 通滤波器610、第一 AGC环路620、低通滤波器630、第二 AGC环路640、低通滤波器650以及 ADC 660。低通滤波器610具有用于接收输入信号IF·的输入以及输出。AGC环路620具 有输入和输出。低通滤波器630具有连接至AGC环路620的输出的输入以及输出。AGC环 路640具有输入和输出。低通滤波器650具有连接至AGC环路640的输出的输入以及输出。 ADC 660具有连接至低通滤波器650的输出的输入和用于提供数字输出信号的输出。
AGC环路620包括PGA 622、峰值检测器624以及使用控制器190实现的控制器。 PGA 622具有输入、从MCU 192接收到的控制输入、以及连接至低通滤波器630的输入的输 出。峰值检测器6M具有连接至PGA 622的输出的输入，以及提供到MCU 192的输出。AGC 环路640包括PGA 622、峰值检测器644以及使用控制器190实现的控制器。PGA 642具有 输入、从MCU 192接收到的控制输入、以及连接至低通滤波器650的输入的输出。峰值检测 器644具有连接至PGA 642的输出的输入，以及提供到MCU 192的输出。
模拟基带处理器600也包括DCOC电路670和680。DCOC电路670包括数模转换 器(DAC) 672和累加器件674。DAC 672具有用于从MCU 192接收5位的偏移校正字的输入 以及输出。累加器件674具有连接至低通滤波器610的输出的第一输入、连接至DAC 672 的输出的第二输入以及连接至PGA 622的输入的输出。DCOC电路680包括DAC 682和累加 器件684。DAC 682具有用于从MCU 192接收5位的偏移校正字的输入以及输出。累加器 件684具有连接至低通滤波器630的输出的第一输入、连接至DAC 682的输出的第二输入、 以及连接至PGA 642的输入的输出。
DCOC电路670和680克服图5的DCOC电路500的缺点它们使用低分辨率(所 示示例中为5位)DAC,相比于图5中所示的反馈DCOC滤波器，这些低分辨率DAC面积较小， 而且不衰减所需信号的低频内容。此外，相比于图5的DCOC电路500，它们稳定起来更快。 各个PGA具有专门的偏移校正允许更好的利用ADC 660的可用动态范围。
现将图1和6 —起考虑，控制器190在加电时利用可用电路确定偏移校正字。固 件194控制ADC 660来测量低通滤波器650的输出处的电压，如将在以下更完整描述的那 样。固件194使MCU 192测量并存储在不同增益设置下的偏移值。然后，在操作期间，无论 何时只要进行增益改变，适当的增益值就会从存储器中被取回并用于确定准确的偏移值。
校准过程通常如下。控制器190将忭肖入接地并将PGA 622和PGA 642的设置改 变为三个不同组合。在三个不同增益组合下测量低通滤波器650的输出，控制器190定义 具有三个变量的三个方程式，这些变量可以采用传统的代数替换求解。此外，通过精心选择 要二元关联的增益值，可以大大简化计算。下文将详细描述这些操作。
PGA 622的输入处被记为“VQS1”的偏移量包括混频器150的本地振荡器的泄漏、低 通滤波器610中的第二有源低通滤波器的输出偏移量、以及PGA 622自身的输入相关偏移 电压。PGA 642的输入处被记为“VQS2”的偏移量包括形成低通滤波器630的有源双二次滤 波器的输出偏移量以及PGA642自身的输入相关偏移电压。低通滤波器650的输出处的被 记为“U’的偏移量仅包括ADC 660的输入相关偏移电压。
通过三个偏移量经历多少增益级可理解这三个偏移量。Vffil被PGA622和PGA 642放大；Vqs2仅被PGA 642放大；以及Vqs3未经历任何放大。因此，模拟基带链的被记为Vqss^ 的输出相关偏移电压由下式给出
Vos 输出=GpgaiGpga2 V0S1+GpGA2V0S2+V0S3[1]
其中，(}reA1表示PGA 622的增益，Gpga2表示PGA 642的增益。
方程[1]包括三个未知量，即等效偏移电压。控制器190控制模拟基带链600中 的多个元件，以改变增益设置，然后进行三次必要的测量。表1示出一般情况下的测量
表1:
权利要求
1.用于射频(RF)接收机的信号处理器，包括第一信号处理元件，所述第一信号处理元件具有用于接收输入信号的输入，以及输出；第一自动增益控制(AGC)环路，所述第一自动增益控制(AGC)环路具有耦合到所述第 一信号处理元件的所述输出的输入，以及输出；第二信号处理元件，所述第二信号处理元件具有耦合到所述第一 AGC环路的所述输出 的输入，以及输出；以及第二 AGC环路，所述第二 AGC环路具有耦合到所述第二信号处理元件的所述输出的输 入，以及输出；其中所述第一 AGC环路和所述第二 AGC环路是互相独立的。
2.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于，所述第一和第二AGC环路的每一个包括可编程增益放大器，所述可编程增益放大器具有形成相应AGC环路的输入的输入、控 制输入以及输出；峰值检测器，所述峰值检测器具有耦合至所述可编程增益放大器的所述输出的输入， 以及输出；以及控制器，所述控制器具有耦合到所述峰值检测器的所述输出的输入，以及耦合到所述 可编程增益放大器的所述控制输入的输出。
3.如权利要求2所述的信号处理器，其特征在于，还包括微控制器，所述微控制器具有耦合到所述峰值检测器的所述输出的输入，以及耦合到 所述可编程增益放大器的所述控制输入的输出；以及固件，所述固件耦合到所述微控制器，且可用于使所述微控制器实现所述第一和第二 AGC环路的每一个的所述控制器。
4.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于，所述第一和第二信号处理元件中的 每一个包括低通滤波器。
5.如权利要求4所述的信号处理器，其特征在于，进一步包括耦合到所述第二AGC环路 的所述输出的附加低通滤波器。
6.如权利要求5所述的信号处理器，其特征在于，进一步包括模数转换器(ADC)，所述 模数转换器具有耦合到所述附加低通滤波器的输出的输入，以及用于提供数字输出信号的 输出。
7.如权利要求1所述的信号处理器，其特征在于，所述输入信号被表征为具有以低中 频(LIF)或零中频(ZIF)中的所选一个为中心的频谱。
8.一种用于射频(RF)接收机的信号处理器，包括多个分布式信号处理元件，其中所述多个分布式信号处理元件中的第一个元件接收输 入信号，并且所述多个分布式信号处理元件中的最后一个元件提供输出信号；多个增益元件，所述多个增益元件散布在所述多个分布式信号处理元件中的成对元件 之间，并且同样多个峰值检测器耦合到所述多个增益元件中相应的增益元件的输出；以及自动增益控制器，所述自动增益控制器具有耦合到所述同样多个峰值检测器中的每一 个的输出的输入，以及耦合到所述多个增益元件中的每一个的输出，其中所述自动增益控制器独立控制所述多个增益元件中的每一个，以形成同样多个独立的自动增益控制(AGC) 环路。
9.如权利要求8所述的信号处理器，其特征在于，所述自动增益控制器包括微控制器，所述微控制器具有耦合到所述同样多个峰值检测器的所述输出的输入，以 及耦合到所述多个增益元件的控制输入的输出；以及固件，所述固件耦合到所述微控制器，且可用于使所述微控制器实现所述同样多个独 立AGC环路。
10.如权利要求8所述的信号处理器，其特征在于，相比所述同样多个独立AGC环路中 的第一个环路，所述自动增益控制器更快地操作所述同样多个独立AGC环路中的第二个环路。
11.如权利要求10所述的信号处理器，其特征在于，相比于所述同样多个独立AGC环路 中的所述第一个环路，所述同样多个独立AGC环路中的所述第二个环路在模拟信号处理链 中更靠后的点处。
12.一种用于射频(RF)接收机的信号处理器，包括第一数模转换器，所述第一数模转换器具有用于接收第一偏移校正字的输入，以及输出；第一累加器件，所述第一累加器件具有接收输入信号的第一输入、耦合到所述第一数 模转换器的所述输出的第二输入以及输出；第一可编程增益放大器，所述第一可编程增益放大器具有耦合到所述第一累加器件的 所述输出的输入、控制输入以及输出；以及控制器，所述控制器具有耦合到所述第一数模转换器的所述输入的第一输出，用于提 供所述第一偏移校正字以校正由所述第一可编程增益放大器引入的第一偏移量。
13.如权利要求12所述的信号处理器，其特征在于，还包括第二数模转换器，所述第二数模转换器具有用于接收第二偏移校正字的输入以及输出；第二累加器件，所述第二累加器件具有通过至少一个信号处理元件耦合到所述第一可 编程增益放大器的所述输出的第一输入、耦合到所述第二数模转换器的所述输出的第二输 入以及输出；以及第二可编程增益放大器，所述第二可编程增益放大器具有耦合到所述第二累加器件的 所述输出的输入、控制输入以及输出；所述控制器具有耦合到所述第二数模转换器的所述输入的第二输出，用于提供所述第 二偏移校正字以校正由所述第二可编程增益放大器引入的第二偏移量。
14.如权利要求13所述的信号处理器，其特征在于，所述第二累加器件的所述第一输 入通过至少一个有源信号处理元件耦合到所述第一可编程增益放大器的所述输出，以及所 述控制器提供所述第二偏移校正字以校正所述第二偏移量和由所述至少一个有源信号处 理元件引入的第三偏移量。
15.如权利要求13所述的信号处理器，其特征在于，还包括模数转换器，所述模数转换器具有耦合到所述第二可编程增益放大器的所述输出的输 入，以及用于提供数字输出信号的输出。
16.如权利要求15所述的信号处理器，其特征在于所述控制器通过针对所述第一和第二可编程增益放大器的三种不同增益组合测量所 述第一和第二累加器件的所述输出和所述模数转换器的所述输入来确定所述第一和第二 偏移量以及最终偏移量。
17.如权利要求16所述的信号处理器，其特征在于，所述控制器还通过利用代数替换 计算具有三个变量的三个方程式来确定所述第一和第二偏移量以及所述最终偏移量。
18.如权利要求17所述的信号处理器，其特征在于，所述控制器利用二元相关增益量 提供所述三种不同增益组合。
19.如权利要求12所述的信号处理器，其特征在于，所述控制器按与所述第一可编程 增益放大器的偏移电压成比例地方式改变所述第一偏移校正字。
20.如权利要求12所述的信号处理器，其特征在于，控制器利用第一和第二可变电阻 器设置所述第一可编程增益元件的增益，并响应于所述第一可编程增益放大器的偏移电压 以及所述第一和第二可变电阻器的值这二者来改变所述第一偏移校正字。
全文摘要
本发明涉及一种适用于低中频(LIF)或零中频(ZIF)工作的信号处理器。用于射频(RF)接收机的信号处理器包括多个分布式信号处理元件，其中第一个元件接收输入信号，且最后一个元件提供输出信号。多个增益元件散布在所述多个分布式信号处理元件中的成对元件之间。该信号处理器还包括耦合到所述多个增益元件中的相应的增益元件的输出的同样多个峰值检测器，以及自动增益控制器，该自动增益控制器的输入耦合到各个峰值检测器的输出，且输出耦合到多个增益元件中的每一个。自动增益控制器独立地控制多个增益元件中的每一个，以形成同样多个独立的自动增益控制(AGC)环路。
文档编号H04B1/30GK102035560SQ20101050587
公开日2011年4月27日 申请日期2010年9月29日 优先权日2009年9月30日
发明者A·L·科班, A·皮奥瓦卡里, J·T·考, R·霍伊尼-普尔法德 申请人:硅实验室股份有限公司