专利名称：双相调制解码的系统和方法
技术领域：
本发明一般涉及通信，并且具体涉及双相调制解码的系统和方法。
背景技术：
为了传输数据利用的编码方案的一个示例是双相调制。双相调制信号的每个比特窗口 /比特窗口(即周期)表示单个逻辑位，其中每个比特窗口以逻辑状态转变开始。逻辑低由贯穿比特窗口的基本恒定逻辑状态表示，而逻辑高由在比特窗口近似中心中的另外逻辑状态转变表示。在双相调制信号的振幅充分时，可以实现各种不同解码算法中的任意种来解码双相调制信号。然而，在信号振幅减少时，例如由于滤波和/或传输介质损失，基于更可能呈现为有效逻辑转换的噪声，解码双相调制信号可能是困难的。另外，在一些双相调制信号传 输实现方式中，可能没有外部时钟对准双相调制信号的相位和/或频率，其可能进一步使双相调制信号的解码复杂化。此外，在双相调制信号被低通滤波时，例如去除载波频率时，逻辑高代码的振幅可能比逻辑低代码衰减更多，其中该逻辑低代码是逻辑高代码的频率的一半。
发明内容
本发明的一个实施例包括解码器系统，该解码器系统解码双相调制信号从而生成输出代码。系统包括关联第一逻辑状态的第一滤波器，该第一滤波器被配置为生成与第一滤波器各自多个抽头权重相对应的双相调制信号多个相继数字样本的第一统计值。系统还包括关联第二逻辑状态的第二滤波器，该第二滤波器被配置为生成与第二滤波器各自多个抽头权重相对应的双相调制信号多个相继数字样本的第二统计值。系统进一步包括比较器，该比较器被配置为比较第一和第二统计值，并基于该比较提供输出代码为具有第一逻辑状态和第二逻辑状态中一个的比特。本发明的另一实施例包括用以解码双相调制信号的方法。该方法包括经传输介质接收双相调制信号并且将双相调制信号从模拟转换为包含多个相继数字样本的数字形式。该方法还包括生成多个相继数字样本与关联第一逻辑状态的第一有限脉冲响应滤波器的各自多个抽头权重的第一点积，并生成多个相继数字样本与关联第二逻辑状态的第二有限脉冲响应滤波器的各自多个抽头权重的第二点积。该方法进一步包括比较第一点积的绝对值和第二点积的绝对值，并当第一点积的绝对值大于第二点积的绝对值时生成输出代码为具有第一逻辑状态的比特，当第二点积的绝对值大于第一点积的绝对值时生成输出代码为具有第二逻辑状态的比特。本发明的另一实施例包括无线电源系统。该系统包括便携式电子器件，该便携式电子器件包含被配置为调制双相通信信号到关联次级电感器的次级电流上的发送器。该系统还包括无线充电器，该无线充电器包含被配置为监控关联初级电感器的初级电流的接收器。初级电感器和次级电感器共同形成绝缘变压器，该绝缘变压器被配置成从初级电感器传递能量到次级电感器，从而在便携式电子器件中生成电压。该接收器包括解码器，该解码器包括关联第一逻辑状态的至少一个第一滤波器，该第一滤波器每个都被配置为生成关联初级电流的双相调制信号多个相继数字样本与关联不同的多个抽头的抽头权重的点积，该不同的多个抽头关联至少一个第一滤波器中的每各自一个。该解码器还包括关联第二逻辑状态的至少一个第二滤波器，该第二滤波器每个都被配置为生成关联初级电流的双相调制信号多个相继数字样本与关联不同的多个抽头的抽头权重的点积，该不同的多个抽头关联至少一个第二滤波器中的每各自一个。该解码器进一步包括比较器，该比较器被配置比较关联至少一个第一滤波器和至少一个第二滤波器的每个的点积，从而基于该比较提供输出代码为具有第一逻辑状态和第二逻辑状态中的一个的比特。
图I图示说明根据本发明一方面的双相调制解码器的示例。 图2图示说明根据本发明一方面的一组滤波器抽头的图表的示例。图3图示说明根据本发明一方面的一组滤波器抽头的图表的另一示例。图4图示说明根据本发明一方面的双相调制解码器系统的示例。图5图示说明根据本发明一方面的无线电源系统的示例。图6图示说明根据本发明一方面解码双相调制信号的方法的示例。
具体实施例方式本发明一般涉及通信，并具体涉及双相调制解码的系统和方法。双相调制解码器可以包括关联逻辑低状态的至少一个滤波器、关联逻辑高状态的至少一个滤波器，以及比较器。作为示例，滤波器可以是有限脉冲响应(FIR)滤波器。具有多个数字样本的双相调制信号可以被提供给关联每个逻辑低和逻辑高状态的每个滤波器。滤波器可以用具有抽头权重的多个抽头编程，该抽头权重具有关于彼此归一化(normalize)的值范围。作为示例，这些值可以是整数或浮点值。滤波器因此每个都生成关于多个抽头的双相调制信号数字样本的统计值例如点积。比较器可因此比较由滤波器生成的点积的绝对值，从而确定给定双相调制代码是对应于逻辑低还是逻辑高。关联给定滤波器的多个抽头的抽头权重的值范围可以用产生点积的特定值编程，该点积更表示出对滤波器特定的逻辑状态。作为示例，关联逻辑低的滤波器可以被编程从而使得抽头权重具有的值范围可被绘制为跨滤波器抽头的近似半正弦波，以使值可全部大于参考值(例如零)。因此，逻辑低编码的双相调制信号的点积的绝对值在逻辑低滤波器中可远高于逻辑高编码的双相调制信号。作为另一示例，关联逻辑高的滤波器可被编程从而使得抽头权重具有可绘制为跨滤波器多个抽头的近似正弦波的值范围。具体地，关联逻辑高的滤波器的值可具有对应于值大于参考值的相继数据样本的第一部分抽头，以及对应于值小于参考值的相继数据样本的第二部分抽头。因此，逻辑高编码的双相调制信号的点积的绝对值在逻辑高滤波器中可远高于逻辑低编码的双相调制信号。双相调制解码器可以包括与具有不同抽头数目的逻辑状态的每个逻辑状态关联的另外滤波器。例如，对于每个逻辑状态，双相调制解码器可以包括具有数目N个抽头的第一滤波器，其中N是对应于双相调制解码器数字样本预期数目的正数，具有N+1个抽头的第二滤波器，以及具有N-I个抽头的第三滤波器。六个滤波器的抽头权重可以被编程以相对于彼此归一化。因此，双相调制解码器可以不仅确定双相调制信号的代码，而且还可以检测和说明双相调制信号中存在的频率变化和抖动。具体地，具有最高绝对值点积的滤波器不仅确定双相调制信号的代码，而且还确定双相调制信号的给定比特窗口的样本数目，并因此确定双相调制信号的频率变化。结果，双相调制信号解码器可以选择具有对应于比特窗口数字样本数目的近似数目抽头的滤波器中的两个，以便随后解码双相调制信号。图I图示说明根据本发明一方面的双相调制解码器10。双相调制解码器10被配置为接收双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ，并且解码双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ从而生成输出代码C0DE_OUT。双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的每个比特窗口可以表示单个逻辑位/逻辑比特，其中每个比特窗口以逻辑状态转变开始。逻辑低可由贯穿比特窗口的基本恒定逻辑状态表示，而逻辑高可由在比特窗口近似中心中的另外逻辑状态转变表示。双相调制编码器10可以在各 种电子通信应用的任何一种中实现。作为示例，双相调制解码器10可以被包括在无线电源应用中的接收器中。双相调制解码器10包括对应于逻辑低的逻辑低滤波器12、对应于逻辑高的逻辑高滤波器14和比较器16。作为示例，逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14可以被配置为有限脉冲响应(FIR)滤波器。在图I的示例中，双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ被提供给逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14。对于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的给定比特窗口，逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14每个都生成与逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14中各自一个的各自多个抽头权重相对应的双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ数字样本的统计值，例如点积。双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本可在基本恒定频率在逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14的每个接收。作为示例，双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本可以被缓冲，从而使得双相调制解码器10可以在接收到双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ时解码该双相调制信号的每个比特窗口。逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14每个都向比较器16提供各自的点积，比较器16比较每个点积的绝对值量值，从而确定双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的给定比特窗口是对应于逻辑低代码还是逻辑高代码。如上面描述，用逻辑低状态编码的双相调制信号ΒΙ_Φ_ΙΝ的比特窗口可跨整个比特窗口具有近似恒定量值(即高或低)，并且用逻辑高状态编码的双相调制信号ΒΙ-Φ_IN的比特窗口可以在比特窗口的近似中心中具有另外逻辑状态转变。因为双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ可以在被双相调制解码器10接收之前被低通滤波，所以双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的逻辑状态转变可以是逐渐的。因此，用逻辑低状态编码的双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的比特窗口可类似于近似半正弦波，用逻辑高状态编码的双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的比特窗口可类似于近似正弦波。因此，逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14的每个都可包括用抽头权重编程的多个抽头，其中该抽头权重具有对应于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的比特窗口的各自编码逻辑状态的值。作为示例，值可以是整数值或浮点值。例如，逻辑低滤波器12的抽头权重可以被编程为具有的值范围可绘制为跨逻辑低滤波器12的多个抽头的近似半正弦波，从而使得该值可全部大于参考值(例如零)。作为另一示例，逻辑高滤波器14可以被编程以使抽头权重具有的值范围可绘制为跨逻辑高滤波器14的多个抽头的近似正弦波。具体地，逻辑高滤波器14的值可以具有对应于具有大于参考值的值的相继数据样本的第一部分抽头，以及对应于具有小于参考值的值的相继数据样本的第二部分抽头。将理解，对于逻辑高滤波器14，正弦波可被绘制为具有0°或180°的相位，以使大于和小于参考值的抽头的部分可以分别颠倒。图2图示说明根据本发明一方 面的一组滤波器抽头52的图表50的示例。作为示例，滤波器抽头52可以是关联图I的示例中逻辑低滤波器12的滤波器抽头。在图2的示例中图50示范为绘制跨图2的示例中编号为I到10的十个滤波器抽头52的抽头权重。类似于上面描述，逻辑低滤波器12的抽头权重示范为绘制跨滤波器抽头52的近似半正弦波，其中滤波器抽头52的全部的抽头权重具有大于参考值O的量值。在图2的示例中，滤波器抽头示范为用近似表示为{0,6180,11756，16180，19021,20000,19021，16180，11756,6180}的一组整数抽头权重编程。将理解，在图2的示例中，抽头权重示范为由直线互连，从而示范抽头权重绘制为近似半正弦波。图3图示说明根据本发明一方面的一组滤波器抽头102的图100的示例。作为示例，滤波器抽头102可以是关联图I的示例中逻辑高滤波器14的滤波器抽头。在图3的示例中图100示范为绘制跨图3的示例中编号为I到10的十个滤波器抽头102的抽头权重。类似于上面描述，逻辑高滤波器14的抽头权重示范为绘制为跨滤波器抽头102的近似正弦波。具体地，编号为2到5的滤波器抽头102第一部分的抽头权重具有大于参考值O的值，并且编号为7到10的滤波器抽头102第二部分的抽头权重具有小于参考值O的值，并且该第二部分抽头权重的值与第一部分的相等且相反。在图3的示例中，滤波器抽头示范为用近似表示为{0,11756,19021,19021,11756,0, -11756，-19021，-19021，-11756}的一组抽头权重编程。将理解，在图3的示例中，抽头权重示范为由直线互连，从而示范抽头权重绘制为近似正弦波。另外，如通过相对于图50的图100中抽头权重值的范围示范，逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14的每个的抽头权重关于彼此归一化，从而向比较器16提供可比较的点积。回来参考图I的示例，逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14每个都分别生成双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本与抽头权重52和102的点积。为生成点积，双相调制信号ΒΙ-Φ.ΙΝ的每个相继数字样本都乘以各自的相继滤波器抽头52和102，其中全部积相加在一起。因此，对于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的每个比特窗口，比较器16接收由逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14提供的各自点积。基于抽头52和102的编程抽头权重，由对应于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ比特窗口的编码逻辑状态的逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14中给定一个生成的点积具有绝对值，该绝对值远大于逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14中的另一个。因此，比较器16可以基于简单确定从逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14输出的点积中的哪个具有更大绝对值，而容易识别和输出双相调制信号BI-Φ_ΙΝ比特窗口的编码逻辑状态为数字输出信号C0DE_0UT。作为示例，双相调制信号ΒΙ_Φ_ΙΝ可已具有2kHz的频率并且可由模数转换器(ADC)以20kHz的频率采样。因此，双相调制解码器10接收对应于单个比特窗口并因此对应于编码逻辑状态的双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的10个数字样本。例如，十个数字样本数值表示为组{162，646，594，670，-23，-642，-778，-804，-674，-280}。数字样本被提供给逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14的每个，并且逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14的每个都生成十个数字样本与抽头52和102的各自抽头权重组的点积。分别基于在图2和3的示例中示范的抽头52和102的抽头权重，逻辑低滤波器12生成28、922、541的绝对值点积，并且逻辑高滤波器14生成71、917、418的绝对值点积。因此，比较器16基于由逻辑高滤波器14生成的点积的绝对值大于由逻辑低滤波器12生成的点积，确定双相调制信号ΒΙ-Φ_IN的十个数字样本对应于逻辑高。因此，比较器16输出信号CODE_OUT为逻辑高。双相调制解码器10因此能够准确解码双相调制信号ΒΙ_Φ_ΙΝ，而无关于可从滤波和/或传输介质损失导致的衰减振幅。具体地，即使在噪声可能通常降低对双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ解码的准确性的非常低的振幅，双相调制解码器10仍可基于逻辑低滤波器12、逻辑高滤波器14和比较器16的操作准确解码双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ。另外，即使在有双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的直流(DC)分量的情况下，双相调制 解码器10也可基于比较器16的简单比较操作准确解码双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ。此外，由逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14的抽头52和102的抽头值提供的加权分别提供比简单过零点(zero-crossing)检测算法更优的 目噪比(SNR),以便解码受:到噪声和/或不对称影响的双相调制/[目号ΒΙ_Φ_ΙΝ。将理解，不意图将双相调制解码器10限于图I到3的示例。例如，因为双相调制解码器10在数字域中操作，所以双相调制解码器10可以实现为软件或者硬件和软件的结合。具体地，双相调制解码器10可以配置为在集成电路(IC)中或在IC的一部分中。作为另一示例，逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14不限于生成点积，而是可以实现双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本与逻辑低滤波器12和逻辑高滤波器14的抽头关联的其它类型统计值。此外，将理解，不意图将抽头52和102的抽头权重分别限制在图2和3的示例中示范的值范围。例如，抽头52和102的抽头权重可能替换为更类似方波，与图2和3的示例中示范的抽头52和102之间值的更逐渐改变相反，或可代替地具有相对于公用参考值零的颠倒量值。因此，双相调制编码器10可以用各种方式中的任何一种配置。图4图示说明根据本发明一方面的双相调制解码器150的另一示例。类似于图I的示例中的双相调制解码器10，双相调制解码器150被配置为接收双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本，并解码双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ从而生成输出代码C0DE_0UT。双相调制解码器150包括多个逻辑低滤波器和多个逻辑高滤波器，其中多个逻辑低滤波器的每个都具有不同数目抽头，并且多个逻辑高滤波器的每个都具有不同数目抽头。具体地，双相调制解码器150包括9抽头逻辑低滤波器152、9抽头逻辑高滤波器154、10抽头逻辑低滤波器156、10抽头逻辑高滤波器158、11抽头逻辑低滤波器160和11抽头逻辑高滤波器162。作为示例，滤波器152到162可以被配置为FIR滤波器。在图4的示例中，双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本被提供给缓冲器164，缓冲器164同时对双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的11个数字样本进行缓冲。数字样本然后从缓冲器提供给全部滤波器152到162，从而使得对于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的给定比特窗口，滤波器152到162每个都生成双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的数字样本与滤波器152到162的各自多个抽头权重的点积。类似于图I的示例中的逻辑低滤波器12，逻辑低滤波器152、156和160的每个可以用值范围编程，该值范围可分别绘制为跨9、10和11个抽头的近似半正弦波，类似于在图2的示例中示范。另外，类似于图I的示例中的逻辑高滤波器14，逻辑高滤波器154、158和162的每个可以用值范围编程,该值范围可分别绘制为跨9、10和11个抽头的近似正弦波，类似于在图3的示例中示范。此外，滤波器152到162的抽头权重可以全部关于彼此归一化，从而使得滤波器152到162的全部六个滤波器产生近似可比较的点积。具体地，滤波器152到162的抽头权重的归一化可以使得绝对值点积可比较，以使它们不提供关于正弦波绘制对半正弦波绘制的固有优势，或关于各自滤波器152到162的抽头数目的固有优势。作为示例，基于绝对值点积中变化的项数，在9抽头滤波器152和154中的抽头权重可能大于在10抽头滤波器156和158中的抽头权重，并且在11抽头滤波器160和162中的抽头权重可能小于在10抽头滤波器156和158中的抽头权重。双相调制解码器150因此也包括比较器166，比较器166比较点积的每个的绝对值量值，从而确定双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的给定比特窗口是对应于逻辑低代码还是逻辑高代码。比较器166因此基于该比较将输出信号CODE_OUT输出为逻辑低或逻辑高。理想地，双相调制信号ΒΙ_Φ_ΙΝ的频率和提供双相调制信号ΒΙ_Φ_ΙΝ数字样本的关联的ADC的采样频率被对准。因此，双相调制解码器150可以适当预期一组大量数字样本，从而对应于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的一个比特窗口。然而，关联的通信系统可以不包括用于对准双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的频率和ADC采样频率的外部时钟。因此，频率变化和/或抖动可能由于多种因素的任何一种而被引入到关联的通信系统。因此，对应于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的给定比特窗口的样本数目可能基于频率变化和/或抖动而变化。具体地， 大于预期频率的双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的频率可导致小于给定比特窗口的样本预期数目的数字样本数目。类似地，小于预期频率的双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的频率可导致大于样本预期数目的数字样本数目。在图4的示例中，双相调制信号ΒΙ_Φ_ΙΝ可以具有2kHz的频率并且可以由ADC以20kHz的频率采样。因此，预期的是，双相调制解码器150接收对应于单个比特窗口因此对应于编码逻辑状态的双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的十个数字样本。因此，10抽头逻辑低滤波器156和10抽头逻辑高滤波器158具有等于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ给定比特窗口的数字样本预期数目的抽头数目。然而，导致大于2kHz频率的频率变化和/或抖动可能导致双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的每个比特窗口具有9个数字样本，或者导致小于2kHz的频率的频率变化和/或抖动可能导致双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的每个比特窗口具有11个数字样本。因此，基于频率变化和/或抖动，9抽头逻辑低和逻辑高滤波器152和156以及11抽头逻辑低和逻辑高滤波器160和162具有大量抽头，该大量抽头分别对应于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的9个和11个数字样本。9抽头逻辑低和逻辑高滤波器152和154每个都生成从缓冲器164提供的首先9个数字样本与9个各自抽头权重的点积。10抽头逻辑低和逻辑高滤波器156和158每个都生成从缓冲器164提供的首先10个数字样本与10个各自抽头权重的点积。11抽头逻辑低和逻辑高滤波器160和162每个都生成从缓冲器164提供的全部11个数字样本与11个各自抽头权重的点积。比较器166因此不仅基于各自六个点积的最大绝对值确定双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的比特窗口的编码逻辑状态，而且确定给定比特窗口的大小。具体地，最大绝对值量值点积同样基于六个滤波器152到162的哪个生成最大量值绝对值点积，确定构成双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ比特窗口的数字样本的数目。因此，双相调制解码器150可在没有解决频率变化和/或抖动的外部时钟的情况下准确解码双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ。作为不例，如果比较器166确定比特窗口具有小于从缓冲器164输出的^ 个数字样本的长度，那么比较器166识别从缓冲器164输出因此对应于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ下个比特窗口的十一个数字样本的最后一个或两个数字样本。例如，当确定9抽头逻辑高滤波器154的绝对值点积最高，比较器确定编码逻辑高的比特窗口长度是9个数字样本。因此，从缓冲器164输出的11个数字样本的剩余两个数字样本对应于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ下个比特窗口的首先两个数字样本。结果，比较器166可命令缓冲器164，仅收集双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的下九个样本，从而向滤波器152到162提供下个组的十一个样本以便解码下个比特窗口。在图4的示例中，比较器166包括模式检测器168。作为示例，模式检测器168可以被配置为检测对应于双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的每个解码的比特窗口的大量数字样本中模式的算法。因此，依照确定给定模式，模式检测器168可以指示比较器166仅为每个随后比特窗口估计滤波器152到162的相关逻辑低和逻辑高对。例如，模式检测器168可以基于9、10、10和10个数字样本的重复模式确定双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ具有约9. 75个数字样本的平均比特长度。因此，依照确定该模式，模式检测器168可以指示比较器166对于每第四个比特窗口仅估计9抽头逻辑低和逻辑高滤波器152和154，并且对于剩余比特窗口仅估计10位逻辑低和逻辑高滤波器156和158。结果，依照检测比特窗口长度模式，双相调制 解码器150可减少机器指令的数目。将理解，不意图将双相调制解码器150限制于图4的示例。例如，类似于图I的示例中的双相调制解码器10，双相调制解码器10可以被实现为软件或者硬件和软件的结合。另外，双相调制解码器150不限于六个滤波器152到152，但可基于频率变化的范围和/或每秒机器指令(MIPS)约束包括更多或更少滤波器。作为示例，双相调制解码器150可包括范围在从八个抽头到十二个抽头的抽头大小的十个滤波器，从而考虑频率变化的更广变化。作为另一示例，双相调制解码器150可包括具有可编程数目抽头的四个滤波器。因此，依据双相调制解码器150检测对应于比特窗口大小的平均数目数字样本，例如在双相调制信号ΒΙ-Φ_ΙΝ的前导上经过零点算法检测，四个滤波器可以用合适数目的抽头编程(例如对于9. 75平均样本长度比特窗口，分别为9和10个抽头)用以解码双相调制信号ΒΙ-Φ_IN。因此，双相调制解码器150可用各种方式的任意种配置。图5图示说明根据本发明一方面的无线电源系统200的示例。无线电源系统200包括无线充电器202和便携式电子器件204。作为示例，便携式电子器件204可以是无线通信器件。在图5的示例中，无线充电器202包括电流源206，其生成通过电感器L1和电阻器R1的电流I10便携式电子器件204包括电感器L2，基于通过电感器L1生成的磁场，通过电感器L2感生电流I2流过电阻器R2。因此，无线充电器202中的电感器L1和便携式电子器件204中电感器L2共同形成变压器208。结果，电压Vaffi被提供给便携式电子器件204，从而向便携式电子器件204供电和/或为便携式电子器件204内的电池充电。作为示例，可能需要或期望便携式电子器件204与无线充电器202通信。作为示例，便携式电子器件204可以向无线充电器202提供消息，用以指示其从无线充电器202接收功率、用以指示其完全充电或用以提供各种其它指示的任意种。在图5的示例中，便携式电子器件204包括耦合到开关S2的双相调制发射器210。双相调制发射器210可因此打开和关闭开关S2,以将双相调制信号调制成电流I2，从而使得开关的打开和关闭分别提供电流I2的逻辑低和逻辑高状态。因为在无线电源系统200中的功率被保存，所以调制到电流I2上的双相调制信号通过变压器208的电感耦合同样调制到电流I1上。 无线充电器202包括耦合到电流源206、电感器L1和电阻器R1的电流路径的接收器212。接收器212因此被配置为监控初级电流I1，并因此解调源自初级电流I1的双相调制信号。作为示例，接收器212可监控电压、功率或初级电流I1其自身从而解调双相调制信号。具体地，接收器212包括ADC 214，ADC 214被配置为以对应于初级电流I1或关联电压或功率的量值并因此对应于双相调制信号的基本恒定频率生成数字样本。接收器212还包括双相调制解码器216.作为示例，双相调制解码器216可基本类似于图I的示例中的双相调制解码器10或图4的示例中双相调制解码器150配置。因此，双相调制解码器216被配置为解码从ADC 214生成的电流I1的数字样本并生成输出信号CODE_OUT。将理解，无线电源系统200不意图限于图5的示例。具体地，无线电源系统200被简化示范，从而使得各种另外电路和/或通信组件从图5的示例省略。作为示例，电流I1和I2流过的电路可以包括各种另外电路组件的任意种，诸如提供电压Vqk的电阻器和/或电容器的布置。作为另一示例，双相调制发射器210可以从处理器提供命令或可以被配置为处理器的部分。此外，无线电源系统200可以包括用以提供和/或接收功率的各种另外器件的任意种，诸如电感耦合到另外电感器的另外便携式电子器件。因此，无线电源系统200可以用各种方式的任意种配置。 鉴于在上面描述的前述结构和功能特征，根据本发明各方面的方法学将会通过参考图6被更好地理解。同时为简化解释的目的，示出并描述图6的方法学为连续执行，将理解并认识到，本发明不受图示说明顺序限制，因为一些方面可根据本发明以不同顺序和/或与源自本文示出和描述的其它方面同时发生。此外，根据本发明的一方面，实现方法学可以不需要全部图示说明特征。图6图示说明根据本发明一方面用于解码双相调制信号的方法250的示例。在252，经传输介质接收双相调制信号。传输介质可以是无线介质或有线介质，诸如在无线电源系统中流过变压器的初级电感器的电流。在254，双相调制信号从模拟形式被转换为包含多个相继数字样本的数字形式。转换可从ADC产生，该ADC具有高于双相调制信号频率的采样率，因此导致每比特窗口有预期数目的数字样本。在256，生成多个相继数字样本与关联第一逻辑状态的第一有限脉冲响应滤波器的各自多个抽头权重的第一点积。抽头权重可以被布置为使得其可被绘制为跨抽头的近似半正弦波，其中全部抽头权重大于或等于参考值(例如零)。在258，生成多个相继数字样本与关联第二逻辑状态的第二有限脉冲响应滤波器的各自多个抽头权重的第二点积。抽头权重可以被布置为使得其可被绘制为跨抽头的近似正弦波，其中相继抽头的第一部分具有大于参考值的抽头权重，并且相继抽头的第二部分具有小于参考值的抽头权重。第一和第二滤波器可以是第一和第二多个滤波器，其中每个滤波器在每个多个滤波器中具有不同数目的抽头。在260，比较第一点积的绝对值和第二点积的绝对值。在262，当第一点积的绝对值大于第二点积的绝对值时，生成输出代码为具有第一逻辑状态的比特，当第二点积的绝对值大于第一点积的绝对值时，生成输出代码为具有第二逻辑状态的比特。最大绝对值点积的确定也可以基于频率变化和/或抖动提供比特窗口大小的表示。具有在示例实施例的背景下描述的一个或更多特征或步骤的不同结合的实施例同样包括在此作为参考，其中这些实施例具有这种特征或步骤的全部或仅一些。本领域技术人员认识到其它实施例和变化在要求保护的本发明的范围内是可能的。
权利要求
1.一种解码双相调制信号从而生成输出代码的解码器系统，所述系统包含 第一滤波器，所述第一滤波器关联第一逻辑状态，并且被配置为生成与所述第一滤波器的各自多个抽头权重相关的所述双相调制信号的多个相继数字样本的第一统计值； 第二滤波器，所述第二滤波器关联第二逻辑状态，并且被配置为生成与所述第二滤波器的各自多个抽头权重相关的所述双相调制信号的所述多个相继数字样本的第二统计值；以及 比较器，其被配置为比较所述第一和第二统计值，并基于所述比较提供所述输出代码为具有所述第一逻辑状态和所述第二逻辑状态之ー的比持。
2.根据权利要求I所述的系统，其中所述第一统计值是第一点积并且所述第二统计值是第二点积，并且其中所述比较器被配置为当所述第一点积的绝对值大于所述第二点积的绝对值时输出所述比特为所述第一逻辑状态，当所述第二点积的绝对值大于所述第一点积的绝对值时输出所述比特为所述第二逻辑状态。
3.根据权利要求I所述的系统，其中所述第一滤波器的所述多个抽头权重包含大于或等于參考值的值范围，并且其中所述第二滤波器的所述多个抽头权重包含大于所述參考值的对应于所述双相调制信号的所述多个相继数字样本的第一部分的第一值范围，以及小于所述參考值的对应于所述双相调制信号的所述多个相继数字样本的第二部分的第二值范围，所述第一和第二滤波器中的每ー个的所述多个抽头权重被归一化。
4.根据权利要求3所述的系统，其中所述第一滤波器的所述多个抽头权重的所述值范围被设置为跨所述第一滤波器的对应多个抽头的近似半正弦波，并且其中所述第二滤波器的所述多个抽头权重的所述值范围被设置为跨所述第二滤波器的对应多个抽头的近似正弦波。
5.根据权利要求I所述的系统，其中所述第一滤波器包含关联所述第一逻辑状态的第一多个滤波器，所述第一多个滤波器中的每ー个都包含不同数目抽头，并且其中所述第二滤波器包含关联所述第二逻辑状态的第二多个滤波器，所述第二多个滤波器中的每ー个都包含分别对应于所述第一多个滤波器的所述不同数目抽头的不同数目抽头。
6.根据权利要求5所述的系统，其中所述比较器被配置为比较所述统计值作为由所述第一和第二多个滤波器中的每个滤波器生成的点积，从而基于所述比较提供所述输出代码为具有所述第一逻辑状态和所述第二逻辑状态之ー的所述比持。
7.根据权利要求6所述的系统，其中所述比较器进ー步被配置为基于所述比较识别对应于所述双相调制信号的每个比特窗ロ的大量数字样本，并且从所述第一多个滤波器和所述第二多个滤波器中的每个滤波器选择对应的合适滤波器子组，用以基于对应于所述双相调制信号的每个比特窗ロ的所述大量数字样本的模式，解码所述双相调制信号的随后比特窗P。
8.根据权利要求I所述的系统，其中所述第一和第二滤波器中的每ー个包含N个抽头，其中N是对应于所述双相调制信号的每比特窗口中各自N个预期数字样本的正整数，所述系统进一歩包含 第三滤波器，所述第三滤波器关联所述第一逻辑状态，并且被配置为生成与所述第三滤波器的N+1个抽头权重相关的所述双相调制信号的N+1个相继数字样本的第三统计值； 第四滤波器，所述第四滤波器关联所述第一逻辑状态，并且被配置为生成与所述第四滤波器的N-I个抽头权重相关的所述双相调制信号的N-I个数字样本的第四统计值； 第五滤波器，所述第五滤波器关联所述第二逻辑状态，并且被配置为生成与所述第五滤波器的N+1个抽头权重相关的所述双相调制信号的N+1个相继数字样本的第五统计值；以及 第六滤波器，所述第六滤波器关联所述第二逻辑状态，并且被配置为生成与所述第六滤波器的N-I个抽头权重相关的所述双相调制信号的N-I个相继数字样本的第六统计值；其中所述比较器被配置为比较所述第一到第六统计值的量值，从而基于所述比较提供所述输出代码为具有所述第一逻辑状态和所述第二逻辑状态之ー的比持。
9.ー种包含根据权利要求I所述的解码器系统的无线电源系统，所述无线电源系统包含 无线充电器，其包含被配置为监控关联初级电感器的初级电流的接收器，所述接收器包含根据权利要求I所述的解码器系统；和 便携式电子器件，其包含被配置为将所述双相通信信号调制到关联次级电感器的次级电流上的发射器，所述初级电感器和所述次级电感器共同形成绝缘变压器，所述绝缘变压器被配置为从所述初级电感器传递能量到所述次级电感器，从而在所述便携式电子器件中生成电压。
10.根据权利要求9所述的无线电源系统，所述接收器进ー步包含模数转换器ADC，所述模数转换器被配置为将与所述初级电感器关联的电压、功率和电流中的一个的量值转换成所述双相调制信号的所述多个相继数字样本。
11.一种用于解码双相调制信号的方法，所述方法包含 经传输介质接收所述双相调制信号； 将所述双相调制信号从模拟形式转换为包含多个相继数字样本的数字形式； 生成所述多个相继数字样本与关联第一逻辑状态的第一有限脉冲响应FIR滤波器的各自多个抽头权重的第一点积； 生成所述多个相继数字样本与关联第二逻辑状态的第二 FIR滤波器的各自多个抽头权重的第二点积； 比较所述第一点积的绝对值和所述第二点积的绝对值；以及 当所述第一点积的绝对值大于所述第二点积的绝对值时生成输出代码为具有所述第ー逻辑状态的比特，当所述第二点积的绝对值大于所述第一点积的绝对值时生成输出代码为具有所述第二逻辑状态的比持。
12.根据权利要求11所述的方法，其进ー步包含 将所述第一滤波器的所述多个抽头权重编程为具有大于或等于參考值的值范围；将所述第二滤波器的所述多个抽头权重编程为具有大于所述參考值的对应于所述双相调制信号的相继数字样本的第一值范围，和小于所述參考值的对应于所述双相调制信号的相继数字样本的第二值范围；以及 将所述第一和第二滤波器中的每ー个的所述多个抽头权重归ー化。
13.根据权利要求12所述的方法，其中将所述第一滤波器的所述多个抽头权重编程包含将所述第一滤波器的所述多个抽头权重的所述值范围编程为跨所述第一滤波器的对应多个抽头的近似半正弦波，并且其中将所述第二滤波器的所述多个抽头权重编程包含将所述第二滤波器的所述多个抽头权重的所述值范围编程为跨所述第二滤波器的对应多个抽头的近似正弦波。
14.根据权利要求12所述的方法，其中所述第一滤波器包含关联所述第一逻辑状态的第一多个滤波器，所述第一多个滤波器中的每ー个都包含不同数目抽头，并且其中所述第ニ滤波器包含关联所述第二逻辑状态的第二多个滤波器，所述第二多个滤波器中的每ー个都包含分别对应于所述第一多个滤波器的所述不同数目抽头的不同数目抽头。
15.根据权利要求11所述的方法，其中所述第一和第二滤波器中的每ー个包含N个抽头，其中N是对应于所述双相调制信号的每比特窗口中的各自N个预期数字样本的正整数，所述方法进ー步包含 生成所述双相调制信号的N+1个相继数字样本与关联所述第一逻辑状态的第三有限脉冲响应滤波器的N+1个抽头权重的第三点积； 生成所述双相调制信号的N-I个相继数字样本与关联所述第一逻辑状态的第四有限脉冲响应滤波器的N-I个抽头权重的第四点积； 生成所述双相调制信号的N+1个相继数字样本与关联所述第二逻辑状态的第五有限脉冲响应滤波器的N+1个抽头权重的第五点积；以及 生成所述双相调制信号的N-I个相继数字样本与关联所述第二逻辑状态的第六有限脉冲响应滤波器的N-I个抽头权重的第六点积； 其中比较所述量值包含比较所述第一到第六点积的绝对值的量值。
16.根据权利要求15所述的方法，其进ー步包含 基于所述比较识别对应于所述双相调制信号的每个比特窗ロ的大量接收到的数字样本；以及 选择所述第一、第三和第四有限脉冲响应滤波器的合适子组以及所述第二、第五和第六有限脉冲响应滤波器的合适子组，用以基于对应于所述双相调制信号的每个比特窗ロ的所述大量接收到的数字样本的模式解码所述双相调制信号的随后比特窗ロ。
17.—种无线电源系统,包含 便携式电子器件，其包含被配置为将双相通信信号调制到关联次级电感器的次级电流上的发射器； 无线充电器，其包含被配置为监控关联初级电感器的初级电流的接收器，所述初级电感器和所述次级电感器共同形成绝缘变压器，所述绝缘变压器被配置为从所述初级电感器传递能量到所述次级电感器从而在所述便携式电子器件中生成电压，所述接收器包含解码器，所述解码器包含 关联第一逻辑状态的至少ー个第一滤波器，每个所述第一滤波器都被配置为生成关联所述初级电流的所述双相调制信号的多个相继数字样本与关联不同的多个抽头的抽头权重的点积，其中该不同的多个抽头关联所述至少ー个第一滤波器中的各自相应一个； 关联第二逻辑状态的至少ー个第二滤波器，每个所述第二滤波器都被配置为生成关联所述初级电流的所述双相调制信号的所述多个相继数字样本与关联不同的多个抽头的抽头权重的点积，其中该不同的多个抽头关联所述至少ー个第二滤波器中的各自对应一个；以及 比较器，所述比较器被配置为比较关联所述至少ー个第一滤波器和所述至少ー个第二滤波器中的每ー个的所述点积，从而基于所述比较提供所述输出代码为具有所述第一逻辑状态和所述第二逻辑状态之ー的比特。
18.根据权利要求17所述的无线电源系统，所述接收器进ー步包含模数转换器ADC，所述模数转换器被配置将所述初级电流的量值转换为所述双相调制信号的所述多个相继数字样本。
19.根据权利要求17所述的无线电源系统，其中所述至少ー个第一滤波器包含关联所述第一逻辑状态的第一多个滤波器，并且所述至少ー个第二滤波器包含关联所述第二逻辑状态的第二多个滤波器，并且其中所述比较器被进ー步配置为基于所述比较识别对应于所述双相调制信号的每个比特窗ロ的大量数字样本，并且选择所述第一多个滤波器和所述第ニ多个滤波器的合适子组，以便基于对应于所述双相调制信号的每个比特窗ロ的所述大量数字样本的模式解码所述双相调制信号的随后比特窗ロ。
全文摘要
本发明的一个实施例包括解码器系统(10)，其解码双相调制信号BI-Φ_IN从而生成输出代码。该系统包括第一滤波器(12)，该第一滤波器(12)关联第一逻辑状态，并且被配置为生成双相调制信号的多个相继数字样本与第一滤波器的各自多个抽头权重的第一点积。该系统还包括第二滤波器(14)，第二滤波器(14)关联第二逻辑状态，并且被配置为生成双相调制信号的多个相继数字样本与第二滤波器的各自多个抽头权重的第二点积。系统进一步包括比较器(16)，该比较器(16)被配置为比较第一和第二点积，并基于该比较提供输出代码为具有第一逻辑状态和第二逻辑状态之一的比特。
文档编号H04L27/22GK102714641SQ201080058693
公开日2012年10月3日 申请日期2010年12月10日 优先权日2009年12月23日
发明者E·G·澳汀格, M·D·哈根 申请人:德克萨斯仪器股份有限公司