专利名称：集成电路、通信单元以及减少互调失真成分的方法
集成电路、通信单元以及减少互调失真成分的方法
技术领域：
本发明有关于消除(cancellation)互调(intermodulation)失真的集成电路、通信单元以及方法。更具体地，有关于集成电路、无线通信单元以及减少二阶互调失真成分的方法。
背景技术：
近年来，频分双工(FrequencyDivision Duplex, FDD)以及时分双工(TimeDivision Duplex, TDD)已经成为无线系统中选择用于处理上行链路(uplink，UL)以及下行链路(downlink，DL)两种方法。FDD为UL以及DL使用两个不同的频率，以将二者在频率上分开，而TDD为UL以及DL信号使用相同的频率，然后在时间上将二者分开。因此，为了满足多个通信标准的效能要求，集成电路以及/或者通信单元已经设定为使用FDD技术作为分开UL/DL发送以及接收通信的机制。因此，尤其对于典型的无线通信频率，其中发送(以及接收)频率很高，例如第三代宽带码分多址(wideband code division multiple access, WCDMA)标准中，为 IGHz 频率范围，已知地，在IC或者通信单元中的高频率范围内已发送以及已接收信号之间的较差的隔离可能造成干扰。此处，在接收混频器内部，发送信号经由二阶失真(second orderdistortion)机制通过双重滤波器以及混频器泄漏(Leak)到基频，因此引起了品质降低的接收信号噪声比(Signal to Noise Ratio, SNR)效能。这引起了接收器显著降低灵敏度(desensitization)。该问题在发送器运行在或者接近发送器的最高发送功率容量(capability)而接收器运行在或者接近最低接收功率容量时变得尤为严重，其中，接收器 的最低接收功率容量称作接收器的‘灵敏度(sensitivity)’。在此情况下二阶互调乘积(2nd order intermodulation products)可以降低无线电(radio)的灵敏度，而且导致二进制误码率(bit-error-rateBER)恶化。当两个信号彼此混频会发生二阶互调失真(二阶互调乘积或者二阶互调失真)，通过二阶非线性(second order nonlinearity)产生两个干扰的和频以及差频的二阶互调(Second Order Intermodulation, IM2)乘积或者二阶互调失真(Second Order Intermodulation Distortion, IIP2)。图I为现有技术中高频通信单元100中引起二阶互调乘积干扰效应的电路示意图。高频通信单元100包含数字基频‘I’以及‘Q’信号102，数字基频‘I’以及‘Q’信号102输入到发送链数模转换器(TX DAC) 105，其中数字基频‘I’以及‘Q’信号102转换为模拟基频‘I’以及‘Q’信号，然后在低通滤波器(LPF) 110中滤波。已滤波基频信号然后使用混频器级115上变频，其中，混频器级115耦接到本地振荡器(LO) 120，这样，已滤波基频信号频率上转换到LO 120所提供的频率上。混频器级115输出的已上变频信号输入到功率放大器(PA) 125，其中，PA125将已上变频信号放大到足够高无线频率电平，以从天线135辐射出去。天线135耦接到发送链/接收链(Tx/Rx)双重滤波器130，Tx/Rx双重滤波器130将接收自发送路径的信号衰减，使得来自发送路径的信号不能进入通信单元的接收路径。尽管如此，考虑到如此高无线频率的滤波技术的诸多限制，大量的发送信号泄漏140(图中记作TX泄漏)到接收器路径中。因此，在接收路径上，天线135以及Tx/Rx双重滤波器130将已接收高频信号选路(route)到低噪声放大器(LNA) 145。已放大高频信号输入到正交下变频混波器150，正交下变频混波器150将已放大信号经由与正交移位(quadrature shifted)本地振荡器信号155相乘而将其下变频，其中，正交移位本地振荡器信号155来自LO源160。正交下变频器150的输出为基频频率，例如低通或者带通滤波器(LPF/BPF)165可以用于将频率域不需要的信号去除或者衰减。基频信号可以为低频(LF)信号、低中频(Very LowIntermediate Frequency, VLIF)信号或者甚至为DC(零IF)信号。基频(模拟)已滤波信号然后在接收链模数转换器(RX ADC) 170数字化，然后再次滤波以去除滤波器175的数字化影响。曲线图185给出如何发送信号泄漏到接收路径中从而使得接收器效能降低灵敏度(de-sensitised)(通常称作‘desense’，图中标记为‘desense’ ),其中，大多数降低灵敏度效应发生在接收下变频器级。效能降低以灵敏度降低以及最终的二进制误码率(Bit Error Rate, BER)测量，而且效能降低是因为基频信号中存在MD2乘积。最小化发送信号泄漏进接收路径的电平的经典方法使用表面声波(SurfaceAcoustic Wave，SAW)滤波器。但是，由于SAW滤波器体积大以及高成本等因素，以及联系到持续增长的需求以降低产品成本以及大小，SAW滤波器的使用不再适用，尤其在移动电话行业中。—种已经尝试的方法已经使用集成窄带宽、可调谐带通或者带拒(notch)类型滤波器，以替代SAW滤波器的功能。但是，该方法仍然需要多个集中式单元电感器(lumpedelement inductors)。还有一种替代方法是使用校准方案，该校准方案可以为制程、电压以及温度(Process, Voltage and Temperature,记作 PVT)变动(variation)范围内的最大 IIP2 而调整(trim)接收下变频器运作。但是，由于模拟无线频率设定不能很好处理PVT变动范围，因此该方案被认为是无效的。进一步说，就是加入专用调整端口(dedicated trimmingport)的效果可能需要和其他关键RF指标(metrics)达成妥协。另一消除二阶互调乘积的现有方法如图2所示，图2为现有的用于减少上述二阶互调失真方法的无线通信单元200的模块示意图。如图所示，数字基频‘I’以及‘Q’信号102也输入到适应性互调失真(MD)消除功能块215。MD消除功能块215用于提供通信单元的发送器的二阶互调失真成分的数字估计(信号220、225中)。然后，在减法模块230、235中，发送二阶互调失真成分的数字估计(信号220、225中)从滤波器175的输出信号中减掉，以(理论上)去除二阶互调失真成分的一部分，该二阶互调失真成分在接收路径中作为通过Tx/Rx双重滤波器130的发送信号的泄漏的结果而产生。以此方式，干扰的估计则基于本身与参考信号的相关性(correlated)。然后图2的技术在接收信号的DC校正之后，产生了的错误信号，则使用该错误信号实现MD消除功能块215。其后，进行适应性消除以最小化估计误差的均方功率。上述技术中存在缺点，例如接收器效能的选择性(当带宽为，例如〈100Hz)在设定时间过慢时变成了缺点，例如，由于所使用的任何平均技术。此处，考虑DC校正技术，设定者在选择性和设定时间之间面临一个均衡。存在于相关技术中另一个缺点是是对于数字基频‘I’以及‘Q’使用了相同的增益产生消除信号。存在于上述技术中的再一个缺点是，适配率的固定值(僵化，:rigid)为在通信单元的功率范围内选择。因此，迫切需要提出一种改进的集成电路、通信单元以及消除方法。
发明内容有鉴于此，本发明致力于减轻、缓和或消除上述提及的一个或多个缺陷，提供了一种集成电路、无线通信单元以及减少二阶互调失真成分的方法。依据本发明的第一实施例，提供一种无线通信单元，包含一发送器，用于处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号；一接收器，用于接收一第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号，其中，该接收器包含一求和模块，用于将一消除信号以及该基频接收信号相加；一选择单元，用于将该发送器以及该接收器耦接到一天线，其中，该第一无线频率信号的一减少部分引入到该第二无线频率信 号，以产生该基频接收信号中的二阶互调失真成分；以及一适应性估计器模块，包含一滤波器，该滤波器用于对该基频接收信号进行滤波，以移除与该二阶互调失真成分相关的直流偏移，以及基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。在这种方式下，实际的发送基频数字信号用作一参考形式，实际的二阶互调失真成分(MD2)的数字估计予以产生。该适应性估计器模块包含一滤波器，用于对该基频接收信号进行滤波，以移除与该二阶互调失真成分相关的直流偏移。因此，该适应性估计器模块基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。从而，二阶互调失真成分(MD2)的数字估计于求和模块从接收数字信号中提取得出，以为接收器链的剩余部分提供一校正。一适应性的方法得以应用以最小化误差效果，以及追踪发送至接收、MD2动态路径的变动，例如由于制程、电压、负载和/或温度变化引起的变动。依据本发明实施例的一可选特性，一逻辑可用于在增益级之前分接该基频发送信号。依据本发明实施例的一可选特性，该滤波器用于对该基频接收信号进行滤波，其中，该滤波器可以为一领先-滞后高通滤波器或者一带通滤波器中的至少一者，该领先-滞后高通滤波器可以为一微分器。该微分器包含一最小均方估计模块的至少一部分。依据本发明实施例的一可选特性，一转换函数模块可以用于寻址各自对应的带宽。依据本发明实施例的一可选特性，该基频发送信号为一正交基频发送信号，以及该基频接收信号为一正交基频接收信号；以及该适应性估计器模块包含一基频处理模块，该基频处理模块用于接收该正交基频发送信号以及该正交基频接收信号；基于该正交基频接收信号的至少一信号成分，应用一独立增益以及一相位调整至该正交基频发送信号，以形成独立消除信号；以及将该独立消除信号应用到该求和模块。在这种方式下，可以产生一增强的二阶互调模型，具有独立的相位及增益调整。依据本发明实施例的一可选特性，该基频处理模块包含多个独立适应性滤波器。该多个独立适应性滤波器包含多个多阶有限脉冲响应滤波器，用于补偿该正交基频接收信号以及该正交基频发送信号之间的不匹配误差。依据本发明实施例的一可选特性，无线通信单元进一步包含一功率测量模块，耦接于该适应性估计器模块，以及用于测量该基频接收信号的通道上功率电平。其中，该适应性估计器模块包含一基频处理模块，用于确定一适配率，其中，该适应性估计器模块基于该基频接收信号的已测量通道上功率电平，应用该适配率以产生该消除信号。在此方式下，可提供一种可对适配率的自动控制的机制以减少二阶互调失真成分。依据本发明实施例的一可选特性，该基频处理模块用于忽略不相关噪声成分，以使得消除信号消除二阶互调失真成分。依据本发明实施例的一可选特性，该接收器包含一模数转换器，该模数转换器操作上耦接于该求和模块，该模数转换器进一步包含一数字滤波器，位于该接收器内部，用于对该求和模块输出的信号进行滤波。其中，该适应性估计器模块用于接收该已滤波信号以及该基频发送信号，以及基于该已滤波信号以及该基频发送信号产生该消除信号。从而，该消除节点可以适应性的被基频滤波元件划分。依据本发明实施例的一可选特性，该数字滤波器为一数字相邻通道滤波器，该数字相邻通道滤波器包含一匹配滤波器。 依据本发明实施例的一可选特性，该无线通信单元进一步包含一控制器模块，用于对该第一基频发送信号以及该消除信号的每一者的至少一抽头执行互相关运作，以产生一误差信号，该误差信号代表该第一基频发送信号以及该消除信号之间的时间差；以及一可控延迟单元，耦接到该控制器模块，以及使用该误差信号以设定一时间延迟，该时间延迟用于该第一基频发送信号以及该消出信号的至少一者中。此方式可以实现一自调整时间校正系统。依据本发明实施例的一可选特性，该控制器模块用于对两个信号实施互相关运作，其中，该两个信号位于一定数量的滞后点。依据本发明实施例的一可选特性，该控制器模块用于调整该可控延迟单元，直到该误差信号为一最小值。依据本发明的第二实施例，提供一种用于无线通信单元的集成电路。该集成电路包含一发送器，用于处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号；一接收器，用于接收一第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号，其中，该接收器包含一求和模块，用于将一消除信号以及该基频接收信号相加；一选择单元，用于将该发送器以及该接收器耦接到一天线，其中，该第一无线频率信号的一减少部分引入到该第二无线频率信号，以产生该基频接收信号中的二阶中间调制失真成分；以及一适应性估计器模块，包含一滤波器，该滤波器用于对该基频接收信号进行滤波，以移除与二阶互调失真成分相关的直流偏置，以及基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。依据本发明的第三实施例，提供一种减少二阶互调失真成分的方法，用在无线通信单元中。该方法包含处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号；接收一第二无线频率信号，该第二无线频率信号包含该第一无线频率信号的一部分，该第一无线频率信号的一部分在该基频接收信号中产生一二阶互调失真成分；将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号；将一消除信号加到该基频接收信号中；对该基频接收信号进行滤波，以移除与二阶互调失真成分有关的直流偏置；以及基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号。
依据本发明的第四实施例，提供一种计算机程序产品，包含可执行程序代码，该可执行程序代码用于减少一无线通信单元中的二阶互调失真成分。该可执行程序代码可执行为处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号；接收一第二无线频率信号，该第二无线频率信号包含该第一无线频率信号的一部分，该第一无线频率信号的一部分在该基频接收信号中产生一二阶互调失真成分；将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号；将一消除信号加到该基频接收信号中；对该基频接收信号进行滤波，以移除与二阶互调失真成分有关的直流偏置；以及基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号。本发明的其他方面将参考下述实施例详细说明书如下。
以下将参照多个附图为例，对本发明的实施例进行详细的描述。附图中的元素描述仅是一种示例说明，为了更清楚、简单的描述本发明，而并非对本发明的限制。例如，各个 附图中所出现的符号数字仅是为了能更简单的理解本发明而已。图I为现有的高频通信单元中引起二阶互调乘积干扰效应的电路示意图；图2为现有的使用二阶互调失真问题的已知解法的通信单元的模块示意图；图3为根据本发明一实施例的无线通信单元的模块示意图；图4为本发明实施例的无线通信单元的更详细的模块示意图；图5为依据本发明实施例的二阶互调失真的基本模型的结构示意图；图6为图4所示接收器路径的接收器基频处理模块的模块示意图；第7图为实现固定延迟同步技术的自调节延迟机制的电路示意图；图8为本发明实施例中典型的计算系统800的结构示意图。
具体实施方式本发明实施例结合通信单元来描述，该通信单元支持CDMA通信。但是，所属领域技术人员可以了解，此处描述的一些概念也可以通过其他类型的无线通信单元来体现，因此，本发明不限于CDMA通信单元。首先参考图3，图3为根据本发明一实施例的无线通信单元300的模块示意图，其中，无线通信单元有时候在蜂窝通信中称作移动用户单元(Mobile Subscriber Unit, MS)或者在第三代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership Pro ject, 3GPP)通信系统中称作用户设备(User Equipment,UE)。无线通信单元300包含天线302,优选地稱接到双重滤波器/天线开关(duplex filter/antenna switch) 304上，该双重滤波器/天线开关304用于在无线通信单元300的接收以及发送链(chain)之间提供隔离。在接收器链上，如现有技术所知，包含接收器前端电路306 (有效提供接收、滤波以及中间或者基频频率转换)。接收器前端电路306串联耦接到信号处理模块308。来自信号处理模块308的输出提供给适当输出装置310,码功率指示(code power indicator)电路312，码功率指示电路312反过来耦接到控制器314，控制器314维持整体用户单元控制。控制器314可以因此从已经恢复信息中接收二进制误码率(BER)或者帧误码率(FrameError Rate, FER)数据。控制器314也耦接到接收器前端电路306以及信号处理模块308 (通常由数字信号处理器330实现，数字信号处理器简写作DSP)。控制器314也耦接到存储器装置316，存储器装置316选择性地储存运作定制(regime)，例如解码/编码函数、同步模式(pattern)、码序列、RSSI数据以及类似参数。根据本发明实施例，存储器装置316储存滤波器信息，例如适应性滤波器系数、线性发送-接收增益值、时间校准设定(time alignment setting)、适配率(adaptationrate)值、DC滤波器调谐(tuning rate)率等。存储器装置316可储存整个上层的状态机(state machine)数据/代码，通过整个状态机数据/代码配置可用来控制底层的硬件。包含在存储器装置316中的数据可以由无线通信单元300所使用，以及由信号处理模块308所处理。进一步说，计时器318耦接到控制器314，以控制无线通信单元300内的工作时序(依赖于时间信号的发送或者接收)。
至于发送链，实质上包含输入装置320、例如键盘，输入装置320通过发送器/调制电路322以及功率放大器324串行耦接到天线302。发送器/调制电路322以及功率放大器324运作上响应控制器314。发送链上的信号处理模块可以实现为与接收链上的处理器不同。可替换地，单一处理器模块308可以用图3实现发送以及接收信号的处理。很清楚地，无线通信单元300中的各种元件均可以离散或者集成元件形式予以实现，因此在最终的架构中仅为专用或者设定选择。现在参考图4，图4为本发明实施例的无线通信单元400的更详细的模块示意图。无线通信单元400包含数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404，数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404输入到发送链数模转换器(TX DAC)406，其中数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404转换为模拟基频‘I’以及‘Q’信号，然后经低通模拟抗混叠(anti-aliasing)滤波器408滤波。已滤波基频信号然后使用耦接到本地振荡器(LO)412的混频器级410进行上变频，这样已滤波基频信号转换到LO 412所提供的LO信号的频率上。输出自混频器级410的上变频信号输入到功率放大器414，以放大到足够高无线频率电平，以由天线418辐射出去。天线418耦接到Tx/Rx双重滤波器416，Tx/Rx双重滤波器416试图衰减接收自发送路径的 信号，以阻止其进入无线通信单元接收路径。但是，受到如此高无线频率的滤波技术的诸多限制，大量发送信号会泄漏到接收器路径上。在接收路径中，天线418以及Tx/Rx双重滤波器416将已接收高频信号选路到低噪声放大器(图未示)。已放大高频信号输入到正交下变频器420，正交下变频器420然后将已放大信号与正交移位422L0信号相乘而下变频该已放大信号，其中，正交移位422的本地振荡器信号来自LO源424。正交下变频器420的输出为基频频率，这样ACI滤波器426(例如，可以为模拟LPF/BPF)可用于去除(或者大致上衰减)频率域的不需要的相邻通道干扰(Adjacent Channel Interfering, ACI)信号。基频信号可以为LF信号、VLIF信号或者甚至为DC(OIF)信号。基频(模拟)已滤波信号然后在接收模数转换器(RX ADC) 428数字化。根据本发明实施例，数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404在发送到TX DAC406前分接至过《)滤波器436滤波，其中彦(《)力用于复合(composite)(例如，数字加模拟)滤波器的模型，该模型存在于沿着发送路径分接起点、参考点以及发送无线频率端(天线418)之间。在一个实施例中，滤波器436为固定、预设滤波器，假设为已知。在此实施例中，已滤波发送基频信号的模数(modulus)或者幅度、平方I2+Q2在平方模块438中计算，然后经过可编程数字延迟线模块z-0 440而延迟。可编程数字延迟线模块440的目的之一是在消除点(减法模块430处)将数字估计与的实际IMD2乘积同步。在一个实施例中,在发送到接收端的群体延迟变动(variation)会由相关联的模拟滤波器变动(variation)而产生,该发送到接收端的群体延迟变动(variation)不会太大，以至于使用解析度比1/4码片周期更好的固定可编程延迟就足以补偿。相应地，延迟线值乃可以由配置固件(firmware)或者软件的上层而设定。在替换例子中，延迟线值乃可以使用可编程延迟单元设定。平方模块438输出的已同步幅度平方信号，然后在数字滤波器442，经由/;( )而滤波，以形成了沿接收路径的复合基频滤波模型，该接收路径可以包含，例如，模拟接收滤波器、ADC信号传递动态、任何CIC抽取(decimation)滤波器、任何数字补偿/抽取模块以及任何接收通道平方根升余弦(Square Root Raised Cosine, SRRC)滤波器。在发送情况下，/ (Η)可以配置为预设固定滤波器，该预设固定滤波器的值为根据实验室特性数据而离线(off-line)确定。
已同步、已滤波幅度平方信号,然后在缩放模块446经过确定性(deterministic)增益色^而缩放，其中代表从数字TX分接点到数字消除点之间的事前(apriori)已知增益。缩放模块446，使用良^缩放已同步、已滤波幅度平方信号，其中包含沿着发送路径从数字基频发送信号到双工器(或者双重滤波器)416的发送器端的已知增益，(最坏的情况)双工器发送接收隔离以及前端接收器(线性)增益(例如，由LNA主导，图未示)，以及从下混频器级到数字基频消除点的已知增益(例如，主要是来自AGC增益的增益，简洁起见，图未示)。在一个实施例中，可以基于发送路径的实际增益(或基于发送目标输出功率)以及AGC设定而由固件或者软件的上层动态设定。消除路径的第一级包含两个低阶、适应性有限脉冲响应(Finite ImpulseResponse, FIR)滤波器448以及449(图中分别以以及表示)，其中适应性FIR滤
波器448以及449(之( )以及冬(》))分别用于‘I，以及‘Q，路径。FIR滤波器为一种数字滤波器，其中，FIR滤波器对应δ (Kronecker delta)输入的脉冲响应为有限，因为在有限数量的取样时间之后，FIR滤波器的响应会趋于O。N阶FIR滤波器的脉冲响应持续N+1个取样，然后收敛为零。适应性FIR滤波器448、449的目的主要是通过接收混频器级建立实际MD2增益的模型，并且去掉或者移除任何与预设缩放模块446增益.相关的，任何增益不确定性(uncertainty),这些不确定性与双工器发送接收隔离的估计以及通过发送以及接收路径的剩余增益有关。另外，在一个例子中，适应性FIR滤波器448以及449(&( )以及4W )也用于最小化任何相位不确定性以及残留(residual)时间误校准，其中，任何相位不确定性以及残留时间误校准发生在发送以及接收滤波器(分别对应汉《)滤波器436以及/ ( )数字滤波器442)的错误建立模型过程中。进一步说，在一个实施例中，两个相互独立的适应性FIR滤波器448以及449(&( )以及‘(η))可以运作于超过标准增益关系此种更复杂的MD2模型。特别地，这样的架构可以方便具有相互独立的MD2相位响应的‘I’以及‘Q’路径(其中，经典的或者传统的滤波器只允许一个独立的增益响应，而且假设沿着发送以及接收路径为一个共有相位响应)。
在此例子中，适应性FIR滤波器448以及449 (&(Η)以及&("))的输出fiMD2 450以地腿452提供IMD2乘积的复基频估计，而IMD2乘积的复基频估计在减法模块430中，在接收路径上，从实际已接收‘I’以及‘Q’值中减掉，如图所示，以产生已消除(或者校正)的复(complex)信号。已消除(或者校正)的复信号然后在数字相邻通道干扰(ACI)滤波器432中滤波。在一个实施例中，已滤波已消除(或者校正)复信号也成为了适应性更新方程式的错误项。使用相互独立‘I’以及‘Q’调整建立MD2因素的模型适应性消除器的实际实现一个重要因素就是从发送基频电路到接收基频电路的IMD2路径的模型的建立。现在参考图5，图5为依据本发明实施例的二阶互调失真的基本模型500的结构示意图。 由于图4的双工器416的有限隔离，一定量的发送功率就会通过接收端泄漏。参考图5,已泄漏发送信号505可以表不为A(t)cos{cotxt+<jitx(t)}[I]其中A为发送无线频率信号的包络(envelope)或者幅度已调制成分，ω χ为发送无线频率信号的载波频率，以及φ χ为发送无线频率信号的相位已调制成分。相位偏移、载波偏移、相位误差以及所有其他损耗以及发送器瑕疵，为了说明基本模型500已经忽略了。除了其他任何寄生耦接路径，发送到无线频率输入端以及接收混频器级的本地振荡器端的寄生耦接路径，均在泄漏信号中产生自混频。这产生了特性平方(characteristic squaring)或者二阶效应(second order effect),特性平方(characteristic squaring)或者二阶效应引起了基频信号组成的输出，该基频信号组成的输出正比于A2/2[2]以及发送载波频率的二倍频率的无线频率项正比于O. 5A2 (t) cos {2 ω txt+2 Φ tx (t)}[3]接收器模拟通道滤波器555、560移除无线频率成分，留下与已泄漏发送幅度调制(AM)电平平方成比例的基频项。发送泄漏的相位成分有效地被平方模块530中的平方功能去除掉(stripped off)，其中，平方模块530使用大量幅度调制平方功率电平进行平方运作，该平方运作混频到基频，而该基频由该混频器级的IIP2确定。加权(weighting)或者增益项，a2I540以及a2Q535，引入‘I’以及‘Q’路径，以建立该缩放效应的模型，从而得到用于MD2项的基本表达式IMD2 = A2 (a2I+ja2Q)[4]加权或者a2系数可以使用传统的IIP2定义而调谐(reconcile),如方程式[5]//P2 (dBVrms) = -20 Iog10 %/2 |α21[5]其中
权利要求
1.一种无线通信单元，其特征在于，包含 一发送器，用于处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号； 一接收器，用于接收一第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号，其中，该接收器包含一求和模块，用于将一消除信号以及该基频接收信号相加； 一选择单元，用于将该发送器以及该接收器耦接到一天线，其中，该第一无线频率信号的一减少部分引入到该第二无线频率信号，以产生该基频接收信号中的二阶互调失真成分；以及 一适应性估计器模块，包含一滤波器，该滤波器用于对该基频接收信号进行滤波，以移除与该二阶互调失真成分相关的直流偏移，以及基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。
2.如权利要求I所述的无线通信单元，其特征在于，该适应性估计器模块用于在一增益级应用一增益至该已滤波基频接收信号之前，对该基频发送信号的一部分进行相邻通道干扰滤波，然后分接干扰滤波后的基频发送信号。
3.如权利要求I所述的无线通信单元，其特征在于，该滤波器用于对该基频接收信号进行滤波，其中，该滤波器为一领先-滞后高通滤波器或者一带通滤波器中的至少一者。
4.如权利要求3所述的无线通信单元，其特征在于，该领先-滞后高通滤波器为一微分器。
5.如权利要求4所述的无线通信单元，其特征在于，该微分器包含一最小均方估计模块的至少一部分。
6.如权利要求3所述的无线通信单元，其特征在于，该适应性估计器模块进一步包含一逻辑，用于确定一本地估计误差，以及从该滤波器减去一最小均方直流估计。
7.如权利要求I所述的无线通信单元，其特征在于，该基频发送信号为一正交基频发送信号，以及该基频接收信号为一正交基频接收信号；以及该适应性估计器模块包含一基频处理模块，该基频处理模块用于 接收该正交基频发送信号以及该正交基频接收信号； 基于该正交基频接收信号的至少一信号成分，应用一独立增益以及一相位调整至该正交基频发送信号，以形成独立消除信号；以及 将该独立消除信号应用到该求和模块。
8.如权利要求7所述的无线通信单元，其特征在于，该基频处理模块包含多个独立适应性滤波器。
9.如权利要求8项所述的无线通信单元，其特征在于，该多个独立适应性滤波器包含多个多阶有限脉冲响应滤波器，用于补偿该正交基频接收信号以及该正交基频发送信号之间的不匹配误差。
10.如权利要求I所述的无线通信单元，其特征在于，进一步包含 功率测量模块，耦接于该适应性估计器模块，以及用于测量该基频接收信号的通道上功率电平；以及 其中，该适应性估计器模块包含一基频处理模块，用于确定一适配率，其中，该适应性估计器模块基于该基频接收信号的已测量通道上功率电平，应用该适配率以产生该消除信号。
11.如权利要求10所述的无线通信单元，其特征在于，该基频处理模块用于忽略不相关噪声成分，以使得消除信号消除二阶互调失真成分。
12.如权利要求I所述的无线通信单元，其特征在于，该接收器包含一模数转换器，该模数转换器操作上耦接于该求和模块，该模数转换器进一步包含 一数字滤波器，位于该接收器内部，用于对该求和模块输出的信号进行滤波；以及其中，该适应性估计器模块用于接收该已滤波信号以及该基频发送信号，以及基于该已滤波信号以及该基频发送信号产生该消除信号。
13.如权利要求12所述的无线通信单元，其特征在于，该数字滤波器为一数字相邻通道滤波器。
14.如权利要求13所述的无线通信单元，其特征在于，该数字相邻通道滤波器包含一 匹配滤波器。
15.如权利要求I所述的无线通信单元，其特征在于，进一步包含 一控制器模块，用于对该第一基频发送信号以及该消除信号的每一者的至少一抽头执行互相关运作，以产生一误差信号，该误差信号代表该第一基频发送信号以及该消除信号之间的时间差； 一可控延迟单元，耦接到该控制器模块，以及使用该误差信号以设定一时间延迟，该时间延迟用于该第一基频发送信号以及该消出信号的至少一者中。
16.如权利要求15所述的无线通信单元，其特征在于，该控制器模块用于对评估于多个滞后点的两个信号之间实施交互相关运作。
17.如权利要求15所述之无线通信单元，其特征在于，该控制器模块用于调整该可控延迟单元，直到该误差信号为一最小值。
18.一种集成电路，该集成电路用于无线通信单元，其特征在于，该集成电路包含 一发送器，用于处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号； 一接收器，用于接收一第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号，其中，该接收器包含一求和模块，用于将一消除信号以及该基频接收信号相加；一选择单元，用于将该发送器以及该接收器耦接到一天线，其中，该第一无线频率信号的一减少部分引入到该第二无线频率信号，以产生该基频接收信号中的二阶中间调制失真成分；以及 一适应性估计器模块，包含一滤波器，该滤波器用于对该基频接收信号进行滤波，以移除与二阶互调失真成分相关的直流偏置，以及基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。
19.一种减少二阶互调失真成分的方法，用在无线通信单元中，其特征在于，该方法包含 处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号； 接收一第二无线频率信号，该第二无线频率信号包含该第一无线频率信号的一部分，该第一无线频率信号的一部分在该基频接收信号中产生一二阶互调失真成分； 将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号； 将一消除信号加到该基频接收信号中； 对该基频接收信号进行滤波，以移除与二阶互调失真成分有关的直流偏置；以及基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号。
20.一种计算机程序产品，包含可执行程序代码，该可执行程序代码用于减少一无线通信单元中的二阶互调失真成分，该可执行程序代码可执行为 处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号； 接收一第二无线频率信号，该第二无线频率信号包含该第一无线频率信号的一部分，该第一无线频率信号的一部分在该基频接收信号中产生一二阶互调失真成分； 将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号； 将一消除信号加到该基频接收信号中； 对该基频接收信号进行滤波，以移除与二阶互调失真成分有关的直流偏置；以及 基于该基频接收信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号。
全文摘要
一种无线通信单元包含处理基频发送信号的发送器，以产生用于无线传输的第一无线频率信号；接收第二无线频率信号并将其转换为基频接收信号的接收器，其中该接收器包含求和模块，用于将一消除信号与该基频接收信号相加；耦接该发送器及该接收器至天线的选择单元，其中该第一无线频率信号的减少部分引入到第二无线频率信号以产生基频接收信号的二阶互调失真成分；以及适应性估计器模块包含一滤波器，用于滤波基频接收信号以移除与该二阶互调失真成分相关的直流偏移，以及基于基频接收信号以及已滤波基频接收信号产生该消除信号。
文档编号H04B1/10GK102763338SQ201080063777
公开日2012年10月31日 申请日期2010年5月19日 优先权日2010年2月11日
发明者威廉·普拉柏, 派翠克·普拉特, 苏菲·高尔特, 钟佩勋 申请人:联发科技(新加坡)私人有限公司