专利名称：信号接收设备、信号接收方法和信号接收程序的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种信号接收设备、信号接收方法和信号接收程序。更具体地讲，本发明涉及在基于APSK(振幅相移键控)调制的数字数据传输中针对由于非线性导致的失真对接收信号进行补偿从而能够以更简单的方式和更高速度解调或解码该接收信号的信号接收设备。本发明还涉及为该信号接收设备提供的信号接收方法和执行该信号接收方法的信号接收程序。
背景技术：
近些年来，随着在无线电数字数据传输中传输的信息的多样化以及传输的信息的量的增加，引入了频率利用效率好于现有的PSK(相移键控)调制的APiiK调制。无线电数字数据传输的典型例子是数字广播(其可以是卫星广播或地面波广播)、手机通信和通过无线LAN(局域网)的通信。然而，在APSK调制的情况下，与PSK调制相比，振幅变化的动态范围增大。因此，由于信号发送放大器和信号接收放大器的非线性产生的传输线失真的影响变得更加显著。作为用作针对由于非线性导致的失真来补偿接收信号的技术的设置在信号接收设备侧的技术之一，已知一种用于检测载波同步中的相位误差的方法、以及一种用于通过采用在针对由于非线性导致的失真对信号进行补偿以后发现的平均信号点作为基准而在纠错解码中计算似然性(likelihood)的方法(在ARIB STD-B44的解释A中进行了公开)。 对于关于这种技术的更多信息，建议读者参考诸如http://www. arib. or. ip/tyosakenkyu/ kikaku hoso/hoso std~b044. html 的文档。STD-B44是先进BS (宽带卫星)数字广播的传输标准。目前，STD-B44是ARIB STD-B20(g卩，已经在日本投入服务的BS数字广播)的后继者。在先进BS数字广播中，新采用循环型16APSK信号或循环型32APSK信号，从而实现以比根据目前标准的传输的容量更大的容量的传输。此外，LDPC(低密度奇偶校验)码用作纠错码以提高传输效率。在先进BS数字广播的传输格式中，出于针对类似于上述的APSK信号对于由于非线性导致的失真来补偿接收信号的目的，称作传输信号点位置信号的已知系列以复用方式进行传输。例如，如果32ASH(信号点的传输信号被传输，则与原本期望的传输信号点相比， 遭受由于非线性导致的失真的接收信号的信号点以移动振幅和/或移动相位的点作为分布中心进行分布。因此，如果通过采用原本期望的传输信号点的位置作为理想信号点位置来执行硬确定和/或似然性计算，则载波同步和/或纠错解码的性能明显下降。通过针对与对应调制时隙的传输主信号相同的调制方法以已知顺序按顺序传输的所有信号点，来传输上述的传输信号点位置信号。因此，对于每个信号点，信号接收设备能够获得在对应时段期间接收的信号的均值，从而获得遭受由于非线性导致的失真的信号点分布的中心点的位置。结果，通过采取这个位置(以这种方式获得作为信号点分布的中心点的位置)作为理想信号点来执行载波同步和/或纠错解码，能够针对由于非线性导致
4的失真对接收信号进行补偿。如下构造了应用于用于先进BS数字广播的信号接收设备的现有解调电路。现有解调电路被构造为采用以下主要部分，包括载波同步电路、信号点平均电路、信号点位置表、硬确定器、相位误差检测器、似然性计算部分和纠错解码器。载波同步电路被构造为一般的数字PLL(锁相环)电路。载波同步电路执行处理以将接收信号与载波的频率和载波的相位进行同步，从而将由相位误差检测器检测的相位误差的方差最小化。针对由载波同步电路输出的同步检测信号，信号点平均电路为每个信号点计算传输信号点位置信号的I和Q分量的每一个的均值，从而为所有信号点产生信号点位置信息。由信号点平均电路产生的信号点位置信息被放入信号点位置表中，该信号点位置表用作用于存储用于映射均等二进制模式和多值二进制模式的IQ平面上的信号点坐标位置之间的关系的表。硬确定器计算在基于信号点位置表对信号点执行硬确定时的IQ平面上的边界线并且基于边界线执行硬确定处理。相位误差检测器求取由硬确定器输出的硬确定值与同步检测信号之间的相位误差从而检测相位误差。似然性计算部分采取从信号点位置表取回的信号点位置作为理想信号点来计算组成映射在各信号点上的二进制模式的每个比特的LLR(对数似然比)。纠错解码器基于LLR对LDPC码进行解码，输出解码结果数据。这种解调电路能够执行载波同步和纠错解码，从而即使对于具有由于非线性导致的失真而引起的信号点的振幅和信号点的相位的大幅偏移分布的接收信号，也仅仅引发较少劣化。
发明内容
然而，在现有解调电路中，需要针对每个信号点计算接收信号的均值。因此，APSK 多值的数目增加，并且信号点的数目越大，所需的上述的信号点平均电路的数目越大。也就是说，所需的上述信号点平均电路的数目与信号点的数目成比例。由此存在如下关注解调电路的规模增大。此外，信号点的数目越大，用于传输信号点的频率越低。也就是说，用于传输信号点的频率与上述的信号点的数目成反比。因此，出现收敛时间长的问题。该收敛时间被定义为通过计算信号点的均值获得针对由非线性导致的失真而补偿接收信号的足够结果所花费的时间。因此，本发明的实施例解决上述问题从而能够通过针对由非线性导致的失真来补偿接收信号而在基于APSK调制的数字传输中以更简单的方式和更高速度解调或解码接收信号。根据本发明的一个实施例，提供了一种信号接收设备，具有半径识别部分，被构造为识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用APSK调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出部分，被构造为基于所识别的半径，输出与所述接收信号的解调处理或解码处理相关的控制参数。可以提供一种结构，其中，半径识别部分通过输出表示构成所述接收信号的帧中的包括调制的已知码元的区域的信号点的半径的信息，来识别所述半径。可以提供一种结构，其中，接收信号是先进宽带卫星数字广播的广播信号，并且包括调制的已知码元的区域是包括调制的传输信号点位置信号的区域。可以提供一种结构，其中，半径识别部分针对所述调制的传输信号点位置信号的每个码元预存储IQ平面上的半径和相位，并且与所述接收信号同步地按照所述调制的传输信号点位置信号的码元的位置的顺序输出用于识别码元的半径以及码元的相位的信息。可以提供一种结构，其中，该信号接收设备还设置有相位分量偏移部分，被构造为对所述接收信号的每个信号点的所述相位分量执行偏移处理；以及平均部分，被构造为针对每个半径计算在以所识别的半径作为共同半径并且已对相位分量进行了所述偏移处理的多个信号点中包括的I和Q分量的每个的均值。针对作为均由平均部分进行了平均的分量的包括在信号点中的I和Q分量，参数输出部分基于通过将已经进行了所述偏移处理的所述相位分量恢复到它的原始值而获得的信号点的I和Q分量，产生要用作接收信号的码元的确定和似然性计算中的基准的基准信号点位置信息，并且输出所述基准信号点位置信息作为控制参数。根据本发明的另一个实施例，提供了一种信号接收方法，包括半径识别步骤，执行识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用APSK调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出步骤，基于所识别的半径，执行输出与所述接收信号的解调处理或解码处理相关的控制参数。根据本发明的另一个实施例，提供了一种由计算机执行的用以执行信号接收设备的功能的信号接收程序，该信号接收设备具有半径识别部分，被构造为识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用APSK调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出部分，被构造为基于所识别的半径，输出与所述接收信号的解调处理或解码处理相关的控制参数。在根据本发明的实施例中半径识别部分识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用APSK调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出部分基于所识别的半径，输出与接收信号的解调处理或解码处理相关的控制参数。根据本发明，可以通过针对由非线性导致的失真对接收信号进行补偿，从而在基于APSK调制的数字传输中以更简单的方式和更高的速度解调或解码接收信号。
图1是示出先进BS数字广播的帧的结构的说明图；图2是示出放大器的非线性特性的说明图；图3是示出均位于由IQ平面上的I和Q坐标表示的位置处的信号点的说明图，所述信号点用作采用32APSK调制方法完成调制的传输信号的信号点；图4是示出均位于由IQ平面上的I和Q坐标表示的位置处的信号点的说明图，所述信号点用作采用32APSK调制方法完成调制的接收信号的信号点；图5是在计算传输信号点位置信号中的信号点的坐标位置的均值的典型过程的描述中涉及的说明图；图6是示出解调电路的典型结构的框图；图7是示出在图6所示的解调电路中采用的现有信号点平均电路的详细典型结构的框图；图8是示出在根据本发明的实施例的解调电路中采用的信号点平均电路的详细典型结构的框图；图9是在信号点的半径编号和相位编号的描述中涉及的说明图；图10示出了表示输出基准信号点位置信息的处理的流程图；图11是示出根据本发明的另一个实施例的接收信号解码设备的典型结构的框图；以及图12是示出个人计算机的典型结构的框图。
具体实施例方式下面参照附图解释本发明的实施例。首先，解释用作日本的下一代宽带卫星数字广播的先进BS(宽带卫星)数字广播的帧的结构。图1是示出先进BS数字广播的帧的结构的说明图。如该图所示，一个帧被构造为包括120个调制时隙。在这个典型结构中，这120个调制时隙分别称作调制时隙#1到调制时隙#120。每个调制时隙具有用于同步的一组M个码元(symbol)。在该附图中，该组对个码元由标号FSync、SSync和！ FSync表示。此外，每个调制时隙具有一组32个码元，用于确定信号点的位置等。这组32个码元称作传输信号点位置信号并且由标号P表示。这些码元均是已知码元。根据规范来确定用于同步的M个码元的组和用于确定信号点的位置等的32个码元的组。如上所述用于同步的这组M个码元还称作同步信号。根据规范，形成帧的第一调制时隙是FSync码元的组，而第二调制时隙是SSync码元的组。另外，根据规范，之后，！ FSync码元和SSync码元以按时隙交替的形式分配给随后的调制时隙(S卩，第三和第五调制时隙等)。！ FSync码元均是FSync码元的反转码元。由于每隔一个调制时隙规则地分配SSync，所以一般假设SSync能够用于检测调制时隙的头部。此外，FSync被分配给第一调制时隙。然而，在随后的调制时隙中，使用反转码元。因此，一般假设通过查看相关值的码，码元组！ FSync能够用于检测各个随后的调制时隙的头部。此外，每个调制时隙包括66个传输数据。每个传输数据由一组136个码元构成。 例如，包括在调制时隙#1中的传输数据是Data#l到Data#66，而包括在调制时隙#2中的传输数据是Data#67到Data#132。注意均由136个码元的组构成的66个传输数据还称作
传输主信号。基于此，每个调制时隙包括TMCC，每个TMCC设置在两个相邻的传输数据之间。由四个码元构成的TMCC是关于传输和复用的控制信息。在附图中，TMCC由参考标号T表示。用上述结构进行设置以用作先进BS数字广播的帧的帧由此被构造为包括总计 1115520个码元。此外，在先进BS数字广播中，可以在每个帧内混合多个不同的调制方法。例如，在一帧中，最多能够定义八个传输模式，并且对于每个传输模式能够采取一种不同的调制方法。在先进BS数字广播中，可以采取五种不同类型的调制方法，S卩，BPSK、QPSK、8PSK、16PSK 和32PSK调制方法。在先进BS数字广播中，可以为每个个体调制时隙定义传输模式并且根据五种不同类型的调制方法之一来调制传输主信号。在这种情况下，规定采用与传输主信号相同的调制方法来调制传输信号点位置信号。通过分析特定帧的两帧之前的帧的TMCC，能够识别该特定帧的任何调制时隙所采用的调制模式。因此，信号接收设备获取并存储插入到构成在特定帧的两帧之前的接收帧的每个调制时隙中的所有TMCC，以在后来的处理中用于识别该特定帧的任何调制时隙所采用的调制方法。注意与每个调制时隙采用的传输模式无关，总是通过采用π /2BPSK调制方法来调制同步信号，即，用于同步的M个码元的组。此外，与每个调制时隙采用的传输模式无关，总是通过采用η /2 BPSK调制方法来调制TMCC。另外，如果采用APSK调制方法，则与采用PSK调制方法的传输相比，接收信号易于受到放大器的非线性特性的影响。也就是说，在APSK调制方法的情况下，与采用PSK调制方法的传输相比，振幅变化的动态范围增加。因此，由于信号发送放大器和信号接收放大器的非线性而导致在传输线上产生的失真的影响变得显著。下面描述放大器的非线性特性。图2是示出放大器的普通非线性特性的说明图。该图的水平轴表示输入信号的振幅的大小，而该图的垂直轴表示输出信号的相位的旋转或者输出信号的振幅的大小。此外， 在该图中，连接圆形绘制点的曲线表示AM-AM(振幅-振幅)特性，而连接三角形绘制点的曲线表示AM-PM(振幅-相位)特性。从该图所示的AM-AM特性清楚地看出，如果输入信号的振幅增加，则输出信号的振幅也增加。然而，当输入信号的振幅超过大约lOcffim的值时，与输入信号的振幅的变化无关，输出信号的振幅不再增加。此外，从该图所示的AM-PM特性清楚地看出，如果输入信号的振幅增加，则输出信号的相位的旋转也逐渐增加。然而，当输入信号超过大约5dBm的值时，随着输入信号的振幅的增加，输出信号的相位的旋转陡然增加。例如，用于接收通过采用APSK调制方法调制的信号的信号接收设备需要采用用于补偿如图2所示的由于放大器展示出的非线性导致的传输失真的技术。图3是示出每个均位于IQ平面上的信号点的说明图，所述信号点用作采用32APSK 调制方法完成调制的传输信号的信号点。在该图中，水平轴用作I轴，而垂直轴用作Q轴。从该图中的中心点到在具有IQ坐标的位置处绘制的信号点的距离对应于振幅。中心点与具有IQ坐标(0，0)的位置一致。如该图所示，在具有IQ坐标的位置处绘制的每个点用作与传输信号的码元对应的信号点。在采用32APSK调制完成调制的传输信号中，能够传输32 种不同类型的码元。也就是说，四个信号点位于与中心点最近的距离处，而16个信号点位于与中心点最远的距离处。其余的信号点是位于中间距离处(即，距离中心点的最短和最远距离之间的距离处)的12个信号点。在信号接收设备中，与接收信号的码元对应的信号点用于识别图3所示的32个不同坐标位置之一，从而使得能够对传输信号执行解调和其它处理。然而，如在上文中参照图 2所述，由于放大器的非线性产生传输失真。因此，实际上，实际接收的信号的信号点变成如图4所示的信号点。图4是示出每个均位于IO平面上的坐标位置处的信号点的说明图，所述信号点用作以与图3相同的方式采用32APSK调制方法完成调制的接收信号的信号点。如图4所示， 实际接收信号的每个信号点位于不与图3所示的传输信号的对应信号点的坐标位置准确重合的坐标位置处。也就是说，图4所示的每个信号点的坐标位置被分散。此外，如图4所示，中心点与信号点之间的距离越长(即，振幅越大)，信号点所处的坐标位置的分散程度越高。为了能够确定这32个不同码元类型中的哪个对应于这个接收信号的信号点，先进BS数字广播的帧设置有如图1所示在每个调制时隙中由P表示的传输信号点位置信号。由于如上所述传输信号点位置信号是已知信号，所以信号接收设备能够识别具有 32种不同类型的码元的每个的坐标位置(即使存在由于放大器的非线性特性导致的传输失真)。也就是说，由于信号接收设备知道32个不同码元类型中的哪个对应于接收作为传输信号点位置信号的信号的信号点，所以可以确定与码元对应的每个信号点的坐标位置偏移了多少。先进BS数字广播的信号接收设备通常识别接收信号的信号点的坐标位置。该信号点对应于在以相同传输模式发送的多个调制时隙的每个中设置的传输信号点位置信号的码元之一。例如，如果在采用32APSK调制方法的传输模式下接收了 20个时隙，则能够接收20个传输信号点位置信号。因此，能够识别与第一码元对应的20个信号点。相似地，能够识别与第二码元对应的20个信号点。最后，能够识别与第32个码元对应的20个信号点。然后，先进BS数字广播的信号接收设备为每个码元计算均对应于一码元的信号点的坐标位置的均值。通过这种方式，信号接收设备识别具有32种不同类型的码元中的每个的坐标位置的基准点。图5是在计算传输信号点位置信号的信号点的坐标位置的均值的典型处理的下面描述中提及的说明图。图5是示出每个均位于IQ平面上以用作以与图3相同的方式采用32APSK调制方法完成调制的传输信号的传输信号点位置信号的信号点的信号点的说明图。如图5所示，计算与一码元对应的信号点的坐标位置的均值。通过这种方式，信号接收设备识别具有32种不同类型的码元中的每个的坐标位置的基准点。然后，信号接收设备存储具有32种不同类型的码元中的每个的坐标位置的基准点，作为用于码元硬确定和似然性计算的基准信号点位置信息。
图6是示出在先进BS数字广播的信号接收设备中采用的解调电路的典型结构的框图。解调电路10被构造为采用以下主要部分，诸如，载波同步电路21、相位误差检测器22、硬确定器23、信号点平均电路M、信号点位置表25、似然性计算单元沈和纠错解码器27ο载波同步电路21被构造成一般的数字PLL(锁相环)电路。载波同步电路21执行处理以将接收信号与载波的频率和相位进行同步，从而使由相位误差检测器22检测的相位误差的方差最小化。基于由载波同步电路输出的同步检测信号，信号点平均电路M为与具有32种不同类型的码元之一对应的每个信号点计算从接收信号获得的传输信号点位置信号的I和Q 分量的每个的均值，从而产生上述的基准信号点位置信息。注意信号点平均电路M仅接收针对传输信号点位置信号的同步检测信号。由信号点平均电路M产生的基准信号点位置信息被置入信号点位置表25中，该信号点位置表25用作用于存储用于映射均等二进制模式和多值二进制模式的IQ平面上的信号点坐标位置之间的关系的表。硬确定器23计算当基于信号点位置表25对信号点执行硬确定时的IQ平面上的边界线并且基于该边界线执行硬确定处理。相位误差检测器22求取由硬确定器23输出的硬确定值与同步检测信号之间的相位误差从而检测相位误差。似然性计算部分沈采用由从信号点位置表25取回的基准信号点位置信息指示的每个信号点作为理想信号点来计算组成映射到各信号点上的二进制模式的每个比特的 LLR(对数似然比)。纠错解码器27基于LLR对LDCP码进行解码，输出解码结果数据。这种解调电路10能够执行载波同步和纠错解码，即使针对由于非线性导致的失真而使信号点的振幅和信号点的相位的分布大幅偏移的接收信号，也引发较少的劣化。图7是示出在图6所示的解调电路10中采用的现有信号点平均电路的详细典型结构的框图。如图7所示，现有信号点平均电路M被构造为采用信号点分配器41、第一信号点
平均电路42-1、第二信号点平均电路42-2.....第32信号点平均电路42-32、选择器电路
43和已知信号表44。注意包括在第一信号点平均电路42-1、第二信号点平均电路42-2.....第32信
号点平均电路42-32中的数字1、2.....32均是用于识别与信号点对应的码元的信号点编
号。在这种情况下，信号点编号N对应于表示映射在信号点上的二进制模式的码元。在通过采用32APSK方法调制的信号的情况下，N = 1对应于“00000”，N = 2对应于“00001”，N =3 对应于 “00010”，...，N = 32 对应于 “11111”。已知信号表44通常基于与同步检测信号的传输帧边界同步的定时控制信号，按照传输信号点位置信息中的码元的位置的顺序，按顺序输出码元的信号点编号。信号点分配器41根据从已知信号表44接收的信号点编号，向平均电路分配同步检测信号。
10
第一信号点平均电路42-1到第32信号点平均电路42_32分别计算包括在从信号点分配器41接收的同步检测信号中的I和Q分量的每个在充分长的时间段上的均值。选择器电路43通过将对选择器电路43的输入从这些均值的任何一个切换到另一个均值，顺序地输出已经针对信号点编号计算出的均值。通过这种方式，选择器电路43串行输出所有信号点的基准信号点位置信息。然而，在具有上述结构的解调电路10中，需要为每个信号点计算接收信号的均值。因此，APSK调制中的多值的数目增大，并且信号点的数目越大，所需的信号点平均电路的数目越大。也就是说，信号点平均电路的数目与信号点的数目成比例。结果，存在对解调电路10的规模增加的关注。此外，信号点的数目越大，用于传输信号点的频率越低。也就是说，用于传输信号点的频率与上述的信号点的数目成反比。因此，在解调电路10中出现如下问题收敛时间长。收敛时间被定义为通过计算所有信号点的均值获得对由非线性导致的失真的补偿的足够结果所花费的时间。为了解决上述问题，根据本发明，即使信号点的数目大，仍抑制信号点平均电路的数目。此外，本发明尽可能多地缩短了收敛时间，该收敛时间被定义为获得对由非线性导致的失真的补偿的足够结果所花费的时间。图8是示出根据本发明的实施例的在解调电路10中采用的信号点平均电路M的典型结构的框图。图8所示的信号点平均电路M的典型结构通常是在图6所示的解调电路10中采用的信号点平均电路M的典型结构。图8所示的信号点平均电路对的典型结构被构造为采用相位旋转器61、半径分配器62、第一半径平均电路63-1、第二半径平均电路63-2、第三半径平均电路63-3、选择器电路64、相位旋转器65、已知信号表66和码反转器67。例如，已知信号表66通常基于与同步检测信号的传输帧边界同步的定时控制信号，按照传输信号点位置信息中的码元的位置的顺序，按顺序输出分别与码元对应的信号点的半径编号和相位编号。在这种情况下，与码元对应的信号点的半径编号是用于识别从信号点的坐标位置获得的半径作为表示信号点的振幅的大小的半径的编号。相似地，与码元对应的信号点的相位编号是用于识别从信号点的坐标位置获得的相位作为信号点的相位的编号。图9是信号点的半径编号和相位编号的说明图。在该图中，水平轴用作I轴，而垂直轴用作Q轴。该图所示的每个黑色圆点表示与通过采用32APSK调制方法调制的信号中的码元对应的信号点的坐标位置。如该附图所示，32种不同类型的信号点能够被分类成半径彼此不同的三种信号点类别。注意信号点与坐标(0，0)处的中心点之间的距离表示信号点的振幅的大小并且称作信号点的半径。也就是说，在具有由圆周与坐标(0，0)的中心点之间的距离表示的最长半径的圆的圆周上存在16个信号点。这16个信号点的半径编号被设置为1。此外，在具有由圆周与坐标(0，0)处的中心点之间的距离表示的最短半径的圆的圆周上存在四个信号点。这四个信号点的半径编号被设置为3。另外，在具有由圆周与坐标(0，0)处的中心点之间的距离表示的中间半径的圆的圆周上存在12个信号点。这12个信号点的半径编号被设置为2。中间半径的长度在最长半径和最短半径的长度之间。此外，32种不同类型的信号点能够被分类成相位彼此不同的M个信号点组。例如，令I轴上的该图的右手侧的信号点具有相位0°。另外，每个均具有半径编号1的16个信号点具有相位0°、22.5°、45°、67.5°等等，而每个均具有半径编号2的12个信号点具有相位15°、45°、75°等等。另外，每个均具有半径编号3的四个信号点分别具有相位 45°、135°等等。因此，例如，通过将相位编号1分配给相位0°，将相位编号2分配给相位 15°，将相位编号3分配给相位22. 5°，将相位编号4分配给相位45°等等，信号点的相位能够被分类成分别具有M个不同相位编号的M个信号点组。因此，例如，信号点101具有半径编号1和相位编号4。另外，信号点102具有半径编号2和相位编号4。另外，信号点103具有半径编号3和相位编号4。已知信号表66针对与用作处理对象的信号点对应的每个码元，顺序地输出这种半径编号和这种相位编号。要注意，尽管假设从已知信号表66顺序输出的半径编号和相位编号是针对传输信号点位置信息预先存储的半径编号和相位编号作为前提，但是例如还能够输出作为硬确定的结果而获得的信号点的半径编号和相位编号。返回参照图8，基于从已知信号表66输出的作为分配给信号点的相位编号的相位编号，码反转器67识别信号点的相位并且对相位的码进行反转，向相位旋转器61提供反转的码。基于从码反转器67提供的信息，相位旋转器61旋转用作处理对象的信号点的相位。也就是说，码反转器67和相位旋转器61对与用作处理对象的信号点对应的码元的相位调制分量执行偏移处理。注意由于从接收信号的同步检测信号获得的码元通常具有相位误差，所以即使在已经对相位调制分量执行了偏移处理后，相位调制分量也决不会变得
等于0。半径分配器62向与从已知信号表66输出的半径编号关联的半径平均电路63分配同步检测信号。也就是说，如果该同步检测信号是具有半径编号1的信号点的信号，则半径分配器62将该同步检测信号提供(分配)给第一半径平均电路63-1。另外，如果该同步检测信号是具有半径编号2的信号点的信号，则半径分配器62将该同步检测信号提供 (分配)给第二半径平均电路63-2。以相同的方式，如果该同步检测信号是具有半径编号 3的信号点的信号，则半径分配器62将该同步检测信号提供(分配)给第三半径平均电路 63-3。第一半径平均电路63-1到第三半径平均电路63-3均计算从半径分配器62接收的同步检测信号的I和Q分量的每个在预先确定的时间段上的均值。如上所述，在根据本发明的信号点平均电路M中，针对每个半径对已经由码反转器67和相位旋转器61对码元的相位调制分量执行了偏移处理的信号点求平均。例如，在第一半径平均电路63-1中，针对均具有半径编号1的不同类型的所有16个信号点，对相位调制分量执行偏移处理并且计算平均值。也就是说，在根据本发明的信号点平均电路M中， 以单一统一的方式对具有相同半径编号的信号点执行平均化处理。因此，由第一半径平均电路63-1输出的平均结果是针对具有16种不同类型的各信号点计算均值的结果，并且表示就从相位0°的偏移程度而言表达的偏移。由第一半径平均电路63-1输出的平均结果是针对具有16种不同类型的各信号点的平均半径。注意例如，通过利用平均半径，从中心点到16种不同类型的信号点的距离的均值还能够用于确定与对应于半径编号1的假设距离的差。相似地，由第二半径平均电路63-2输出的平均结果是针对具有12种不同类型的各信号点计算均值的结果，并且表示就从相位0°的偏移程度而言表达的偏移量。由第二半径平均电路63-2输出的平均结果是针对具有12种不同类型的各信号点的平均半径。同样地，由第三半径平均电路63-3输出的平均结果是针对具有四种不同类型的各信号点计算均值的结果，并且表示就从相位0°的偏移程度而言表达的偏移量。由第三半径平均电路 63-3输出的平均结果是具有四种不同类型的各信号点的平均半径。选择器电路64通过将对选择器电路64的输入从这些均值中的任何一个切换到另一个均值，顺序地输出已经针对半径编号计算出的均值。基于从已知信号表66输出作为信号点的相位编号的相位编号，相位旋转器65识别用作处理对象的信号点的相位并且旋转该信号点的相位。因此，完成由码反转器67和相位旋转器61执行的偏移处理的码元的相位调制分量能够被恢复到其原始值。这样，所有信号点的基准信号点位置信息被从相位旋转器65串行输出。如上所述，针对每个半径，为根据本发明的信号点平均电路M设置半径平均电路 63。因此，即使信号点平均电路M从通过采用32APSK调制方法调制的信号产生信号点的基准信号点位置信息，向信号点平均电路M提供三个半径平均电路63 (即，第一半径平均电路63-1到第三半径平均电路63-3)也足够了。也就是说，根据本发明，即使信号点的数目大，仍能够抑制半径平均电路63的数目。由此可以防止信号接收设备的尺寸变大以及制造信号接收设备的成本增加。此外，如上所述，在根据本发明的信号点平均电路M中，以单一统一方式对具有相同半径编号的信号点执行平均化处理。因此，在单位时间内计算同步检测信号的I和Q 分量的每个的均值的处理中，分母的数值会增大。也就是说，例如在图7所示的现有信号点平均电路42的情况下，针对每个信号点编号计算均值。因此，为一个信号点编号累积样本需要花费足够长时间。另一方面，在图8 所示的由本发明提供的半径平均电路63的情况下，针对每个信号点半径计算均值。因此， 例如，获得图9所示的信号点101的基准信号点位置信息所需的时间能够缩减到现有信号点平均电路42获得基准信号点位置信息所需的时间的1/16。例如，在用于为图9所示的信号点101计算16个样本的均值的现有信号点平均电路42的情况下，需要接收16个基准信号点位置信息。另一方面，如果使用根据本发明的半径平均电路63，则接收基准信号点位置信息一次就足够了。相似地，根据本发明，例如，获得图9所示的信号点102的基准信号点位置信息所需的时间能够缩减到现有信号点平均电路42获得基准信号点位置信息所需的时间的 1/12。同样地，获得图9所示的信号点103的基准信号点位置信息所需的时间能够缩减到现有信号点平均电路42获得基准信号点位置信息所需的时间的1/4。如上所述，根据本发明，可以缩短收敛时间，该收敛时间被定义为获得针对由非线性导致的失真对接收信号的补偿的足够结果所花费的时间。此外，根据本发明，中心点与信号点之间的距离越长(信号点的振幅越大)，能够缩短获取信号点的基准信号点位置信息花费的时间的缩减量越大。如早先参照图2所述， 关于放大器的非线性特性，针对AM-AM特性和AM-PM特性两者，输入信号的振幅越大，非线性的程度越显著。因此，例如在接收通过采用32APSK调制方法调制的信号的处理中，可以想到需要对具有半径编号1的信号点更加优先地执行针对由非线性导致的失真而对接收信号进行的补偿。如上所述，根据本发明，信号点的振幅越大，能够缩短获取信号点的基准信号点位置信息花费的时间的缩减量越大。此外，从另一个视角看，在给定时间段中计算均值的过程中，信号点的振幅越大，信号点的基准信号点位置信息的精度越高。因此，根据本发明，针对接收通过采用用于大量信号点的调制方法调制的信号的处理(如同例如在先进BS数字广播中广播的信号的情况)，能够实现特别出色的解调电路。接下来，通过参照图10所示的流程图，下面的说明解释由图8所示的信号点平均电路M所执行用以输出基准信号点位置信息的处理。该流程图在步骤S21开始，在步骤S21，基于从已知信号表66输出作为分配给信号点的相位编号的相位编号，码反转器67识别该信号点的相位。此外，码反转器67还将该相位的码反转。然后，在接下来的步骤S22中，基于从码反转器67接收的作为在步骤S21执行的处理的结果的信息，相位旋转器61旋转用作处理对象的信号点的相位。由此，可以对与用作处理对象的信号点对应的码元的相位调制分量执行偏移处理。 随后，在接下来的步骤S23中，半径分配器62根据从已知信号表66输出的半径编号，向为同步检测信号设置的半径平均电路63分配该同步检测信号。然后，在接下来的步骤S24中，第一半径平均电路63-1到第三半径平均电路63_3 分别计算从半径分配器62接收的同步检测信号的I和Q分量的每个在预先确定的时间段内的均值。随后，在接下来的步骤S25中，选择器电路64通过从这些均值中的任何一个切换到另一个均值，顺序地输出已经针对半径编号计算的均值。然后，在接下来的步骤S26中，基于从已知信号表66输出作为分配给信号点的相位编号的相位编号，相位旋转器65识别信号点的相位。此外，相位旋转器65还旋转用作处理对象的信号点的相位。因此，经历在步骤S22执行的偏移处理的码元相位调制分量被恢复到它的原始值。随后，在接下来的步骤S27，输出基准信号点位置信息。如上所述执行用于输出基准信号点位置信息的处理。根据以上描述，通过采用APSK调制方法调制的信号的信号点的位置被布局为形成典型的圆形。然而，这些位置被布局为不仅形成圆形，还形成矩形(即，QAM)、三角形、六边形类型、星类型或另一种类型的形状。也就是说，本发明能够应用于任何任意结构，只要在该结构中信号点的位置被布局为形成具有相同半径的多个信号点即可。此外，根据以上描述，为了获得基准信号点位置信息，提供了针对每个半径计算信号点的均值的典型结构。然而，还可以提供另一种典型结构，其中，针对具有不同半径的信号点，例如，根据半径而变化的控制参数被用于执行同步和自适应均衡。作为一个例子，针对每个半径，数字PLL电路的环增益被切换到根据半径确定的另一个值。作为另一个例子，针对每个半径，在自适应均衡器中的抽头更新的步长被切换到根据半径确定的另一个值。取决于通过采用APSK调制方法调制的信号中的传输失真(例如，由于放大器的非线性产生的失真)，用于相位误差检测和均衡误差检测中的硬确定器的确定误差率被假设为根据不同的半径而变化。因此，通过如上所述针对每个半径切换控制参数，能够使载波同步和自适应均衡中的控制误差最小化，从而使得能够进一步提高信号接收性能。图11是示出根据本发明的另一个实施例的接收信号解码设备130的典型结构的框图。如该图所示，接收信号解码设备130采用自适应均衡器131、载波同步电路132和纠错解码器133。此外，接收信号解码设备130还具有相位误差检测器134、硬确定器135、 均衡误差检测器136、相位旋转器137和抽头增益控制部分138。另外，接收信号解码设备 130还包括步长表139、选择器电路140、环路增益表141和选择器电路142。自适应均衡器131通常被构造为具有一般的横向滤波器的类型的自适应均衡器。 自适应均衡器131对由多径线路等导致的传输失真进行均衡。也就是说，自适应均衡器131 针对由均衡误差检测器136检测的均衡误差对接收信号进行补偿。自适应均衡器131通过根据从抽头增益控制部分138接收的抽头增益执行滤波处理，对传输失真进行均衡。抽头增益控制部分138基于借助选择器电路140从步长表139 取回的步长以及基于借助相位旋转器137而由均衡误差检测器136提供的均衡误差，来控制抽头增益。载波同步电路132产生具有与在信号发送侧执行的调制中使用的载波的相位同步的相位的载波，并且通过利用产生的载波执行检测以解调接收信号。载波同步电路132被构造为采用具有内部数字PLL电路的环路滤波器。该环路滤波器基于由相位误差检测器134输出的检测值(即，相位误差的检测值)，针对相位误差补偿输入信号。基于借助选择器电路142从环路增益表141取回的环路增益，确定环路滤波器的带频。硬确定器135对同步检测信号执行硬确定以识别与信号点对应的码元，并且输出用于识别信号点的半径的半径编号。相位误差检测器134基于关于由硬确定器135识别的码元(即，与信号点对应的码元)的信息从同步检测信号检测相位误差，并且将该相位误差反馈到载波同步电路132。均衡误差检测器136基于关于由硬确定器135识别的码元(即，与信号点对应的码元)的信息，检测同步检测信号的均衡误差。相位旋转器137基于由载波同步电路132输出的相位校正量的极性反转值，对由均衡误差检测器136输出的均衡误差的相位进行旋转。因此，所谓的基带的均衡误差被转换成径带(path band)的均衡误差。步长表139用于预存储适于信号点的半径编号的步长。在这个典型结构中，步长表139用于预存储分别适于通过采用32APSK调制方法调制的信号的信号点的三个半径编号的三个不同的步长。更具体地讲，步长表139用于预存储适于半径编号1的步长m_rl、适于半径编号2的步长m_r2和适于半径编号3的步长m_r3。基于从硬确定器135输出的半径编号，选择器电路140在从步长表139取回的步长之中选择对应于该半径编号的步长，并且将选择的步长提供给抽头增益控制部分138。环路增益表141用于预存储适于信号点的半径编号的环路增益。在这种典型结构中，环路增益表141用于预存储分别适于通过采用32APSK调制方法调制的信号的信号点的三个半径编号的三种不同的环路增益。更具体地讲，环路增益表141用于预存储适于半径编号1的环路增益g_rl、适于半径编号2的环路增益g_r2和适于半径编号3的环路增益 g_r3。基于从硬确定器135输出的半径编号，选择器电路142在从环路增益表141取回的环路增益之中选择对应于该半径编号的环路增益，并且将选择的环路增益提供给在载波同步电路132中采用的环路滤波器。纠错解码器133基于从载波同步电路132接收的同步检测信号获得接收信号的码元的数据，并且对该数据执行纠错处理以对接收信号的数据进行解码。如上所述，通过利用接收信号解码设备130，可以使载波同步和自适应均衡中的控制误差最小化，并且由此进一步提高信号接收性能。例如，如一般公知的，环路滤波器具有如下描述的特性。在具有宽频带的环路滤波器的情况下，环路滤波器展示出的跟随相位误差变化的特性得到提高，但是由PLL电路输出的同步检测信号的抖动的量变大。另一方面，在具有窄频带的环路滤波器的情况下，环路滤波器展示出的跟随相位误差变化的特性较差，但是同步检测信号的抖动的量较小。取决于通过采用APSK调制方法调制的信号中的传输失真(例如，由于放大器的非线性产生的失真)，用于相位误差检测和均衡误差检测的硬确定器的确定误差率被假设根据不同的半径而变化。因此，例如，还希望针对每个半径改变诸如环路滤波器的环路增益的量。在以上参照图11描述的接收信号解码设备130的典型结构中，针对每个半径，适宜步长和适宜环路增益分别预先存储在步长表139和环路增益表141中。在硬确定器135 已识别了半径编号后，在步长表139和环路增益表141中分别搜索适于该半径编号的步长和环路增益。注意先前描述的一系列处理能够通过硬件和软件的运行而被执行。如果通过运行软件来执行上述的一系列处理，则构成软件的程序能够通常从网络或记录介质安装到嵌入在专用硬件中的计算机中。另外，例如，图12所示的通用个人计算机700能够从网络或记录介质进行安装，以使得能够通过将各种程序安装在个人计算机中而执行各种功能。在图12中，CPU (中央处理单元)701通过执行存储在R0M(只读存储器)702内的程序或从存储部分708加载到RAM(随机存取存储器)703的程序，执行各种处理。RAM 703 还用于适当地存储各种信息，诸如在执行处理过程中由CPU 701所需的数据。CPU 70UROM 702和RAM 703通过总线704彼此连接，该总线704还连接到输入/ 输出接口 705。输入/输出接口 705还连接到输入部分706和输出部分707。输入部分706包括键盘和鼠标，而输出部分707包括例如LCD(液晶显示器)单元的显示单元和扬声器。输入/输出接口 705还连接到存储部分708和通信部分709。存储部分708被构造为包括硬盘。通信部分709被构造为采用调制解调器和网络接口卡，例如LAN(局域网)卡。通信部分709是用于通过包括互联网的网络与其它设备执行通信处理的单元。如果需要的话，输入/输出接口 705还连接到安装了可移动记录介质711的驱动
16器710。可移动记录介质711可以是磁盘、光盘、磁光盘或半导体存储器。然后，从可移动记录介质711读出的计算机程序被安装到存储部分708内。如上所述，如果通过运行软件来执行上述的一系列处理，则构成软件的程序可以通常从例如互联网的网络或者例如可移动记录介质711的记录介质进行安装。注意上述的记录介质是与图12所示的通用个人计算机700的本体分离地提供给用户的可移动记录介质711。可移动记录介质711的典型例子包括磁盘(包括软盘(注册商标))、光盘(包括⑶-ROM(压缩盘只读存储器)或DVD(数字多功能盘))、磁光盘(MD(迷你盘)(注册商标))以及半导体存储器。替代从可移动记录介质711安装程序，程序也可以预先存储在包括在通用个人计算机700的本体内的嵌入式记录介质中以提供给用户。嵌入式记录介质的典型例子是包括在存储部分708内的硬盘和ROM 72。还值得注意的是，在本发明的说明书中，当然能够沿时间轴按照预定顺序执行上述的流程图的步骤。然而，不仅可以沿时间轴按照预定顺序执行这些步骤，还可以同时或独立地执行这些步骤。此外，本领域技术人员应该明白，根据设计要求和其它因素可以想到各种变型、组合、子组合和替代，它们同样位于权利要求及其等同物的范围内。本申请包含与在2010年9月14日提交到日本专利局的日本优先权专利申请JP 2010-205427中公开的主题相关的主题，通过引用将该申请的全部内容并入本文。本领域技术人员应该明白，根据设计要求和其它因素可以想到各种变型、组合、子组合和替代，它们同样位于权利要求及其等同物的范围内。
权利要求
1.一种信号接收设备，包括半径识别部分，被构造为识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用振幅相移键控调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出部分，被构造为基于所识别的半径，输出与所述接收信号的解调处理相关的控制参数。
2.根据权利要求1的信号接收设备，其中，所述半径识别部分通过输出表示构成所述接收信号的帧中的包括调制的已知码元的区域的信号点的所述半径的信息，来识别所述半径。
3.根据权利要求2的信号接收设备，其中，所述接收信号是先进宽带卫星数字广播的广播信号，并且包括调制的已知码元的区域是包括调制的传输信号点位置信号的区域。
4.根据权利要求3的信号接收设备，其中，所述半径识别部分针对所述调制的传输信号点位置信号的每个码元预存储IQ平面上的半径和相位，并且与所述接收信号同步地按照所述调制的传输信号点位置信号的所述码元的位置的顺序输出用于识别所述码元的所述半径以及所述码元的所述相位的信息。
5.根据权利要求3的信号接收设备，所述信号接收设备还包括相位分量偏移部分，被构造为对所述接收信号的每个信号点的所述相位分量执行偏移处理；以及平均部分，被构造为针对每个半径计算在以所识别的半径作为共同半径并且已对相位分量进行了所述偏移处理的多个信号点中包括的I和Q分量的每个的均值，其中，针对作为均由所述平均部分进行了平均的分量的包括在信号点中的所述I和Q分量， 所述参数输出部分基于通过将已经进行了所述偏移处理的所述相位分量恢复到它的原始值而获得的信号点的所述I和Q分量，产生要用作所述接收信号的码元的确定和似然性计算中的基准的基准信号点位置信息，并且输出所述基准信号点位置信息作为所述控制参数。
6.一种信号接收设备，包括半径识别部分，被构造为识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用振幅相移键控调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出部分，被构造为基于所识别的半径，输出与所述接收信号的解码处理相关的控制参数。
7.根据权利要求6的信号接收设备，其中，所述半径识别部分通过输出表示构成所述接收信号的帧中的包括调制的已知码元的区域的信号点的所述半径的信息，来识别所述半径。
8.根据权利要求7的信号接收设备，其中，所述接收信号是先进宽带卫星数字广播的广播信号，并且包括调制的已知码元的区域是包括调制的传输信号点位置信号的区域。
9.根据权利要求8的信号接收设备，其中，所述半径识别部分针对所述调制的传输信号点位置信号的每个码元预存储IQ平面上的半径和相位，并且与所述接收信号同步地按照所述调制的传输信号点位置信号的所述码元的位置的顺序输出用于识别所述码元的所述半径以及所述码元的所述相位的信息。
10.根据权利要求8的信号接收设备，所述信号接收设备还包括相位分量偏移部分，被构造为对所述接收信号的每个信号点的所述相位分量执行偏移处理；以及平均部分，被构造为针对每个半径计算在以所识别的半径作为共同半径并且已对相位分量进行了所述偏移处理的多个信号点中包括的I和Q分量的每个的均值，其中，针对作为均由所述平均部分进行了平均的分量的包括在信号点中的所述I和Q分量， 所述参数输出部分基于通过将已经进行了所述偏移处理的所述相位分量恢复到它的原始值而获得的信号点的所述I和Q分量，产生要用作所述接收信号的码元的确定和似然性计算中的基准的基准信号点位置信息，并且输出所述基准信号点位置信息作为所述控制参数。
11.一种信号接收方法，包括半径识别步骤，识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用振幅相移键控调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出步骤，基于所识别的半径，输出与所述接收信号的解调处理相关的控制参数。
12.—种信号接收方法，包括半径识别步骤，识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用振幅相移键控调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出步骤，基于所识别的半径，输出与所述接收信号的解码处理相关的控制参数。
13.一种由计算机执行的用以执行信号接收设备的功能的信号接收程序，所述信号接收设备包括半径识别部分，被构造为识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用振幅相移键控调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出部分，被构造为基于所识别的半径，输出与所述接收信号的解调处理相关的控制参数。
14.一种由计算机执行的用以执行信号接收设备的功能的信号接收程序，所述信号接收设备包括半径识别部分，被构造为识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用振幅相移键控调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出部分，被构造为基于所识别的半径，输出与所述接收信号的解码处理相关的控制参数。
全文摘要
本发明涉及信号接收设备、信号接收方法和信号接收程序。该信号接收设备包括半径识别部分，被构造为识别表示信号点的离IQ平面上的原点的距离的半径，所述信号点中的每个对应于从通过采用振幅相移键控调制方法调制的接收信号获得的码元；以及参数输出部分，被构造为基于所识别的半径，输出与接收信号的解调或解码处理相关的控制参数。
文档编号H04L27/38GK102404277SQ20111026117
公开日2012年4月4日 申请日期2011年9月6日 优先权日2010年9月14日
发明者二见哲宏, 泉启太 申请人:索尼公司