一种信道估计方法及装置制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种信道估计方法及装置，包括：通过对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，对所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件以及第二复件，利用确定的表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息分别对所述第一复件和第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件以及第二复件分别添加在所述第一序列的低频端和高频端，得到频域信道估计的第二序列，从而使得将所述第二序列变换到时域进行时域去噪时，得到的时域序列符合第一序列的真实时域信道冲击响应，避免了功率的泄露，在提高信道定时估计精度的同时，提高了信道估计的准确性。
【专利说明】一种信道估计方法及装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及移动通信【技术领域】，尤其涉及一种信道估计方法及装置。
【背景技术】
[0002]正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing, OFDM)技术是一种多载波调制技术，其主要思想是:在频域把非平坦的频率选择性信道分成许多正交子信道，每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，从而使得每个子信道相对平坦，达到减小多径效应引起的符号间干扰的目的。在实际应用中，接收端为了正确地检测出信号，需要对接收到的信号进行相干解调，因此需要通过信道估计来获得信道的幅度和相位等信息。
[0003]目前,在OFDM系统中,可以采用基于参考信号(如导频或训练序列)的估计方法和盲估计方法进行信道估计。其中，基于导频的信道估计方法通常是在发送端发送通信双方均已知的频域上的特定序列，来不断跟踪信道的变化。由于基于导频的信道估计方法比较简单、易于实现，因而被广泛使用。
[0004]以基于OFDM的长期演进(Long Term Evolution，LTE)通信系统的上行通信过程为例，接收端利用收发双方均已知的导频序列，来准确反映信道在时域上各径的时延和幅度相位(时域信道冲击响应)，或是信道在频域上各子载波的幅度相位(频域信道冲击响应)。对于LTE系统的物理上行共享信道(Physical Uplink Shared Channel，PUSCH)而言，如图1所示，由于其采用的是块状导频结构，每个时隙(slot)有一个符号放置导频序列，因此，接收端在进行信道估计时，首先需要估计出导频位置处的信道响应，然后再利用导频位置处的信道响应在时域进行平均或插值等操作，获得一个子帧或一个时隙的信道响应值。
[0005]目前，在基于导频进行信道估计时常采用最小平方(Least Square, LS)算法。LS算法实现较为简单，直接将接收序列的频域形式点除发送序列即可得到信道估计，但由于其没有考虑接收信号中的噪声以及子载波间的干扰，所得到的信道估计中包含了噪声和干扰，导致结果的准确性随着噪声和干扰的增大而变差，因此估计精度有限。
[0006]为了降低噪声和干扰等对LS算法估计精度的影响，业界提出了时域去噪技术，通过对频域信道响应进行域变换的基础上尽可能去除噪声，在一定程度上改良了 LS算法的性能，在工程上得到了广泛的应用。
[0007]采用时域去噪技术后的LS算法的主要思想为，将频域信道冲击响应转换为时域信道冲击响应，在时域对噪声进行估计，然后根据估计出的噪声设定门限并通过此门限对时域信道冲击响应进行去噪滤波，再将滤波后的时域信道冲击响应转换为频域信道冲击响应，得到最终的信道估计值。
[0008]在进行时域去噪操作时，若OFDM导频序列的频域长度不是2的幂次方，则需要采用非2的幂次方的离散傅里叶逆变换(Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT)/离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform, DFT)运算来将所述导频序列的频域信道冲击响应变换到时域信道冲击响应；但是，由于基于2的幂次方的快速傅里叶逆变换(InverseFast Fourier Transform, IFFT) / 快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform, FFT)运算比IDFT/DFT运算的运算速度快，因此，目前一般采用两边补零的方式将频域信道冲击响应补足2的幂次方长度以进行IFFT/FFT运算。
[0009]由于两边补零后的频域信道冲击响应可以看作是原频域信道冲击响应与一个理想矩形窗相乘，且根据傅里叶变换性质可知理想矩形窗的时域形式是sine函数，因此经过补零后的频域信道冲击响应对应的时域信道冲击响应，等于原时域信道冲击响应与一个sine函数卷积,且补零点数越多，时域信道冲击响应越接近连续的sine函数。
[0010]具体地，以长度为12的导频序列为例，若其通过理想无噪声无时延信道，则得到的频域信道冲击响应为图2所示的对应12个子载波的12点单位冲击，即长度为12的全I序列，在经过12点DFT运算后，所得到的时域信道冲击响应如图3所示，此时所述时域信道冲击响应中并未出现旁瓣；若采用两边等长度补零的方式将所述导频序列补零到16点，仍通过理想无噪声无时延信道，所得到的频域信道冲击响应如图4所示，在经过16点FFT运算后，所得到的时域信道冲击响应如图5所示，此时所述时域信道冲击响应中出现了若干旁瓣；若采用两边等长度补零的方式将所述导频序列补零到128点，仍通过理想无噪声无时延信道，其频域信道冲击响应如图6所示，在经过128点FFT运算后，对应的时域信道冲击响应如图7所示,此时，时域信道冲击响应中出现了大量旁瓣。
[0011]由图3、图5以及图7可知，通过两边补零的方式将频域信道冲击响应补足2的幂次方长度并将其转换为时域信道冲击响应时，会导致真实时域信道冲击响应的功率泄露到整个时域上，即sine函数的旁瓣上包含了时域信道冲击响应的信息。若对此时的时域信道冲击响应进行时域去噪，将循环前缀(Cyclic Prefix, CP)长度外的点全部置零，会使真实时域信道冲击响应的部分信息丢失，对应地，亦会破坏时域去噪后的频域信道冲击响应，从而降低信道估计的准确性。
[0012]另外，对于某些应用OFDM技术的系统，在进行信道估计时，需要进行一定精度的定时估计，以对通信参数进行调整。若用作信道估计的导频序列长度较短，则对其频域信道估计结果进行IDFT运算后，所得到的时域信道冲击响应中的点数亦较少，从而导致得到的定时估计精度不足，无法满足通信需要。以采用OFDM技术的IOMHz的LTE系统为例，由于其采用了 12点长度的导频序列，若对导频序列的频域信道估计结果进行IDFT运算，则在得到
的时域信道冲击响应的12点中，每个点只能表示= 5.56x10 %ms，而LTE系统要求
时域点数至少为128点，即每点至少要表示=5.21x10 4,m，也就是说，当用作信
道估计的导频序列长度过短时，定时估计精度明显不足。针对此种情况，目前同样可采用对导频序列的频域信道冲击响应进行补零的方式来增加导频序列频域信道冲击响应的长度，从而增加导频序列时域信道冲击响应的点数，达到在一定程度上提高信号定时估计精度的效果，但是，若采用对频域信道冲击响应进行补零的方式来增加频域信道冲击响应的长度时，仍会造成将所述频域信道冲击响应变换到时域对其进行时域去噪时，出现功率泄露从而导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失，使得信道估计性能降低的问题。
[0013]综上所述，在现有技术中，通过采用对导频序列的频域信道冲击响应进行补零的方式，来使其能够进行IFFT/FFT运算，从而提高信道估计运算速率，或者通过对导频序列的频域信道冲击响应进行补零的方式，来提高信道定时估计精度时，若将补零后的频域信道冲击响应转换到时域，则会导致转换后的时域信道冲击响应出现功率泄露现象，即转换后的时域信道冲击响应出现较大的旁瓣，且旁瓣内含有有用信号，若对此时的时域信道冲击响应进行时域去噪，会导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失，从而降低信道估计的准确性。
【发明内容】
[0014]本发明实施例提供了一种信道估计方法及装置，用以解决现有技术中存在的对频域信道冲击响应进行补零并对其进行时域去噪操作时，存在功率泄露现象从而导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失，从而降低信道估计准确性的问题。
[0015]一种信道估计方法，包括:
[0016]对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值；
[0017]确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息；
[0018]对所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列；
[0019]将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。
[0020]一种信道估计装置，包括:
[0021]频域信道估计模块，用于对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值；
[0022]定时信息确定模块，用于确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息；
[0023]第一序列添加模块，用于对频域信道估计模块得到的所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列；
[0024]第二序列处理模块，用于将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。
[0025]本发明的有益效果为:
[0026]本发明实施例提供了一种信道估计方法及装置，通过对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，以及根据复制的第一序列分别得到第一复件以及第二复件，并利用确定的表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息分别对所述第一复件和第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件以及第二复件分别添加在所述第一序列的低频端和高频端，得到频域信道估计的第二序列，从而使得将所述第二序列变换到时域进行时域去噪时，得到的时域序列符合第一序列的真实时域信道冲击响应，避免了功率的泄露，从而在提高信道定时估计精度的同时，解决了现有技术中存在的对导频序列的频域信道冲击响应进行补零并进行时域去噪时，由于时域信道冲击响应中存在包含有用信号的旁瓣，造成功率泄露从而导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失、降低信道估计的准确性的问题。
【专利附图】
【附图说明】
[0027]图1所示为现有技术中LTE系统的PUSCH块状导频结构示意图；
[0028]图2所示为理想信道下12点导频序列的频域信道冲击响应图；
[0029]图3所示为理想信道下12点导频序列的时域信道冲击响应图；
[0030]图4所示为理想信道下，将12点导频序列补零至16点时，所得到的频域信道冲击响应图；
[0031]图5所示为理想信道下，将12点导频序列补零至16点时，所得到的时域信道冲击响应图；
[0032]图6所示为理想信道下，将12点导频序列补零至128点时，所得到的频域信道冲击响应图；
[0033]图7所示为理想信道下，将12点导频序列补零至128点时，所得到的时域信道冲击响应图；
[0034]图8所示为本发明实施例一中信道估计方法的流程示意图；
[0035]图9所示为本发明 实施例二中信道估计装置的结构示意图。
【具体实施方式】
[0036]下面结合说明书附图对本发明实施例作进一步说明，但本发明不局限于下面的实施例。
[0037]实施例一:
[0038]如图8所示，为本发明实施例一中信道估计方法的流程示意图，所述方法包括以下步骤:
[0039]步骤101:对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值。
[0040]在本步骤101中，可以采用LS信道估计方法对接收到的导频序列进行信道估计，所得到的频域信道估计的第一序列可以表示为:
[0041]=Χ—.Υ = Η + Χ—1N ,
[0042]其中，H1 ,为频域信道估计的第一序列，X为发送端发送的导频向量，Y为接收端接收的经过信道后的导频向量，N是噪声和/或干扰，H为信道的频域响应。
[0043]具体地，所述频域信道估计的第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值，
即所述第一序列具体可以表示为Hls=[戌Hn./^]，其中!! = 1，2...1~为子载波数，表示在子载波η上的信道估计值。
[0044]需要说明的是，所述第一序列中信道估计值的个数即为所述第一序列的序列点数。
[0045]步骤102:确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信
肩、O[0046]所述定时信息为定时误差导致的附加在第一序列的相位偏移，具体可以为所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移。
[0047]进一步地，可以通过以下方式来确定所述定时信息:
[0048]方式一:按照所述第一序列中各信道估计值的排列顺序，将所述第一序列划分为包含相同数量信道估计值的前后两个子序列，分别确定后一个子序列中的各信道估计值相对于前一个子序列中相同位置的信道估计值的相位偏移，将确定的相位偏移之和进行平均，并将得到的平均相位偏移作为定时信息。具体地，若所述第一序列为HIIHls=[h1,h2…hn]，则所确定的定时信息Φ可以表示为:
[0049]
【权利要求】
1.一种信道估计方法，其特征在于，包括: 对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值； 确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息； 对所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列； 将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。
2.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于: 所述定时信息为所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移。
3.如权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，确定所述定时信息的方式具体为: 按照所述第一序列中各信道估计值的排列顺序，将所述第一序列划分为包含相同数量信道估计值的前后两个子序列，分别确定后一个子序列中的各信道估计值相对于前一个子序列中相同位置的信道估计值的相位偏移，将确定的相位偏移之和进行平均，并将得到的平均相位偏移作为定时信息；或者， 确定所述平均相位偏移的相偏复数，并将根据所述相偏复数确定的相偏基数作为定时信息。
4.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，根据复制的第一序列得到第一复件，利用确定的定时信息对·所述第一复件进行相位调整，将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，具体包括: 确定需要在所述第一序列低频端添加的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第一复件，利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的后C个信道估计值； 根据复制的第一序列得到第二复件，并利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，具体包括: 确定需要在所述第一序列高频端添加的第二复件的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第二复件，利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的前C个信道估计值。
5.如权利要求4所述的信道估计方法，其特征在于: 在所述第一复件和第二复件中，A个复制的第一序列与第一序列的距离小于所述C个信道估计值与第一序列的距离。
6.如权利要求5所述的信道估计方法，其特征在于: 在所述第一复件和第二复件中，对于A个复制的第一序列，位于第一序列越远位置的复制的第一序列，其相位调整幅度越大；对于所述C个信道估计值，其相位调整幅度大于任一所述复制的第一序列。
7.如权利要求6所述的信道估计方法，其特征在于: 所述第二序列中信道估计值的总个数为2的幂次方。
8.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，将所述第二序列变换到时域后，通过以下方式进行时域去噪操作: 在将所述第二序列变换到时域后得到的时域序列中，将序列索引值大于循环前缀CP长度值的序列索引对应的序列值置为零；或者， 在将所述第二序列变换到时域后得到的时域序列中，将序列索引值小于序列总索引值与CP长度值之差且大于CP长度值的序列索引对应的序列值置为零。
9.一种信道估计装置，其特征在于，包括: 频域信道估计模块，用于对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值； 定时信息确定模块，用于确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息； 第一序列添加模块，用于对频域信道估计模块得到的所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列； 第二序列处理模块，用于将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。
10.如权利要求9所述的信道估计装置，其特征在于: 所述定时信息确定模块确定的定时信息为所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移。
11.如权利要求10所述的信道估计装置，其特征在于，所述定时信息确定模块具体用于通过以下方式确定所述定时信息: 按照所述第一序列中各信道估计值的排列顺序，将所述第一序列划分为包含相同数量信道估计值的前后两个子序列，分别确定后一个子序列中的各信道估计值相对于前一个子序列中相同位置的信道估计值的相位偏移，将确定的相位偏移之和进行平均，并将得到的平均相位偏移作为定时信息；或者， 确定所述平均相位偏移的相偏复数，并将根据所述相偏复数确定的相偏基数作为定时信息。
12.如权利要求9所述的信道估计装置，其特征在于，所述第一序列添加模块根据复制的第一序列得到第一复件，并利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，具体包括: 确定需要在所述第一序列低频端添加的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第一复件，利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的后C个信道估计值； 所述第一序列添加模块根据复制的第一序列得到第二复件，并利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，具体包括: 确定需要在所述第一序列高频端添加的第二复件的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第二复件，利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的前C个信道估计值。
13.如权利要求12所述的信道估计装置，其特征在于: 在所述第一复件和第二复件中，A个复制的第一序列与第一序列的距离小于所述C个信道估计值与第一序列的距离。
14.如权利要求13所述的信道估计装置，其特征在于: 在所述第一复件和第二复件中，对于A个复制的第一序列，位于第一序列越远位置的复制的第一序列，其相位调整幅度越大；对于所述C个信道估计值，其相位调整幅度大于任一所述复制的第一序列。
15.如权利要求14所述的信道估计装置，其特征在于: 所述第二序列中信道估计值的总个数为2的幂次方。
16.如权利要求9所·述的信道估计装置，其特征在于，所述第二序列处理模块将所述第二序列变换到时域后，通过以下方式进行时域去噪操作: 在将所述第二序列变换到时域后得到的时域序列中，将序列索引值大于循环前缀CP长度值的序列索引对应的序列值置为零；或者， 在将所述第二序列变换到时域后得到的时域序列中，将序列索引值小于序列总索引值与CP长度值之差且大于CP长度值的序列索引对应的序列值置为零。
【文档编号】H04L25/02GK103546399SQ201210248267
【公开日】2014年1月29日 申请日期:2012年7月17日 优先权日:2012年7月17日
【发明者】陈立俊, 邓单 申请人:京信通信系统（中国）有限公司