一种非线性双环结构载波同步实现方法

文档序号:7983301阅读:296来源:国知局
一种非线性双环结构载波同步实现方法
【专利摘要】一种非线性双环结构载波同步实现方法。本发明属于数字通信【技术领域】。其特征为:该实现方法基于对接收信号相位的直接处理,在系统实现码元同步的情况下,能够快速实现系统载波同步。该方法首先通过载波频偏估计模块估计出接收信号载波频偏估值,然后根据该估值,通过载波相位估计模块,估算出载波相位误差,最后对载波相位进行相应的调整。该方法结构简单,主要功能模块通过延迟、反馈电路以及加法器实现,所以实现复杂度较低。同时该方法具备同步捕捉速度快、同步跟踪稳定等特点,较好的解决了算法性能与实现代价之间的矛盾。
【专利说明】一种非线性双环结构载波同步实现方法
[0001]【技术领域】本发明涉及一种数字解调载波同步实现方法,属数字通信【技术领域】。
[0002]【背景技术】M-PSK信号调制具有恒包络、功率有效性高等优点,被广泛应用与卫星通信、移动通信等领域。特别是先进信道编码的应用,使得低信噪比环境下实现可靠通信成为可能。但是,这也为整个系统提出了更高的要求,低信噪比下的载波同步实现技术就是一个要解决的关键技术之一。
[0003]根据业务模式的不同,通信系统一般可以分为突发模式通信和连续模式通信。在突发模式下,数据帧格式一般由帧头与数据部分组成,如图1所示。接收端通过帧头的同步码实现对载波信息的抽取,进而实现对数据部分的解析。而连续通信模式下,数据连续发送,中间会周期性的发送一些独特码字,用于消除相位模糊的问题,如图2所示。由于传输效率的限制,用于同步的码序列一般很短,特别是突发通信模式下,在有限的同步码内快速实现同步。这对同步电路提出了更高的要求。
[0004]目前实现M-PSK信号载波同步的技术有多中,常用的技术有基于锁相环(PLL)结构,如科斯塔环(Costas)以及其改进结构。但这种结构存在相位模糊的缺陷,尽管在连续模式下可以通过加入独特码字的方式消除掉相位模糊的现象。但是这种结构锁定信号时间较长,不适合突发模式通信,而且,当信噪比较低时,科斯塔环(Costas)还会出现载波相位模糊重复出现的现象(也叫跳周现象)。为进一步提高载波同步性能,一些新的结构被提出,如基于频偏估计及补偿的同步方法、以及基于最大似然估计的载波同步方法。但是目前提出的方法,有的同步精度得到了大幅提高,但是运算量较大;有的算法简单但是估计精度不够闻。
[0005]
【发明内容】
本发明的目的是针对现有载波实现方法的不足,提出了一种基于双环结构的非线性载波相位估计的MPSK系统载波同步实现方法。该方法具有实现复杂度低、同步精度闻、捕捉范围广等特点。
[0006]本发明的特征在于该方法包含两个信号处理步骤,载波频偏估计和基于载波相位估计,所述过程依次具有如下步骤:
[0007]A:当系统实现位同步以后,查找码元中最大信噪比的采样点作为最佳采样点,对相邻两个码元的最佳样点值求出差分相位,再用求得的差分相位估计载波频偏,
[0008]步骤Al:接收信号分为同相支路和正交支路,分别表示为I (kT)和Q(kT),即接收信号X(kT) = 1(1^)+]_0(1^),求出信号父(1^)的相位值0in(kT)。
[0009]步骤A2:根据步骤Al中求出的信号相位,利用差分电路求出相邻两个码元之间的差分相位值Λ Θ (k)。
[0010]步骤A3:根据上一时刻,即k-ι时刻频偏估计值,对步骤A2求出的差分相位值进行调整。
[0011 ] 步骤A4:将步骤A3处理输出信号进行取模运算,根据选用的调制方式确定相应的取模参数,同时引入调整因子h根据实际试验情况调整频偏估计值。
[0012]步骤A5:上一步骤处理结果的频偏估计需要进一步修正,采用的方法是根据上一码元时刻(k-Ι)的估计值,对步骤A4进行修正。[0013]步骤A6:将上一步骤输出的频偏估计值输送到下一模块,并保存到缓存器中,反馈至步骤A3和步骤A5,用于修正下一码元时刻频偏估值。
[0014]B:本模块就是利用步骤A5得到的接收信号的频偏估计值Af(k),对接收信号载波相位偏差进行估计。
[0015]步骤B1:接收信号相位值0in(k)与上一时刻(k-Ι)载波相位误差估值Δ 9c(k-l)相减,估算出相位误差Λ Θρ1 (k)
[0016]步骤B2:根据步骤A5得到的频偏估值,对步骤BI计算出的相位误差进行修正,得出修正值Λ 0p2(k)
[0017]步骤B3:将步骤B2处理输出信号Λ 0p2(k)进行取模运算,根据选用的调制方式确定相应的取模参数,比如解调信号为QPSK,则参数定为4。同时引入调整因子k2根据实际试验情况调整相位误差估计值。
[0018]步骤B4:根据步骤A5输出频偏估计信号和上一时刻(k-Ι)载波相位误差估值Δ 9c(k-l)对步骤B3输出信号进行修正,输出载波相位误差估计值Λ 0。(10。
[0019]步骤Β5:将上一步骤输出的相位估计值输送到下一模块,并保存到缓存器中,反馈至步骤A3和步骤Α5,用于修正下一码元时刻频偏估值。
[0020]步骤Β6:根据步骤Β4输出相位估计值,对接收信号载波相位Θ in(k)进行修正,得出实际接收信号载波相位估值em(k)。
[0021]本发明提出的基于外环反馈式码元同步方法,具有如下的几个优点:
[0022]1、结构简单,计`算量较少,易于使用FPGA等芯片实现;
[0023]2、由于根据误差估计量直接对误差进行修正,同步捕捉迅速、捕捉范围广;
[0024]3、同步精度闻,同步跟踪稳定;
[0025]4、在连续模式与突发模式下都能取得较好效果;
[0026]5、技术成熟,已经在产品中得到了成功应用。
【专利附图】

【附图说明】
[0027]图1突发模式帧格式图
[0028]图2连续模式帧格式
[0029]图3载波同步原理图
[0030]图4载波频偏估计原理图
[0031]图5载波相位估计原理图
【具体实施方式】
[0032]本发明是一种非线性双环结构快速载波同步实现方法。主要过程分两部分,即载波频偏估计与载波相位估计,如图3所示,下面对各功能模块的具体实施过程进行说明:
[0033]A:当系统实现位同步以后,查找码元中最大信噪比的采样点作为最佳采样点,对相邻两个码元的最佳样点值求出差分相位,再用求得的差分相位估计载波频偏。示意图为图4
[0034]步骤Al:接收信号分为同相支路和正交支路,分别表示为I (kT)和Q(kT),即接收信号X(kT) = 1(1^)+]_0(1^),求出信号父(1^)的相位值0in(kT)。此时相位值为:[0035]Θ in(kT) = arg[Q(kT)/I(kT)] = 2 Π Δ f (k) kT+ Φmod (kT) + Δ Φ0 (kT) + Φη(kT)
(I)
[0036]其中,T为信号周期,Af (k)为收发载波频偏,Φ-Ο?Τ)为第k个接收码元相位,ΔΦ0(Μ)为第k个码元收发载波初始相位差,Φη(Μ0为第K个码元随机噪声相位统计量。
[0037]步骤Α2:根据步骤Al中求出的信号相位,利用差分电路求出相邻两个码元之间的差分相位值Λ Θ (k)。其输出结果为:
[0038]Δ Θ (k) = Θ (kT) - Θ ((k_l)T) = Δ C>mod(k) + Δ ω (k) + Δ C>n(k)(2) [0039]其中,Δω (k) = 2 Π Af(k), ΛΦ-GO = η( Π/2) (η 为整数),Λ Φη00 为均值为O的随机噪声。
[0040]步骤A3:根据上一时刻(即k-Ι时刻)估计频偏值Λ f (k-Ι)对步骤A2求出的差分相位值进行调整,得到估计值调Λ Θ (k)',整方法为:
[0041]Δ Θ (k)' = Δ Θ (k) - Δ f (k~l)(3)
[0042]步骤A4:将步骤A3处理输出信号进行取模运算,根据选用的调制方式确定相应的取模参数,(比如解调信号为QPSK,则参数定为4)。同时引入调整因子匕根据实际试验情况调整频偏估计值。
[0043]Af' (k) = (Δ Θ (k)'mod( Π/M))*^(4)
[0044]步骤A5:上一步骤处理结果的频偏估计需要进一步修正,采用的方法是根据上一码元时刻(k-Ι)的估计值,对步骤A4进行修正。即
[0045]Δ f (k) = Af' (k) + Δ f (k~l)(5)
[0046]步骤A6:将上一步骤输出的频偏估计值输送到下一模块,并保存到缓存器中,反馈至步骤A3和步骤A5,用于修正下一码元时刻频偏估值。
[0047]B:本模块就是利用步骤A5得到的接收信号的频偏估计值Af(k),对接收信号载波相位进行估计。原理示意图如图5:
[0048]步骤B1:接收信号相位值0in(k)与上一时刻(k-Ι)载波相位误差估值Δ 9c(k-l)相减,估算出相位误差Λ 0pl(k),即:
[0049]Δ Θ pl (k) = Θ (k) - Δ Θ c (k~l)(6)
[0050]步骤B2:根据步骤A5得到的频偏估值,对步骤BI计算出的相位误差进行修正,得到修正值Λ 0p2(k),即:
[0051]Δ Θ p2 (k) = Δ Θ pl (k) - Δ f (k)(7)
[0052]步骤Β3:将步骤B2处理输出信号进行取模运算,根据选用的调制方式确定相应的取模参数,同时引入调整因子k2根据实际试验情况调整相位误差估计值Λ 0p3(k)。
[0053]Δ θ ρ3 (k) = (Δ θ p2(k)mod( Π/M))*k2(8)
[0054]步骤Β4:根据步骤Α5输出频偏估计信号和上一时刻(k_l)载波相位误差估值Δ 9c(k-l)对步骤B3输出信号进行修正,输出最终载波相位误差估计值。即:
[0055]Δ Θ c(k) = Δ Θ p3 (k) + Δ f (k) + Δ Θ c(k~l)(9)
[0056]步骤Β5:将上一步骤输出的相位估计值输送到下一模块,并保存到缓存器中,反馈至步骤BI和步骤B4,用于修正下一码元时刻频偏估值。
[0057]步骤B6:根据步骤B4输出相位估计值,对接收信号载波相位Θ in(k)进行修正,得出实际接收信号载波相位估值em(k),即:[0058] 0u(k)-0(k)-Δ0(k)

(10)
【权利要求】
1.一种实现载波同步的方法,其特征在于该方法包含两个信号处理步骤,载波频偏估计和基于载波相位估计,所述过程依次具有如下步骤: A:当系统实现位同步以后,查找码元中最大信噪比的采样点作为最佳采样点,对相邻两个码元的最佳样点值求出差分相位,再用求得的差分相位估计载波频偏: 步骤Al:接收信号分为同相支路和正交支路,分别表示为I (kT)和Q (kT),即接收信号X(kT) = I(kT)+jQ(kT),求出信号 X(kT)的相位值 0in(kT)。 步骤A2:根据步骤Al中求出的信号相位,利用差分电路求出相邻两个码元之间的差分相位值Λ Θ (k)。 步骤A3:根据上一时刻(即k-Ι时刻)频偏估计值,对步骤A2求出的差分相位值进行调整。 步骤A4:将步骤A3处理输出信号进行取模运算,根据选用的调制方式确定相应的取模参数,同时引入调整因子Ic1根据实际试验情况调整频偏估计值。 步骤A5:上一步骤处理结果的频偏估计需要进一步修正,采用的方法是根据上一码元时刻(k-Ι)的估计值,对步骤A4进行修正。 步骤A6:将上一步骤输出的频偏估计值输送到下一模块,并保存到缓存器中,反馈至步骤A3和步骤A5,用于修正下一码元时刻频偏估值。 B:本模块就是利用步骤A5得到的接收信号的频偏估计值AfGO,对接收信号载波相位偏差进行估计:` 步骤B1:接收信号相位值0in(k)与上一时刻(k-Ι)载波相位误差估值Λ 0c(k-l)相减,估算出相位误差Λ 0pl(k) 步骤B2:根据步骤A5得到的频偏估值,对步骤BI计算出的相位误差进行修正,得出修正值 Λ 0p2(k) 步骤B3:将步骤B2处理输出信号△ 0p2(k)进行取模运算,根据选用的调制方式确定相应的取模参数,比如解调信号为QPSK,则参数定为4。同时引入调整因子k2根据实际试验情况调整相位误差估计值。 步骤B4:根据步骤A5输出频偏估计信号和上一时刻(k-Ι)载波相位误差估值Δ 9c(k-l)对步骤B3输出信号进行修正,输出载波相位误差估计值Λ 0。(10。 步骤Β5:将上一步骤输出的相位估计值输送到下一模块,并保存到缓存器中,反馈至步骤A3和步骤Α5,用于修正下一码元时刻频偏估值。 步骤Β6:根据步骤Β4输出相位估计值,对接收信号载波相位Θ in(k)进行修正,得出实际接收信号载波相位估值em(k)。
【文档编号】H04L27/22GK103685116SQ201210345218
【公开日】2014年3月26日 申请日期:2012年9月18日 优先权日:2012年9月18日
【发明者】马正新, 王毓晗, 李刚 申请人:昆明至上力合科技有限公司
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