频率误差的估测方法
【专利摘要】本发明为估测方法，根据接收信号而估测传送端与接收端间的频率误差，包含：在第一期间，接收并储存第一部份的接收信号；在第二期间，利用L个扫描频率对第一部份的接收信号移频，以得出与L个扫描频率相对应的多个第一部份移频信号，其中L为正整数；对这些第一部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第一部份相关性计算结果；在第二期间，接收并储存第二部份的接收信号；在第三期间，利用L个扫描频率对第二部份的接收信号移频，以得出与L个扫描频率相对应的多个第二部份移频信号；对这些第二部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第二部份相关性计算结果；以及根据这些第一部份相关性计算结果与这些第二部份相关性计算结果估测频率误差。
【专利说明】频率误差的估测方法
【技术领域】
[0001]本发明是有关于一种估测频率误差的方法，且特别是有关于一种根据相关性计算结果而估测频率误差的方法。
【背景技术】
[0002]宽频码分多址多重存取(WidebandCode Division Multiple Access,简称为WCDMA)是一种数字化的第三代移动通信技术。
[0003]在WCDMA系统中，当传送端(基站)将数据送出前，需使用展频编码(SpreadingCode)将窄频信号展成宽频信号,再透过扰乱码(Scrambling Code)搅乱后送给接收端(手机)。其中数据的单位称为比特(bit)，而展频后序列的单位则称为码片(chip)。WCDMA系统传送时的码率(Chip Rate)为3.84Mcps，所以WCDMA系统实际上使用的频宽为3.84MHz。
[0004]为了使接收端能回复由传送端所传送的基频信号，手机必须先跟基站完成同步，否则接收端与传送端将因为时间不同步的缘故，而无法准确的回复基频信号。
[0005]请参见图1，其是WCDMA系统中的传送端与接收端的信号处理示意图。附图左侧代表基站的信号处理流程，附图右侧则代表手机的信号处理流程。
[0006]在传送端，基站振荡器106会产生载波信号(Carrier),基频信号透过混频器102而利用载波信号进行增频后，将产生传送信号。为了便于识别，以下利用fb代表基频信号的频率，并以f。代表载波信号的频率。
[0007]基频信号的频率fb经过混频器102后，产生频率为fb±f。的混波信号。混波信号经由滤波器(未绘示)而选择`以fb+f。或fb_f。作为传送信号的频率。传送信号由基站的天线传送至移动通信网络10后，再由手机端的天线接收。
[0008]一旦手机接收了接收信号后，手机端的混频器101会利用本地端震荡器105所产生的参考震荡信号而对接收信号进行移频。
[0009]理论上，参考震荡信号的频率f；ef与载波信号的频率f。会彼此相等，因而能完整的自接收信号中回复得到基频信号。但是在实际应用时，接收信号经过参考震荡信号移频后，实际得出的移频信号与传送端的基频信号两者并不完全相同。除了传送过程的杂讯外，参考震荡信号的频率fMf，以及基站振荡器产生的载波信号的频率f。并不会完全一致，使得两者间存在频率误差(fCTrorZfref-f。)，这个频率误差far。!.将影响手机端进行解调制时得出的数据内容。
[0010]根据WCDMA的规范，所有的基站都使用相同的主要同步通道(PrimarySynchronization Channel,简称为PSCH)序列，而手机端也预存有PSCH序列。一般说来，接收端会使用PSCH相关器103，对移频信号内的PSCH序列进行相关性计算(correlationcalculation)，并根据相关性计算结果而估测频率误差。关于PSCH相关器103的用法，请进一步搭配图2A、2B的说明。
[0011]为了估测参考震荡信号与载波信号之间的频率误差，对参考震荡信号进行频率校正的作法可以分为粗调校正与微调校正两类。[0012]其中，粗调校正的目的是对参考震荡信号的频率fMf作初步的校正，使频率误差 能先缩小至频率扫描级距Af的范围内。当粗调校正完成后，接着再对参考震荡信号
的频率进行微调校正。此处是以频率粗调作为讨论的对象。
[0013]请参见图2A，其将频率扫描区段划分为多个扫描频率，其中各个扫描频率彼此间隔一个频率扫描级距，并据此而估测误差频率的示意图。
[0014]如前所述，PSCH序列为WCDMA系统预先提供的，因此，已知的PSCH序列便被用于估测接收端的频率(参考震荡信号的频率fMf)与传送端的频率(载波信号的频率f。)之间
的频率误差fOTOT。
[0015]采用PSCH相关器进行相关性计算时，若参考震荡信号的频率4#与载波信号的频率f。之间的频率误差越小，则相关性计算结果所得出的数值会越大。反之，若参考震荡信号的频率fMf与载波信号的频率f。之间的频率误差越大，则相关性计算结果所得出的数值会越小。因此，接收端便能利用这个特性而校正本地端震荡器105所产生的参考震荡信号fref,进而达到频率粗调的目的。
[0016]如图2A所示，已知技术进行频率粗调校正的作法是，在频率扫描区段中，区分为多个不同的扫描频率(sweep frequency),并逐一把各个扫描频率当作参考震荡信号匕^来进行测试。
[0017]为了便于说明，此处假设频率扫描区段被画分为23个扫描频率，并以不同的编号代表不同的扫描频率，亦即，扫描频率A代表在频率扫描区段中的第i个扫描频率。此外，接收信号搭配各个扫描频率，而经由PSCH相关器103计算得出的相关性计算结果也依照相对应的扫描频率而编号。
[0018]例如:根据第一个扫描频率而得出的第一个相关性计算结果yl、根据第二个扫描频率f2而得出的第二个相关性计算结果y2，其余类推。
[0019]在频率扫描区段中的每个扫描频率&彼此间有一预设的频率扫描级距Λ f。关于频率扫描区段、扫描频率、频率扫描级距的选择会根据手机应用与系统的规划而异，此处仅讨论其作法，其实际数值的选择与定义方式则不多探讨。
[0020]接着，根据频率扫描区段中的每个扫描频率&可得出相关性计算结果yi。之后，再利用相关性计算结果Ji的比较，而得出相关性计算结果的最大值ymax。
[0021]更进一步来说，当相关性计算结果yi为最大值时，与其相对应的扫描频率A将使频率误差趋近于频率粗调校正时所能降低的最小值。
[0022]请参见图2B，其是根据相关性计算结果取出极大值的示意图。透过天线接收了接收信号后，对接收信号内的取样数据进行相关性的计算。已知技术的作法是，对每一个扫描频率都先进行相关性计算，因此，每一个扫描频率都会对应得到一个峰值。
[0023]根据图2A的扫描频率而进行相关系计算，将各个扫描频率对应计算得出的峰值记录后，将得出类似图2B所示的波形。假设其中的极大值ymax对应于f13，因此，可以估测扫描频率大约为fi=f13时，其相关性计算结果具有最大值。
[0024]如前所述，当扫描频率与载波信号的频率间的频率误差越小，相关性计算结果的值会最大；如果频率误差越大时，其相关性计算的值会递减。亦即，根据图2B的波形，可以估测当参考震荡信号的频率为第十三个扫描频率f13时，最接近载波信号的频率f。。
[0025]据此，已知技术便将本地端的振荡器107所产生的参考震荡信号校正为前述对应于最大相关性结果的扫描频率fd=f13。
[0026]综上所述，已知技术的作法是在频率扫描区段中，尝试以不同的扫描频率当作参考震荡信号的频率fMf，并找出其中使相关性计算结果为最大值的扫描频率。此种根据扫描频率A的改变而一一被测试与验证的方式，被用来做为参考震荡信号的频率粗调校正使用。
[0027]请参见图2C，其是整理已知技术根据时间与频率两个轴向估测频率误差的示意图。
[0028]根据WCDMA的定义,信号传送时以长度为IOms码巾贞(Frame)为单位,其中每个码中贞中包含着15个时隙。此处将码巾贞I包含的时隙编号为I?15。其中，每一个时隙中包含2560个子码。因此，时隙I包含了码片I?2560。
[0029]根据前述说明可以得知，利用不同的扫描频率当作参考震荡信号的频率时，代表要反复调整混频器的频率。之后，再重新由天线接收新的接收信号，然后以另一个扫描频率进行相关性计算。频率扫描区段的范围越广、接收信号的长度越长，代表利用接收信号进行尝试的次数越多、相关性计算的过程也越长。
[0030]同样假设手机端在进行校正时提供了 23个扫描频率(fl、f2...、f23)，代表每一个取样数据都要各自尝试23次的相关性计算。
[0031]根据取样原理，取样数据必须是每一个码片的至少2倍。由于每一个时隙都个自包含了 2560个码片，并因取样原理的考量而至少需要取得5120笔取样数据。此外，针对各笔取样数据，都需要以23个扫描频率进行测试。由此可以发现，对于一个时隙长度的接收信号而言，必须进行5120 * 23次的相关性计算。
[0032]然而，仅使用一个时隙的接收信号，并不足以估测频率误差。例如:若需使用48个时隙时，需要48 * 5120 * 23次的相关性计算。也就是说，随着需要使用的时隙个数递增，已知技术对其进行相关性计算的次数也大幅增加。
[0033]因此，假设用于进行频率校正所需的接收信号为Λ Τ，且假设该接收信号所需的处理时间可忽略，并对L个扫描频率以轮序方式进行频率扫描时，则此种作法所需的处理时间相当于AT*L。由此可以发现，此种反复进行相关性计算的方式相当没有效率。此外，对于刚开机、丧失系统服务、在漫游时进行背景网络搜寻等情况，这种作法将导致手机在进行细胞搜寻的过程中，耗费过多的功率。
[0034]请参见图3，其已知技术采用的一种加速频率误差估测的示意图。简单来说，此种作法先将接收信号转换为数字格式后，全部储存于存储器中，之后再以数字的方式对存储器所储存的数字格式数据进行移频的处理。
[0035]首先利用模拟数字转换单元201将接收信由模拟格式转换成数字格式。接着，利用数据储存单元209将数字格式的接收信号储存起来。
[0036]由于接收信号以数字的格式储存于数据储存单元209中，让后续进行计算时，可以用数字的方式，直接对数字格式的接收信号进行移频与相关性计算。也就是说，图3中用来进行移频的混频器202、PSCH相关器203、加权总和计算205、判断器207都是在数字状态(digital domain)中进行。
[0037]同样假设以23个扫描频率对48个时隙长度的接收信号进行频率误差的估测时，首先需要花费48个时隙长度的时间进行接收信号的储存，后续进行48 * 5120*23次的相关性计算过程是在手机内部进行，不必重复由基站接收，因而大幅减少所需的时间。
[0038]假设对N个时隙而言，后续进行移频与相关性计算总共需花费Λ S的处理时间，则根据图3作法所需花费的总时间相当于Λ T+ Δ S。
[0039]图3所示的实现方式以数字的方式进行对各个扫描信号的移频、PSCH相关性计算、加权总和计算，以及估测频率误差，进而大幅改善整体的处理速度。
[0040]然而,此种记录并播放(record-and-replay)的方式虽然减少了频率误差的估测时间，却需要在接收端提供一个容量很大的数据储存单元209。
[0041]以使用48个时隙的接收信号为例，总共需要录制48 * 5120笔取样数据。由于取样数据在处理时会分为实数分支(1-branch)、虚数分支(Q-branch)两部份,假设一个实数分支和一个虚数分支均各自为八个比特长度，则数据储存单元209所需的存储器大小(buffer size)相当于 48*5120 * (8+8)比特。
[0042]此种作法必须将经过参考震荡信号移频后的接收信号(即，初始移频信号)记录在缓冲区(buffer)里，才能针对不同的扫描频率而被重复播放。如果希望频率误差的估测越准确，图3的作法也需要越大容量的数据储存单元209。此种作法虽然提升了处理速度，但却需要额外储存码片数据的存储器空间，使得硬件成本大增。
[0043]请参见图4，其是比较前述两种已知技术所需处理时间与储存空间的示意图。由此附图可以看出，虽然图1的架构不需要使用额外的储存空间，但是所需花费的时间相当长。反之，图3的架构所需要的处理时间较短，但是所需要的储存空间却大幅增加。
[0044]根据前述说明可以得知，已知技术的作法分别需要花费过长的处理时间，或是需要大容量的储存空间。因此，如何兼顾处理时间与硬件成本便成为一个重要的课题。
【发明内容】
[0045]本发明的一方面有关于一种估测方法，根据一接收信号而估测一传送端与一接收端间的一频率误差，该估测方法包含以下步骤:在一第一期间，接收并储存一第一部份的该接收信号；在一第二期间，利用L个扫描频率对该第一部份的该接收信号移频，以得出与该L个扫描频率相对应的多个第一部份移频信号，其中L为正整数；对这些第一部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第一部份相关性计算结果；在该第二期间，接收并储存一第二部份的该接收信号；在一第三期间，利用该L个扫描频率对该第二部份的该接收信号移频，以得出与该L个扫描频率相对应的多个第二部份移频信号；对这些第二部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第二部份相关性计算结果；以及根据这些第一部份相关性计算结果与这些第二部份相关性计算结果估测该频率误差。
[0046]本发明的另一方面有关于一种估测装置，根据一接收信号而估测一传送端与一接收端间的一频率误差，包含:一暂存单元，在一第一期间，储存一第一部份的该接收信号，以及于一第二期间，储存一第二部份的该接收信号；一混频器，在该第二期间，利用L个扫描频率对该第一部份的该接收信号移频，以得出与该L个扫描频率相对应的多个第一部份移频信号，以及于一第三期间，利用该L个扫描频率对该第二部份的该接收信号移频，以得出与该L个扫描频率相对应的多个第二部份移频信号；一同步通道相关器，耦接于该混频器，对这些第一部份移频信号进行一相关性计算，以得出多个第一部份相关性计算结果，以及对这些第二部份移频信号进行该相关性计算，以得出多个第二部份相关性计算结果；以及一判断器，根据这些第一部份相关性计算结果与这些第二部份相关性计算结果估测该频率误差。
[0047]为了对本发明的上述及其他方面有更佳的了解，下文特举较佳实施例，并配合附图，作详细说明如下:
【专利附图】
【附图说明】
[0048]图1，其是WCDMA系统中的传送端与接收端的信号处理示意图。
[0049]图2A，其是将频率扫描区段划分为多个扫描频率，其中各个扫描频率彼此间隔一个频率扫描级距，并据此而估测误差频率的示意图。
[0050]图2B，其是根据相关性计算结果取出极大值的示意图。
[0051]图2C，其是整理已知技术根据时间与频率两个轴向估测频率误差的示意图。
[0052]图3，其是已知技术采用的一种加速频率误差估测的示意图。
[0053]图4，其是比较前述两种已知技术所需处理时间与储存空间的示意图。
[0054]图5A，其是根据本发明构想的较佳实施例，将接收信号区分为八个部份后，分别进行相关计算的不意图。
[0055]图5B，其是图5A的较佳实施例中，信号暂存单元用于储存第一部份的接收信号的示意图。
[0056]图5C，其是图5A的较佳实施例中，计算结果暂存单元用于储存第一部份相关性计算结果的示意图。
[0057]图其是针对接收信号的不同部份而储存各个部份所计算得出的相关性计算结果的示意图。
[0058]图6A，其是于第一部份的接收信号经过移频、相关性计算后，利用计算结果暂存单元储存第一部份加总计算结果的示意图。
[0059]图6B，其是于第二部份的接收信号亦经过移频、相关性计算后，利用计算结果暂存单元储存第二部份加总计算结果的示意图。
[0060]图6C，其是于第八部份的接收信号亦经过移频、相关性计算后，利用计算结果暂存单元储存第八部份加总计算结果的示意图。
[0061]图7，其是根据前述说明与图5A的架构，对于接收信号进行频率误差估测的流程图。
[0062]图8，其是根据图5A的架构，进一步提升图7估测频率误差的速度的流程图。
[0063]图9A，其是根据本发明构想的较佳实施例，兼顾处理时效与储存空间的接收端的估测装置方块图。
[0064]图9B，其是利用管线化作法，提升图9A的系统架构的估测作法的示意图。
[0065]图9C，其是将接收信号区分为N个部份后，以管线排程方式进行频率估测的示意图。
[0066]主要元件符号说明
[0067]混频器101、102、202、402、602
[0068]本地端震荡器105
[0069]PSCH 相关器 103、203、403、603[0070]移动通信网络10
[0071]基站振荡器106
[0072]模拟数字转换单元201、401、601
[0073]数据储存单元209
[0074]判断器207、407、607
[0075]信号暂存单元409a、609a
[0076]计算结果暂存单元409b、609b
[0077]控制单元608
【具体实施方式】
[0078]根据本发明构想的较佳实施例，提供了一种估测频率误差时，能兼顾处理时间与储存空间的作法。为了便于说明，以下的较佳实施例将以长度为48个时隙的接收信号搭配23个扫描频率为例，说明本发明估测频率误差的作法。须注意的是，在实际应用时，时隙个数扫描频率并不以此为限。
[0079]请参见图5A，其是根据本发明构想的较佳实施例，将接收信号区分为八个部份后，分别进行相关计算的示意图。
[0080]在此较佳实施例中，使用时脉计数器(clock counter)，将接收信号化分为不同的部份。举例来说，假设AT长度的接收信号包含48个时隙，将接收信号区分为8个部份(Gl?G8)，其中每一个部份均包含6个时隙。
[0081]如图5A所示，第一部份的接收信号Gl包含了时隙1、时隙2、时隙3、时隙4、时隙
5、时隙6 ;第二部份的接收信号G2包含了时隙7、时隙8、时隙9、时隙10、时隙11、时隙12。其余各部份所包含的时隙可参见图5A，此处不再列出。同样的，在实际应用时，如何将AT长度的接收信号区分为不同部份，以及各部份所包含的时隙个数并不需要被限定。
[0082]在此较佳实施例中，第一部份的接收信号(时隙I?时隙6)透过模拟数字转换单元401转换为数字格式后，被储存于信号暂存单元409a。接着，混频器402利用参考震荡信号fMf对第一部份的接收信号移频，得出与与23个频率相对应的多个第一部份移频信号。以及，利用PSCH相关器403进行PSCH相关性计算。据此，将对应得出第一部份相关性计算结果Cor_gl。随后，再将第一部份相关性计算结果Cor_gl储存于计算结果暂存单元40%。
[0083]当接收端对第一部份的接收信号Gl完成移频、相关性计算，并将第一部分的相关性计算结果Cor_gl储存在计算结果暂存单元409b时,接收端会同时对第二部份的接收信号G2进行类似的处理。
[0084]也就是说，接收端利用信号暂存单元409a储存转换为数字格式后的时隙7?时隙12 (相当于第二部份的接收信号)。接着，同样以23个不同的扫描频率对其移频后，得出多个第二部份移频信号。据此，再进一步利用PSCH相关器403进行相关性计算，进而得出与第二部份的接收信号G2相对应的第二部分相关性计算结果Cor_g2。
[0085]在此较佳实施例中，假设将48个时隙区分为8个部份，因此，前述的处理流程将重复八次，共得出八个部分的相关性计算结果(Cor_gl、Cor_g2、Cor_g3、Cor_g4、Cor_g5、Cor_g6、Cor_g7> Cor_g8)。
[0086]其后，再根据这八个部份的相关性计算结果进行累加(accumulation)后，根据累加的结果估测频率误差。更进一步来说，由于这八个部份的相关性计算结果对应于23个扫描频率，根据累加的相关性计算结果，找出其中具有最大值的累加相关性计算结果，以其对应的扫描频率作为频率误差的估测结果。
[0087]根据前述说明可以得知，第5A图的较佳实施例不需要提供一个足供储存48个时隙的储存空间，改用两个较小的暂存单元(信号暂存单元409a与计算结果暂存单元40%)来实现。
[0088]请参见图5B，其是图5A的较佳实施例中，信号暂存单元用于储存第一部份的接收信号的示意图。信号暂存单元409a首先用来储存时隙I?时隙6的接收信号，待第一部份的接收信号经过后续的运算处理后，信号暂存单元409a将被用于分别储存第二部份的接收信号；待第二部份的接收信号经过后续的运算处理后，信号暂存单元409a将被用于分别储存第三部份的接收信号，其余类推。
[0089]采用此种作法时，信号暂存单元409a可被重复用来储存不同部份的接收信号，因而只需要较小的储存空间。同样假设对每一个码片取样两次，且每一笔取样数据的一个实数分支和一个虚数分支各自为八个比特长度，则接收信号数据储存单元409a所需的存储器大小相当于6 * 5120 * (8+8)比特。
[0090]请参见图5C，其是图5A的较佳实施例中，计算结果暂存单元409b用于储存第一部份相关性计算结果的示意图。
[0091]如前所述，图5A所代表的接收端会对于不同部份的接收信号分别进行扫描频率的移频、相关性计算等步骤。对于第一部份的接收信号而言，将经过这些计算过程而对应得出第一部份相关性计算结果Cor_gl ;对于第二部份的接收信号而言，将经过这些计算过程而对应得出第二部份相关性计算结果Cor_g2,其余类推。
[0092]换言之，根据本发明构想的较佳实施例，计算结果暂存单元40%被用来储存与不同部份的接收信号相对应计算得出的相关性计算结果(Cor_gl、Cor_g2、Cor_g3、Cor_g4、Cor_g5、Cor_g6、Cor_g7、Cor_g8)。因此,经过了对八个部份的接收信号进行移频、相关性运算后，计算结果暂存单元40%的数据内容如图所示。
[0093]请参见图其是针对接收信号的不同部份而储存各个部份所计算得出的相关性计算结果的示意图。
[0094]此附图的每一列代表独立的储存空间，因此，如果计算结果暂存单元40%要用于储存，因应八个部份的接收信号所计算得出的各个部份相关性计算结果(Cor_gl、Cor_g2、Cor_g3、Cor_g4、Cor_g5、Cor_g6、Cor_g7、Cor_g8)时,相当于要提供 8 个暂存空间。
[0095]其中，计算结果暂存单元的第一部份暂存空间用于储存第一部份相关性计算结果Cor_gl ;计算结果暂存单元的第二部份暂存空间用于储存第二部份相关性计算结果Cor_g2。同样的，计算结果暂存单元的其余部份亦对应用于储存不同部份的相关计算结果。
[0096]根据图5B的信号暂存单元与图的计算结果暂存单元40%的排列方式可以得知，根据本发明构想的较佳实施例，可以将原本需要储存48个时隙所需的储存空间大幅减少至六个时隙所需的储存空间(信号暂存单元409a)与八组用于储存相关性计算结果所需的储存空间(计算结果暂存单元40%)的总和。
[0097]本发明对图5A的架构提供了另一种作法，可以进一步减少计算结果暂存单元40%所需使用的储存空间。以下利用图6A、6B、6C说明，采用此种作法时，如何利用计算结果暂存单元储存加总后的加总计算结果，而非个别的相关性计算结果。
[0098]请参见图6A，其是在第一部份的接收信号经过移频、相关性计算后，利用计算结果暂存单元40%储存第一部份加总计算结果的示意图。在此附图中，第一部份加总计算结果相当于，第一部份相关性计算结果Cor_gl。
[0099]请参见图6B，其是在第二部份的接收信号亦经过移频、相关性计算后，利用计算结果暂存单元40%储存第二部份加总计算结果的示意图。
[0100]此附图代表对第二部份的接收信号进行扫描频率的移频、相关性计算后，将计算得出的第二部份相关性计算结果Cor_g2与图6A中已经储存了的第一部份相关性计算结果Cor_gl加总后，得出与L个扫描频率相对应的L个加总计算结果，接着将这L个加总计算结果再度回存至计算结果暂存单元。
[0101]因此，计算结果暂存单元此时所储存的第二部份加总计算结果，实际上相当于第一部份相关性计算结果Cor_gl与第二部份相关性计算结果Cor_g2的加总结果。
[0102]同理，每一个部分的接收信号经过扫描频率的移频、相关性计算后，亦将根据计算得出的相关性计算结果与计算结果暂存单元40%所预存的加总计算结果加总。接着，再利用加总的结果更新在计算结果暂存单元40%内的加总计算结果。由于加总计算结果会随着时间的经过而更新，原本储存的内容被读出后会被加总后更新，不再根据不同部份的加总计算结果而提供个别的储存空间。
[0103]请参见图6C，其是在第八部份的接收信号亦经过移频、相关性计算后，利用计算结果暂存单元40%储存第八部份加总计算结果的示意图。
[0104]此附图延续图6B的作法，当第八部份的接收信号也被接收、进行移频与相关性计算后，将得出第八部份相关性计算结果Cor_g8。将第八部份相关性计算结果Cor_g8—并与先前储存的第七部份加总计算结果(Cor_gl+Cor_g2+Cor_g3+Cor_g4+Cor_g5+Cor_g6+Cor_g7)加总后，将得出第八部份加总计算结果(Cor_gl+Cor_g2+Cor_g3+Cor_g4+Cor_g5+Cor_g6+Cor_g7+Cor_g8)。
[0105]根据图6A、6B、6C的说明可以得知，累加相关性计算结果的储存空间可以重复使用，是故，图所示的八个暂存相关性计算结果的储存空间，可再进一步简化为仅供一个用于储存加总计算结果的储存空间。
[0106]归纳前述的说明可以得知，当采用图5A的架构时，接收端所需要的储存空间总共有两个部份，分别是信号暂存单元409a，以及计算结果暂存单元40%。与图3相较，采用图5A图的架构时，能够以相同的处理速度处理ΔΤ时间内的接收信号，并大幅减少了所需使用的储存空间。
[0107]请参见图7，其是根据前述说明与图5A的架构，对于接收信号进行频率误差估测的流程图。此图式仅列出对第一部份的接收信号，与对第八部份的接收信号进行接收、储存、计算的相关流程。
[0108]首先，对第一部份接收信号的处理为:接收并储存第一部份的接收信号(步骤S711);对第一部份的接收信号进行取样、利用扫描频率对取样数据移频、进行相关性计算(步骤S712);以及，计算并储存第一加总计算结果(步骤S713)。
[0109]接着，对于其他部份的接收信号也将重复进行类似的处理流程。
[0110]最后，对第八部份接收信号的处理为:接收并储存第八部份的接收信号(步骤S781);对第八部份的接收信号进行取样、利用扫描频率对取样数据移频、进行相关性计算(步骤S782);以及，计算得出第八加总计算结果后，根据第八加总计算结果而估测频率误差(步骤S783)。
[0111]根据图7的流程可以发现，每一个部份的接收信号都经过了接收、储存、取样、移频、相关性计算的流程。由于接收信号被区分为八个部份，所以类似的流程也进行了八次，形成了一个循环的过程。
[0112]根据本发明构想的另一个较佳实施例，针对图7的流程进一步提供了改进处理速度的作法。简单来说，这个较佳实施利会在进行前述循环步骤的过程中，判断是否可以提前结束，让整体的循环流程可以减少循环的次数。
[0113]请参见图8，其是根据图5A的架构，进一步提升图7估测频率误差的速度的流程图。此处同样以前述包含48个时隙的接收信号为例，将接收信号区分为8个部份，并以j=I?8代表不同部份的接收信号。
[0114]首先接收并储存第j部分的接收信号(步骤S51);对第j部份的接收信号取样，利用扫描频率Π?f23对取样数据移频，得出第j部分的相关性计算结果(步骤S52)。
[0115]接着，将第j部分的相关性计算结果一并累加后，更新计算结果暂存单元所储存的加总计算结果(步骤S53)。如前所述，这个步骤是将第j部份的相关性计算结果与第(j-Ι)加总计算结果加总后得出第j加总计算结果。
[0116]在得出第j加总计算结果后，判断j是否小于8(步骤S54)。如果j =8，便根据第8加总计算结果估测频率误差(步骤S55)。
[0117]如果j〈8成立，则进一步根据第j加总计算结果，判断预设条件是否符合(步骤S56)。关于预设条件的详细说明将留待后述。
[0118]如果预设条件符合时，便利用第j加总计算结果来估测频率误差(步骤S58)。反之，则继续接收下一个部份的接收信号并重复图8的流程至j = 8。
[0119]步骤S58指的是,根据部份累加(partial accumulation)的结果来估测频率误差，当估测流程进入步骤S58时，代表接收信号并不需要全部接收后才能判断频率误差。此处估测频率误差的方式与根据全部累加结果的估测方式类似，也就是将第j加总计算结果中，与具有最大累加值者相对应的扫描频率作为频率误差的估测结果。
[0120]接着说明步骤S56所指的预设条件:
[0121]第j加总计算结果是对应于扫描频率进行移频、相关性计算与累加而得出，第j加总计算结果共包含与L个频率相对应的值。
[0122]因此，根据第j加总计算结果而得出一个加总计算结果极大值；以及，根据第j加总计算结果而得出一个加总计算结果平均值。
[0123]接着，利用加总计算结果极大值与加总计算结果平均值计算得出一个功率峰值与平均值的比率(peak-to-average power ratio,简称为PAPR)。如果功率峰值与平均值的比率大于一比率门槛，便视为预设条件符合。
[0124]当第j加总计算结果符合预设条件时，便可以省去对后续时隙群组进行的处理与运算过程。根据本发明构想的较佳实施例，在接收信号的过程中，也许不是每一次都需要将48个时隙的接收信号都接收完毕，才能判断出正确的扫描频率。
[0125]事实上，如果在接收过程中，已经可以根据较前端的接收信号而估测频率误差时，便可以提早结束整个估测流程。
[0126]举例来说，若第3加总计算结果符合预设条件时，便不须要再接收第4、5、6、7、8部份的接收信号，相当于花费原本3/8的时间就完成频率误差的估测。
[0127]请参见图9A，其是根据本发明构想的较佳实施例，兼顾处理时效与储存空间的接收端的估测装置方块图。首先利用模拟数字转换单元601将接收信号转换为为数字格式后，储存至信号暂存单元609a。接着，控制单元608将扫描频率Π?f23提供给混频器602，让混频器利用这些扫描频率接收信号进行移频。经过混频器602的移频处理后，这些经过移频计算的接收信号再以PSCH相关器603进行相关性计算。
[0128]经过PSCH相关器计算后，由判断器607根据最新的计算结果判断预设条件是否成立。若是，便可以结束频率粗调的判断流程。若判断预设条件不成立，则将目前的计算结果储存至计算结果暂存单元60%中，提供后续的阶段使用。
[0129]以下，根据本发明构想的较佳实施例，将说明如何透过管线化(pipeline)处理而缩短估测频率误差的时间。
[0130]请参见图9B，其利用管线化作法，提升图9A的系统架构的估测作法的示意图。
[0131]归纳前述说明，本发明除了将接收信号区分为不同部分外，针对不同部分的接收信号，可以将其处理流程区分为三个处理步骤:
[0132]第一个处理步骤(SI)由模拟数字转换单元601与信号暂存单元609a将接收信号转换为数字格式后进行储存；第二个处理步骤(S2)由控制单元608、PSCH相关器603、判断器607对转换为数字格式后的接收信号进行移频处理与相关性计算；以及，第三个处理步骤(S3)由计算结果暂存单元60%储存加总计算结果。
[0133]更进一步探究这三个处理步骤可以发现:第一个处理步骤主要用于接收信号与储存信号，所需花费的时间较长；此外，进行第二个处理步骤与第三个处理步骤的流程时，接收端所使用的元件与第一个处理步骤所使用的元件并不相同。
[0134]根据管线的概念，当模拟数字转换单元与信号储存单元对第一部分的接收信号处理完毕后，便将其交由后续的控制单元、混频器、PSCH相关器、判断器、计算结果暂存单元进行第二处理步骤与第三处理步骤。
[0135]在先前的较佳实施例中，当第一部份的接收信号进行第二处理步骤与第三处理步骤时，模拟数字转换单元与信号储存单元相当于处于闲置状态，直到确定预设条件未符合时，才进一步对第二部份的接收信号进行接收与储存。
[0136]然而，采用管线化架构时，模拟数字转换单元与信号储存单元并不需要闲置，而是接序着接收并储存第二部份的接收信号。也就是说，当第二处理步骤与第三处理步骤对第j部分的接收信号进行取样、移频、相关性计算时，第一处理步骤可以同时对第(j+Ι)部分的接收信号进行格式转换与储存的处理。
[0137]由图9B可以看出，同样假设一直进行到第8阶段的取样数据才确认粗调频率的情况下，使用管线的方式进行数据处理所需花费的时间相当于8 *(ΔΤ/8) + ΔΡ/8=ΔΤ+ΔΡ/80
[0138]由于第二处理步骤与第三处理步骤与硬件处理速度相关，处理速度相对较快，因此，ΛΤ/8会较ΛΡ/8大许多。在实际应用时，还可以进一步将AT区分为更多部份。也就是说，接收一个相对更短时间的接收信号后，随即对其进行后续处理(第二处理步骤与第三处理步骤)。
[0139]请参见图9C，其是将接收信号区分为N个部份后，以管线排程方式进行频率估测的示意图。此附图的管线排程使SI进行的期间与(S2+S3)进行的时间相等，让整体管线排程的进行更有效率。
[0140]此附图假设将接收信号区分为N个部份，每一个期间的长度相当于ΛΤ/Ν。此外，将数字模拟转换单元与接收信号储存单元的阶段当作第一处理步骤Si;以及，将其余元件进行后续处理的接端当作第二处理程序S2与第三处理程序S3。为了使管线排程的效率最佳化，此处假设第一阶段的处理时间与第二阶段的处理时间相等。
[0141]在第一期间，数字模拟转换单元与接收信号储存单元接收并储存第一期间(第一部分)的接收信号。
[0142]在第二期间，数字模拟转换单元与接收信号储存单元接收并储存第二期间(第二部分)的接收信号。在第二期间的同时，先前储存的第一期间的接收信号将由控制单元、PSCH相关器、判断器进行后续处理。
[0143]类似的流程将反复进行至第N期间。在第N期间，数字模拟转换单元与接收信号储存单元接收并储存第N期间(第二部分)的接收信号。在第N期间的同时，先前储存的第(N-1)期间的接收信号将由控制单元、PSCH相关器、判断器进行后续处理。
[0144]等N个期间经过后，最后再花费Λ P/N的时间估测频率误差。当然，根据前述说明可以得知，如果接收信号的前面部份已经足以判断频率误差时，并不花费如图9C的时间。
[0145]由此附图可以看出，以管线排程时，最差情况下，总共需要的时间是Ν*( AT/Ν) + ΔΡ/Ν=ΔΤ+ΔΡ/Νο
[0146]归结前述说明，本发明的构想可被归纳为以下步骤:在第一期间，接收并储存第一部份的接收信号；在第二期间，利用L个扫描频率对第一部份的接收信号移频，以得出与L个扫描频率相对应的多个第一部份移频信号，其中L为正整数；对这些第一部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第一部份相关性计算结果；在第二期间，接收并储存第二部份的接收信号；在第三期间，利用L个扫描频率对第二部份的接收信号移频，以得出与L个扫描频率相对应的多个第二部份移频信号；对这些第二部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第二部份相关性计算结果；以及根据这些第一部份相关性计算结果与这些第二部份相关性计算结果估测频率误差。
[0147]为了更进一步提升处理速度，管线排程还可以进一步搭配平行化处理流程。例如:在接收信号储存单元提供两个相同大小的储存空间(第一储存空间与第二储存空间)，其中第一储存空间用于储存奇数部分的接收信号、第二储存空间用于储存偶数部分的接收信号。
[0148]举例而言，当模拟数字转换单元将转换为数字格式后的第二部份接收信号储存至第二储存空间时，控制单元便从第一储存空间读取先前储存的第一部分接收信号。同理，当模拟数字转换单元将转换为数字格式后的第三部份接收信号储存至第一储存空间时，控制单元便从第二储存空间读取先前储存的第二部分接收信号。
[0149]如此一来，当控制单元需要由信号暂存单元读取接收信号时，便不会影响储存新的接收信号的流程。
[0150]根据本发明构想的较佳实施例，计算结果暂存单元40%与60%的使用频率并不高，因而可以利用价格较为低廉的外部存储器(external memory)。
[0151]外部存储器的特性是容量大但是其读写受到限制，无法随时直接存取，必须利用突发读取/写入(burst read/write)的方式存取，而且需要与其他的周边装置一起共用。
[0152]根据本发明构想的较佳实施例，在进行PLMN搜寻时，处于手机系统刚开机的状况，此时其他周边还不需要使用存储器空间，因此可以分得/使用的存储器空间较大。因此，使用外部存储器时，可以利用既有的存储器空间，并不会提高系统开发的成本。
[0153]此外，计算结果暂存单元40%是在接收信号的各部份完成计算后才用来储存加总计算结果，因此外部存储器的速度也堪用。换言之，除了可以提升处理速度外，本发明所需要的内部存储器空间也相对减少，因而能兼顾降低成本与提升处理速度的目的。
[0154]最后，须注意的是，尽管前述的说明以WCDMA系统的主要同步化序列(primarysynchronization sequence)作为提升频率校正速度的例子，但是本发明的构想并不以WCDMA系统的应用为限。
[0155]在实际应用时，只要接收信号s(t)是一个经过设计而具有自动相关性(auto-correlation property)的序列即可。因此，本发明的构想亦可被应用至其他类型的通信系统。
[0156]举例来说，数字电视系统使用四重相位反转调制(Quadrature Phase ShiftKeying，简称为QPSK)进行信号的传送，而此种调制方式同样需要进行频率校正后，才能正确的传送数字电视信号。或者，对于其他类型的手机通信，同样可以依循上述的构想而提升频率校正的速度。
[0157]综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属【技术领域】中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围由权利要求书界定为准。
【权利要求】
1.一种估测方法，根据一接收信号而估测一传送端与一接收端间的一频率误差，该估测方法包含以下步骤: 在一第一期间，接收并储存一第一部份的该接收信号； 在一第二期间，利用L个扫描频率对该第一部份的该接收信号移频，以得出与该L个扫描频率相对应的多个第一部份移频信号，其中L为正整数； 对这些第一部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第一部份相关性计算结果； 在该第二期间，接收并储存一第二部份的该接收信号； 在一第三期间，利用该L个扫描频率对该第二部份的该接收信号移频，以得出与该L个扫描频率相对应的多个第二部份移频信号； 对这些第二部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第二部份相关性计算结果；以及 根据这些第一部份相关性计算结果与这些第二部份相关性计算结果估测该频率误差。
2.如权利要求1所述的估测方法，其特征在于在该第三期间，利用该L个扫描频率对该第二部份的该接收信号移频，并据此而得出与该L个扫描频率相对应的多个第二部份移频信号的步骤包含以下步骤: 对该第二部份的该接收信号进行取样并得出K笔取样数据，K为正整数；以及分别利用该L个扫描频率对该K笔取样数据进行移频处理，进而得出这些第二部份移频信号。
3.如权利要求2所述的估测方法，其特征在于，根据这些第一部份相关性计算结果与这些第二部份相关性计算结果估测该频率误差的步骤包含以下步骤: 针对该L个扫描频率，将各个扫描频率所分别对应的这些第一部份相关性计算结果、这些第二部份相关性计算结果加总，据此而得出L个加总计算结果； 比较这些加总计算结果而得出一加总计算结果极大值； 根据这些加总计算结果而得出一加总计算结果平均值；以及 依据该加总计算结果极大值与该加总计算结果平均值以得出该频率误差。
4.如权利要求3所述的估测方法，其特征在于，依据该加总计算结果极大值与该加总计算结果平均值以得出该频率误差的步骤，包含当该加总计算结果极大值与该加总计算结果平均值符合一预设条件时，以与该加总计算结果极大值相对应的扫描频率作为该频率误差。
5.如权利要求4所述的估测方法，其特征在于，该预设条件指:该加总计算结果极大值与该加总计算结果平均值的比率大于一比率门槛。
6.如权利要求2所述的估测方法，其特征在于，该第一期间、该第二期间以及该第三期间的时间长度相等。
7.一种估测装置，根据一接收信号而估测一传送端与一接收端间的一频率误差，包含: 一暂存单元，在一第一期间，储存一第一部份的该接收信号，以及在一第二期间，储存一第二部份的该接收信号； 一混频器，在该第二期间，利用L个扫描频率对该第一部份的该接收信号移频，以得出与该L个扫描频率相对应的多个第一部份移频信号，以及于一第三期间，利用该L个扫描频率对该第二部份的该接收信号移频，以得出与该L个扫描频率相对应的多个第二部份移频信号; 一同步通道相关器，耦接于该混频器，对这些第一部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第一部份相关性计算结果，以及对这些第二部份移频信号进行相关性计算，以得出多个第二部份相关性计算结果；以及 一判断器，根据这些第一部份相关性计算结果与这些第二部份相关性计算结果估测该频率误差。
8.如权利要求7所述的估测装置，其特征在于，还包含一控制单元，用以于该第三期间对该第二部份的该接收信号进行取样以得出K笔取样数据，以及提供该L个扫描频率至该混频器以对该K比取样数据进行移频处理，以得出这些第二部份移频信号。
9.如权利要求7所述的估测装置，其特征在于，该判断器将各个扫描频率所分别对应的这些第一部份相关性计算结果、这些第二部份相关性计算结果加总，据此而得出L个加总计算结果，比较这些加总计算结果而得出一加总计算结果极大值，根据这些加总计算结果而得出一加总计算结果平均值，以及依据该加总计算结果极大值与该加总计算结果平均值以得出该频率误差。
10.如权利要求9所述的估测装置，其特征在于，该判断器是在该加总计算结果极大值与该加总计算结果平均值符合一预设条件时，以与该加总计算结果极大值相对应的扫描频率作为该频率误差。
11.如权利要求10所述的估测装置，其特征在于，该判断器将一第一扫描频率所对应的第一部份相关性计算结果与该第一扫描频率所对应的第二部份相关性计算结果进行加总，进而得出这些加总计算结果，以及对该L个扫描频率重复前述步骤并得出这些加总计晳奸里
12.如权利要求10所述的估测装置，其特征在于，该预设条件指:该加总计算结果极大值与该加总计算结果平均值的比率大于一比率门槛。
13.如权利要求9所述的估测装置，其特征在于，还包含一计算结果暂存单元，用以储存这些加总计算结果。
14.如权利要求13所述的估测装置，其特征在于，该计算结果暂存单元为一外部存储器。
【文档编号】H04B17/00GK103686819SQ201210360599
【公开日】2014年3月26日 申请日期:2012年9月21日 优先权日:2012年9月21日
【发明者】彭起元, 吴俊荣, 曾焕修, 江炳宏, 张豫台, 法蓝·包德 申请人:晨星软件研发(深圳)有限公司, 晨星半导体股份有限公司