超外差式接收器的制造方法
【专利摘要】本发明涉及一种超外差式接收器（100），所述超外差式接收器（100）包括：采样混频器（101），其用于使用预定采样速率（fs）对模拟射频信号（102）进行采样，以获得离散时间采样信号（104），并用于将所述离散时间采样信号（104）移向第一中频（|fRF-fLO|），从而获得以所述预定采样速率（fs）进行采样的中间离散时间信号（108）；离散时间滤波器（103），其用于以所述预定采样速率（fs）对所述中间离散时间信号（108）进行滤波，从而获得经滤波的信号（130）；以及离散时间混频器（109），其用于将所述经滤波的信号（130）移向第二中频（fIF）。
【专利说明】超外差式接收器
【技术领域】
[0001]本发明涉及超外差式接收器和超外差式接收方法，尤其是用于接收模拟射频信号的超外差式接收方法。
【背景技术】
[0002]接收器是电子电路，其接收高频率RF信号并将该信号下变频到基带以便进行进一步处理和解调。这些接收器通常将微弱的所需RF信号放大，并滤掉不需要的邻近信号和周围的阻碍信号。通常可以通过改变接收器的本地振荡器的LO频率来对接收器进行调谐，从而接收某一频带中的特定信道。
[0003]多频带接收器能够从处于不同频率处的两个或两个以上不同频带接收信号。由于这些频带彼此间可能相距很远，因此多频带接收器应为可调谐的或可编程的，以覆盖所有所需频带。
[0004]多标准接收器可以接收不同标准的信号。这些标准之间的主要区别之一在于信号带宽。因此，多标准接收器的带宽必须是可选择的，以覆盖不同标准。然而，在不同标准中，接收器的其他要求可能不同，例如，接收频率、敏感度、线性度、滤波要求等。可以使用具有可编程接收频率和输入带宽的单个多频带/多标准接收器，而不是将针对不同频带或标准的多个不同接收器包含在内。
[0005]图11中所示的常规超外差式接收器架构1100在中频(IF)处实现了高质量滤波，在IF处提供了无闪烁增益，但是所使用的中频是固定的。超外差式接收器架构1100中接收到的频率为&=?.ω+?.ΙΡ的射频信号在传送到数字基带处理器调制解调器1119以接受进一步处理之前，经过了预先选择级1101、低噪声放大器1103、RF混频器1105、中频(IF)滤波器1107、IF放大器1109、IF混频器1111、信道选择器1113、基带增益级1115以及模数转换器1117。`
[0006]然而，由于混频器1205的正交操作将频率为O1的所需频带与本地振荡器(LO)频率ωω相乘，如图12中的频率图1200中所描绘，因此所需频带1201的镜像1203在中频IF处混叠，因而在频率为ωΙΡ的IF带中形成不需要的混叠部分1209。在RF混频器1105之后，使用低通滤波器1207对RF混频器1105的输出信号进行低通滤波。
[0007]接收器应支持多频带多标准操作，从而覆盖各种通信标准。另一方面，为节约成本，需要将接收器高度集成为单个芯片，优选在纳米级CMOS工艺中进行集成。零差式架构(包含ZIF和LIF)是常见的接收器结构，因为它具有公认的单片集成能力。图13图示了常见的零差式接收器架构1300。零差式接收器架构1300中接收到的频率为?^=?.ω的射频信号在传送到数字基带处理器调制解调器1313以接受进一步处理之前，经过了预先选择级1301、低噪声放大器1303、混频器1305、信道选择器1307、基带增益级1309以及模数转换器1311。
[0008]然而，零差式接收器架构存在若干技术问题，需要特别关注这些问题才能使这一架构适合不同的通信标准。图14中图示了不同的干扰现象，该图描绘了零差式接收器，所述零差式接收器具有低噪声放大器1401、混频器1403、低通滤波器1405、增益级1407以及模数转换器1409。
[0009]DC偏移是ZIF (零中频)结构中的常见问题，这个问题是由本地振荡器(LO)信号cos ?LOt的自混频或位于图14中所示下变频混频器1403处的强干扰源造成的，其中LO信号可以通过LNA放大器1401进行放大或不放大。如果LO泄漏到达天线，那么DC偏移会更加严重。此情况将导致时变DC偏移，具体取决于不断变化的天线环境。因此，通常需要将DC偏移消除技术用于ZIF(零中频)。由于LO频率实质上与输入RF频率相同，因此LO泄漏可能高于接收器具有不同LO频率的情况。在一些情况下，需要进行LO泄漏校准。此外，二阶互调制(IM2)也是ZIF中的常见问题，该问题通常需要IP2校准。在ZIF结构中，通常在RF级实现一小部分接收器增益，并在基带(BB)级实现大部分接收器增益。因此，基带(BB)放大器的闪烁噪声增大了系统的总本底噪声(NF)。设计者通常设法通过在BB中使用尺寸较大的晶体管来将闪烁噪声降至最低。此外，由于第一滤波是在BB中执行的，并且考虑到BB之前的RF增益，因此第一 BB滤波器必须具有高线性度。基于操作放大器(opamp)或基于Gm-C的双二阶滤波器是人们所熟知的具有此用途的块，但它的耗电量较高。
[0010]人们认为，如图15中所描绘的超外差式架构可以解决上述问题。超外差式接收器架构1500中接收到的频率为fKF=fM+fIF的射频信号在传送到数字调制解调器1521以接受进一步处理之前，经过了预先选择级1505、低噪声放大器1507、RF混频器1509、外部(芯片外)中频(IF)滤波器1503、IF放大器1511、IF混频器1513、信道选择器1515、基带增益级1517以及模数转换器1519。
[0011]然而，如图15中所描绘的常规超外差式架构1500会带来其自身的一系列问题。按照惯例，IF滤波器1503作为昂贵的芯片外组件来实施。需要为I/O缓冲器提供较高电力，从而驱动芯片外滤波器1503。此外，只能经由提供寄生电感和电容的接合线到达芯片外滤波器1503。另外，具有固定频率IF滤波器的接收器需要两个独立的本地振荡器，一个用于实现从RF到IF的下变频，而`另一个用于实现从IF到BB的下变频。
【发明内容】
[0012]本发明的目标是提供一种超外差式接收器的概念，所述超外差式接收器能够改善噪声抑制、实现灵活的带宽滤波以及提供有效的实施方案。
[0013]此目标可以通过独立权利要求中的特征来实现。进一步的操作形式容易从从属权利要求、具体说明和附图中了解到。
[0014]本发明基于以下发现:在具有延迟式抽取器的RF输入端具有高采样速率的离散时间接收器前端能改善所接收信号的本底噪声。所接收信号在RF级得到过采样，并且此高采样速率被用于进行RF DT混频并且至少维持到第一(全速率)DT滤波器之后。这样能实现对镜像频率和阻碍信号的有效滤波。通过使用DT正交IF混频器结构，能够实现负频率镜像频率抑制。多亏IF级处的滤波，基带处的线性度变得更加宽松，并且可以使用基于低电力消耗gm级的有效DT滤波器来取代基于高线性双二阶操作放大器(opamp)的滤波器，所述8?>级基于简单逆变器。在DT IF混频器之后，DT信号可以下变频到基带(BB)。为了进行模数转换(ADC)，可以准备通过若干滤波器和抽取器的BB信号路径。这在纳米级CMOS中是可实行的并且是优选的，所述纳米级CMOS具有充当极快开关的晶体管以及金属氧化物金属(MoM)和金属氧化物半导体(MOS)等高密度电容器。
[0015]本发明进一步基于以下发现:在具有延迟式抽取器的输入端使用高采样速率的超外差式接收器能提供极好的镜像频率抑制，并且易于实施。通过对混频器使用镜像频率抑制拓扑，IF级处的全速率IIR滤波器可以用于滤出IF混频器的混叠频率。通过使用可变的高IF频率，例如，可调IF，一个LO足以使整个接收器实现灵活的带宽滤波。在将所接收信号输送到ADC之前执行有效的离散时间基带滤波能进一步改善镜像频率抑制。
[0016]为了详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号:
[0017]RF: 射频，
[0018]IF: 中频，
[0019]ZIF:零中频，
[0020]LIF:低中频，
[0021]L0: 本地振荡器，
[0022]BB: 基带，
[0023]BW: 带宽，
[0024]LPF: 低通滤波器，
[0025]BPF: 带通滤波器。
[0026]根据第一方面，本发明涉及一种超外差式接收器，所述超外差式接收器包括:采样混频器，其用于使用预定采样速率对模拟射频信号进行采样，以获得离散时间采样信号，并用于将所述离散时间采样信号移向第一中频，从而获得以所述预定采样速率进行采样的中间离散时间信号；离散时间滤波器，其用于以所述预定采样速率对所述中间离散时间信号进行滤波，从而获得经滤波的信号；以及离散时间混频器，其用于将所述经滤波的信号移向第二中频。
[0027]所述采样混频器和所述离散时间混频器均可以经配置以按照预定采样速率进行操作。
[0028]根据第一方面的超外差式接收器可以避免ZIF (包含LIF)以及可能对二阶非线性敏感的超外差式架构所具有的缺点。
[0029]根据本发明第一方面的超外差式接收器可以完全集成而不具有芯片外IF滤波器，因此该接收器成本较低。由于可以通过电容器比和时钟速率精确地选择滤波带宽，因此根据本发明各方面的超外差式接收器对PVT的敏感度较低。所述接收器的IF频率可以是可选择的。例如，针对给定的输入RF频率，IF可以在4。/4、&。/8、&。/16等等之间选择。此能力能够在繁忙的环境中将一个IF改变为另一个IF，从而应对功率更强的阻碍信号。离散时间信号处理可以通过开关和电容器来完成。
[0030]根据本发明第一方面的超外差式接收器的结构允许使用基于逆变器的简单gm级，而不是基于opamp的复杂结构，以进行信号处理和滤波。这样减少了电力消耗。
[0031]在根据第一方面的超外差式接收器的第一可行实施形式中，第二中频是基带频率。
[0032]根据第一实施形式的超外差式接收器可以将减少的LO泄漏提供给天线。
[0033]在根据第一方面本身或根据第一方面的第一实施形式的超外差式接收器的第二可行实施形式中，离散时间混频器经配置以按照大幅下降的采样速率进行操作，所述大幅下降的采样速率低于预定采样速率。
[0034]根据第二实施形式的超外差式接收器可以解决时变DC偏移问题，并且对闪烁噪声的敏感度可以较低。所述闪烁噪声通常在CMOS缩放时变严重，因此给集成过程带来很大阻碍，这一问题可以通过使用根据本发明第二实施形式的超外差式接收器来解决。
[0035]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第三可行实施形式中，离散时间混频器是镜像频率抑制混频器。所述镜像频率抑制混频器可以将不需要的镜像频率信号所生产的下变频产物与所需模拟射频信号所生产的下变频产物分离开来。
[0036]因此，通过将不需要的镜像频率信号与所需RF信号分离开来，根据第三实施形式的超外差式接收器可以具有更高的准确度。
[0037]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第四可行实施形式中，离散时间滤波器是低通滤波器或带通滤波器，尤其是复数带通滤波器。
[0038]因此，所述超外差式接收器能够对基带信号以及中频信号进行滤波。
[0039]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述操作形式的超外差式接收器的第五可行实施形式中，离散时间滤波器用于在中间离散时间信号的同相分量与正交分量之间执行电荷共享，执行方式为，在离散时间滤波器的至少两个电容器之间共享电荷。
[0040]因此，超外差式接收器可以设计成节省空间的接收器，并且可以集成在单个芯片上。
[0041]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第六可行实施形式中，所述预定采样速率是过采样速率，相对于采样混频器的本地振荡器的频率而言，所述过采样速率的过采样因子至少为2或至少为4。
[0042]根据第六实施形式的超外差式接收器可以完全集成而不具有芯片外IF滤波器，因此该接收器成本较低。
[0043]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第七可行实施形式中，离散时间滤波器包括开关电容器网络，并且所述开关电容器网络包括:输入端和输出端；多个并联的开关电容器路径，这些开关电容器路径布置在所述输入端与所述输出端之间，每个开关电容器路径都包括开关电容器以及开关线路，这些开关线路用于在不同的时间点切换所述多个并联的开关电容器中的每个开关电容器，以输出经滤波的输入信号。
[0044]超外差式接收器可以用开关和电容器来执行离散时间信号处理。技术越先进，开关就越快并且电容器密度就越高。所以，此过程可以按照摩尔定律(Moore’s law)进行扩展。
[0045]在根据第一方面第七实施形式的超外差式接收器的第八可行实施形式中，所述开关线路用于从公共时钟信号的不同相开始切换每个开关电容器。
[0046]根据第八实施形式的超外差式接收器可以有效地实现电荷共享，从而能节省电力并在低功率下操作。
[0047]在根据第一方面第七或第八实施形式的超外差式接收器的第九可行实施形式中，所述开关线路包括多个输入开关，所述输入开关用于将每个开关电容器切换到所述输入端以对所述开关电容器进行充电，所述开关线路进一步包括多个输出开关，所述输出开关用于将每个开关电容器切换到所述输出端，以便按顺序输出多个经滤波的子信号，这些经滤波的子信号共同表示所述经滤波的输入信号，并且所述开关线路进一步包括多个放电开关，每个放电开关经布置以将一个开关电容器切换到用于放电的参考电位。
[0048]开关线路可以精确地实现电荷共享，从而获得准确且节省电力的超外差式接收器。
[0049]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十可行实施形式中，采样混频器是正交混频器，所述正交混频器包括同相路径和正交路径，所述同相路径用于使用重复函数[I O -1 O]生成同相振荡器信号，并且所述正交相路径用于使用重复函数[O I 0-1]生成正交相振荡器信号。
[0050]重复函数[I O -1 O]和[O I O -1]易于实施，因为它们仅由三个不同数字组成。
[0051]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十一可行实施形式中，采样混频器是正交混频器，所述正交混频器包括同相路径和正交路径，所述同相路径用于使用重复函数[I 1+ V 21+ V 2 1-1 -1- V 2 -1- V 2 -1]生成同相振荡器信号，并且所述正交相路径用于使用重复函数[-1- V 2-1 I 1+ V 2 1+ V 2 1-1 -1- V 2]生成正交相振荡器信号。
[0052]重复函数[I1+ V 2 1+ V 2 I —I —1- V 2 —1- V 2 —I]和[_1_ V 2 —I I 1+ V 21+ V 2 1-1 -1- V 2]易于实施，因为它们仅由四个不同数字组成。
[0053]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十二可行实施形式中，离散时间混频器包括下采样器，所述下采样器用于提供移向第二中频的经滤波的信号，其中采样速率朝所述预定采样速率减小。
[0054]当采样速率的减小延迟至离散时间混频器的末级时，超外差式接收器的准确度得以提高，因为之前各级可以按照高采样速率来操作。
[0055]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十三可行实施形式中，所述超外差式接收器进一步包括用于将电压信号转换成电流信号的转换放大器，尤其是与所述离散时间滤波器的输出端连接的gm级。
[0056]使用放大器的超外差式接收器能提高自身的动态范围，并因此提供更高的准确度。
[0057]在根据第一方面本身或根据第一方面的任一前述实施形式的超外差式接收器的第十四可行实施形式中，采样混频器是正交采样混频器。
[0058]所述正交采样混频器在噪声系数与失真特性之间的权衡方面具有优势。
[0059]根据第二方面，本发明涉及一种超外差式接收方法，所述超外差式接收方法包括:使用预定采样速率对所述模拟射频信号进行采样，以获得离散时间采样信号；将所述离散时间采样信号移向第一中频，以获得以所述预定采样速率进行采样的中间离散时间信号；以所述预定采样速率对所述中间离散时间信号进行离散时间滤波，以获得经滤波的信号；以及将所述经滤波的信号移向第二中频。
【专利附图】
【附图说明】
[0060]本发明的进一步实施例将参照以下附图进行描述，附图中:[0061]图1所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的框图；
[0062]图2所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的框图；
[0063]图3所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的离散时间滤波器的框图；
[0064]图4所示为根据一种操作形式的用于对离散时间滤波器的开关进行控制的一组开关信号；
[0065]图5所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的框图；
[0066]图6所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的后置滤波级的框图；
[0067]图7所示为根据一种操作形式的超外差式接收器的抗混叠滤波器的框图；
[0068]图8所示为根据一种操作形式的射频接收器的模拟放大器的框图，所述射频接收器采用连续时间表示；
[0069]图9所示为根据一种操作形式的射频接收器的模拟放大器的框图，所述射频接收器米用离散时间表不;
[0070]图10所示为根据一种操作形式的用于接收模拟射频信号的方法的示意图；
[0071]图11所示为常规超外差式接收器架构的框图；
[0072]图12所示为常规超外差式接收器架构中的所接收信号的频率图；
[0073]图13所示为常规零差式接收器架构的框图；
[0074]图14所示为常规零差式接收器架构中的所接收信号的频率图；并且
[0075]图15所示为具有芯片外IF滤波的常规超外差式接收器架构的框图。
【具体实施方式】
[0076]图1所示为根据一种操作形式的超外差式接收器100的框图。超外差式接收器100用于接收模拟射频信号102。超外差式接收器100包括采样混频器101、离散时间滤波器103、离散时间混频器109以及模拟放大器107。
[0077]采样混频器101用于使用预定采样速率fs对频率为fKF的模拟射频信号102进行采样，以获得离散时间采样信号104，并将离散时间采样信号104移向第一中频|fKF-fJ(fw是由106生成的本地振荡器频率)，从而获得以预定采样速率4进行采样的中间离散时间信号108。
[0078]离散时间滤波器103用于以预定采样速率fs对中间离散时间信号108进行离散时间处理，从而获得经滤波的信号130。离散时间混频器109用于将经滤波的信号130移向第二中频fIF2，所述fIF2通常是基带或dc频率。
[0079]模拟放大器107用于接收并放大模拟射频信号102，从而提供放大的模拟射频信号122。采样混频器101耦合到模拟放大器107，并且用于从模拟放大器107接收放大的模拟射频信号122。在一种操作形式中，模拟放大器107包括下文中参照图8和图9所描述的8111级(即，跨导放大器)。
[0080]采样混频器101是包括同相路径110和正交路径112的正交混频器。采样混频器101包括米样器121和正交离散时间混频器123。米样器121用于对放大的模拟射频信号122进行采样，从而提供离散时间采样信号104。正交离散时间混频器123的同相部分用于对离散时间采样信号104与本地振荡器125所生成的同相振荡器信号114进行混频。正交离散时间混频器123的正交部分用于对离散时间采样信号104与本地振荡器125所生成的正交振荡器信号116进行混频。在一种操作形式中，采样混频器101是直接采样混频器。在一种操作形式中，采样混频器101用于以过采样速率对模拟射频信号102进行过采样，并提供许多离散时间采样子信号，所述离散时间采样子信号共同表示离散时间采样信号108。
[0081]在一种操作形式中，采样器121是用于对综合电流或电荷进行采样的电流采样器。采样器121可以用连续时间(CT)Sinc滤波器来表示，所述CT sine滤波器在Ι/Ti处具有第一陷波(first notch)并且对折叠频率进行抗混叠，其中Ti为采样时间。采样频率可以对应于输入-输出速率。在离散时间(DT)信号处理过程中,输入电荷qin[n]被视作是输入采样信号，并且输出电压ν_[η]被视作是输出采样信号，这些可以参照以下方程:
【权利要求】
1.一种超外差式接收器(100)，其特征在于，包括: 采样混频器(101)，其用于使用预定采样速率(fs)对模拟射频信号(102)进行采样，以获得离散时间采样信号(104)，并用于将所述离散时间采样信号(104)移向第一中频(I fEF-fL01 )，从而获得以所述预定采样速率(fs)进行采样的中间离散时间信号(108); 离散时间滤波器(103)，其用于以所述预定采样速率(fs)对所述中间离散时间信号(108)进行滤波，从而获得经滤波的信号(130);以及 离散时间混频器(109)，其用于将所述经滤波的信号(130)移向第二中频(fIF)。
2.根据权利要求1所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述第二中频(fIF)是基带频率。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间混频器(109)配置成按照大幅下降的采样速率进行操作，所述大幅下降的采样速率低于所述预定采样速率(f S)。
4.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间混频器(109)是镜像频率抑制混频器。
5.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间滤波器(103)是低通滤波器或带通滤波器，尤其是复数带通滤波器。
6.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间滤波器(10 3)用于在所述中间离散时间信号(108)的同相分量与正交分量之间执行电荷共享，执行方式为，在所述离散时间滤波器(103)的至少两个电容器之间共享电荷。
7.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述预定采样速率(fs)是过采样速率，相对于所述采样混频器(101)的本地振荡器的频率(fL0)而言，所述过采样速率的过采样因子至少为2或至少为4。
8.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间滤波器(103)包括开关电容器网络(300)，并且其中所述开关电容器网络(300)包括:输入端(302)和输出端(304);多个并联的开关电容器路径(301、303、305、307)，这些开关电容器路径布置在所述输入端(302)与所述输出端(304)之间，每个开关电容器路径(301、303、305、307)都包括开关电容器(323)以及开关线路(321、325、327)，这些开关线路用于在不同的时间点切换多个并联的开关电容器中的每个开关电容器(323)，以输出经滤波的输入信号(332)。
9.根据权利要求8所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述开关线路(321、325、327)用于从公共时钟信号的不同相开始切换每个开关电容器(323)。
10.根据权利要求8或权利要求9所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述开关线路(321、325、327)包括多个输入开关(321)，所述输入开关(321)用于将每个开关电容器(323)切换到所述输入端(302)，以对所述开关电容器(323)进行充电，其中所述开关线路(321、325、327)进一步包括多个输出开关(327)，所述输出开关(327)用于将每个开关电容器(323)切换到所述输出端(304)，以便按顺序输出多个经滤波的子信号(332a、332b、332c、332d)，这些经滤波的子信号共同表示所述经滤波的输入信号(332)，并且其中所述开关线路(321、325、327)进一步包括多个放电开关(325)，每个放电开关经布置以将一个开关电容器(323)切换到用于放电的参考电位。
11.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述采样混频器(101)是正交混频器，所述正交混频器包括同相路径(110)和正交路径(112)，其中所述同相路径(110)用于使用重复函数[I O -1 O]生成同相振荡器信号(114)，并且其中所述正交路径(112)用于使用重复函数[O I O -1]生成正交相振荡器信号(116),或者其中所述同相路径(110)用于使用重复函数[I 1+ V 2 1+ V 2 1-1 -1 - V 2-1 - V2 -1]生成同相振荡器信号(114)，并且其中所述正交路径(112)用于使用重复函数[_1_ V 2 -1 I 1+ V 2 1+ V 2 1-1 -1- V 2]生成正交相振荡器f目号(116)。
12.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100)，其特征在于，所述离散时间混频器(109)包括下采样器(269)，所述下采样器(269)用于提供移向所述第二中频(fIF)的经滤波的信号(270)，其中采样速率朝所述预定采样速率(fs)减小。
13.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100、200)，其特征在于，进一步包括用于将电压信号转换成电流信号的转换放大器(207b)，尤其是与离散时间滤波器(203)的输出端连接的gm级。
14.根据前述权利要求中任一权利要求所述的超外差式接收器(100)，其中所述离散时间混频器(109)是正交混频器；并且其中所述采样混频器(101)是正交采样混频器。
15.一种超外差式接收方法(1000)，其特征在于，包括: 使用预定采样速率对模拟射频信号(1002)进行采样(1001 )，以获得离散时间采样信号(1004)； 将所述离散时间采样信号(1004)移(1003)向第一中频，以获得以所述预定采样速率进行采样的中间离散时间信号(1006)；` 以所述预定采样速率对所述中间离散时间信号(1006)进行离散时间滤波(1005)，以获得经滤波的信号(1008);以及 将所述经滤波的信号(1008)移(1007)向第二中频。
【文档编号】H04B1/00GK103828244SQ201280019594
【公开日】2014年5月28日 申请日期:2012年6月21日 优先权日:2012年6月21日
【发明者】马苏德·图希迪安, 伊曼·麦达迪, 罗伯特·博丹·斯达世斯基 申请人:华为技术有限公司