光接收器以及光接收方法
【专利摘要】光接收器(100)接收相干光。光接收器(100)接收相干光。光接收器(100)具有OA(108a～108d)、数字信号处理电路(112)和控制电路(113)。OA(108a～108d)调整输入信号的振幅并输出。数字信号处理电路(112)输入使用从OA(108a～108d)输出的模拟信号来生成的数字信号，并且从该数字信号中提取时钟分量，确立该时钟分量与数据分量之间的同步，然后从上述数字信号中提取并处理上述数据分量。控制电路(113)在确立基于上述数字信号的同步之前，将上述模拟信号的振幅设定为第1振幅，在确立了上述同步之后，将该设定后的振幅变更为小于上述第1振幅的第2振幅。
【专利说明】光接收器以及光接收方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及光接收器以及光接收方法。
【背景技术】
[0002]近些年来，伴随光传输中的通信量的增大，对于光分散的影响较大的10Gbps左右的高速传输，也要求能够进行高质量的数据通信的技术。作为这种技术之一，具有数字相干技术。作为应用数字相干技术的光通信装置，例如，具有在OIF(Optical InternetworkingForum:光互连网论坛)中使用标准化中的 DP-QPSK (Dual Polarizat1n-Quadrature PhaseShift Keying:双极化四相相移键控)调制方式的光通信装置。在该光通信装置中，光接收器接收在光发送器中直行的被复用为偏振波状态的信号。光接收器具有波长与接收信号光大致相同的本机发光源(例如，LD:Laser D1de (激光二极管))，使该输出光与接收信号光发生干扰，转换为2个(X，Y)偏振波的IQ分量的电信号(相干检波)。所转换的信号经过AD (Analog/Digital:模拟/数字)转换后，经过失真校正和错误订正而作为10Gbps的信息信号被输出到外部。
[0003]在先技术文献
[0004]专利文献
[0005]专利文献I日本特开2010-93656号公报
[0006]专利文献2日本特开2010-80665号公报
[0007]专利文献3日本特开2008-109562号公报
【发明内容】
[0008]发明所要解决的课题
[0009]然而，在上述光通信装置的光相干传输中存在如下所述的问题点。即，光通信装置的接收器在进行AD转换之前,在ADC (Analog Digital Converter:模数转换器)的动态范围内将输入的电信号最优化，从而降低伴随解码而出现的误码率。接收器在最优化时，降低输入的模拟信号的等级，随之使得在后段的数字信号处理电路中从输入信号提取的时钟分量的增益降低。时钟分量的增益降低导致难以进行同步的确立，并且与历时变化和线路间的特性偏差共同作用，成为产生解码错误的主要原因。接收器的误码率的增加会妨碍光传输质量的提升。另一方面，接收器若为了维持时钟分量的增益而提升上述模拟信号的等级，则信号振幅会超过ADC的动态范围。其结果是，数字信号处理电路无法从AD转换后的数字信号中提取数据分量。
[0010]本发明公开的技术就是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种能够提升光传输质量的光接收器以及光接收方法。
[0011]用于解决课题的手段
[0012]为了解决上述课题，达成目的，本申请公开的一个方面的光接收器接收相干光。所述光接收器具有振幅调整电路、信号处理电路和控制电路。所述振幅调整电路调整输入信号的振幅并输出。所述信号处理电路输入使用从所述振幅调整电路输出的模拟信号来生成的数字信号，并且从该数字信号中提取时钟分量，确立该时钟分量与数据分量之间的同步，然后从所述数字信号中提取并处理所述数据分量。所述控制电路在确立基于所述数字信号的同步之前，将所述模拟信号的振幅设定为第I振幅，在确立了所述同步之后，将该设定后的振幅变更为小于所述第I振幅的第2振幅。
[0013]发明的效果
[0014]根据本申请公开的光接收器的一个方面，可获得能够提升光传输质量的效果。
【专利附图】
【附图说明】
[0015]图1是表示实施例的光接收器的结构的图。
[0016]图2是用于说明实施例的光接收器的动作的流程图。
[0017]图3是表示实施例的⑶R电路的结构的图。
[0018]图4是用于说明实施例的相位检测器的动作的图。
[0019]图5A是表示向实施例的相位检测器输入的2个信号的波形的一例的图。
[0020]图5B是表示从实施例的相位检测器输出的信号的波形的一例的图。
[0021]图6是表示实施例的数字相干接收部的结构的图。
[0022]图7A是用于说明输入振幅较小的情况下的同步确立的方法的图。
[0023]图7B是用于说明输入振幅较大的情况下的同步确立的方法的图。
[0024]图8是表示实施例的光接收器的OA的增益特性的一例的图。
[0025]图9是表示变形例的光接收器的结构的图。
【具体实施方式】
[0026]以下，参照附图详细说明本申请公开的光接收器以及光接收方法的实施例。另外，本申请公开的光接收器以及光接收方法不限于以下的实施例。
[0027]图1是表示实施例的光接收器100的结构的图。光接收器100与光发送器(未图示)一起构成在OIF中使用标准化中的DP-QPSK调制方式的光通信装置。在光发送器中，被传输的10Gbps的信息信号在错误订正/加密电路中被转换为4个28Gbps的信号后，被输入到偏振波复用光调制器。光发送器具有使用窄线宽半导体激光的波长可变光源作为发送光源。来自发送光源的输出光在上述偏振波复用光调制器内部被分离为2条光后,被输入到2台QPSK调制器中，分别转换为调制速度为28Gsps(Giga symbol per second:每秒千兆信号)的4值相位调制光。从各QPSK调制器输出的信号通过偏振波合成器复用为正交的偏振波状态(S偏振波和P偏振波)并输出。其结果是，偏振波复用信号的传输速度为112Gbps。另外，作为QPSK调制器,可使用将输入的电信号正交合成并输出的复合光调制器。
[0028]另一方面，光接收器100如图1所示，具有偏振波分离器101、X偏振波接收器102、Y偏振波接收器103、LD (Laser D1de:激光二极管)104、偏振波分离器105、TIA(TransImpedance Amplifier:跨阻放大器)106a ?106d 和 AGC(Automatic Gain Controller:自动增益控制器)107a?107d。此外，光接收器100具有OA(Output Adjuster:输出调节器)108a?108d、电容器109a?109d、偏置调整器IlOa?I1cU高速ADCllla?IllcU数字信号处理电路112和控制电路113。这些各结构部分以能够在一个方向或双方向进行信号和数据的输入输出的方式连接。
[0029]光接收器100具有LD104作为波长与接收信号光相同的本机发光源，使来自LD104的输出光与上述接收信号光发生干扰，并转换为电信号，从而进行相干检波。相干检波具有较强的偏振波依赖性。因此，I台偏振波接收器仅能接收偏振波状态与本机所发的光相同的光信号。于是，光接收器100在输入接收信号的部分设置有2个偏振波分离器101、105,将接收信号分离为2个正交偏振波分量(X分量、Y分量)。通过采用这种结构，在进行I个光信号的接收时就需要2台接收器102、103，而光接收器100对信号光进行偏振波复用，使信息传输量为2倍，从而能够补偿偏振波分量的分离所伴随的传输速度的降低。
[0030]偏振波分尚器101将以112Gbps输入的光信号Pl分尚为2个正交偏振波分量。X偏振波接收器102具有光90度混合器102a和2个均衡型光电二极管102b、102c。光90度混合器102a输入信号光和本机所发的光(LD光)。光90度混合器102a输出使这些光彼此以同相⑴和逆相(Q)发生干扰的I组输出光P7、P8和以正交(90度，X)和逆正交(-90度，Y)发生干扰的I组输出光P9、P10，共计4种光。后段的均衡型光电二极管102b、102c差动接收2组上述输出光P7?P10。由此，均衡型光电二极管102b，102c能够从信号光和本机所发的光中消除不要的直流分量，高效地仅提取各光的脉动分量。均衡型光电二极管102b、102c将分尚为X偏振波的IQ分量和Y偏振波的IQ分量的共计4个的接收光信号P7?PlO转换为电信号E1、E2(电流)。
[0031]同样地，Y偏振波接收器103具有光90度混合器103a和2个均衡型光电二极管103b、103c。关于Y偏振波接收器103的结构和动作，除了接收对象的偏振波分量为Y分量这点以外，都与X偏振波接收器102的结构和动作相同。因此，对共同的结构要素使用末尾相同的参照符号，并省略对其的详细说明。
[0032]TIA106a?106d输入从均衡型光电二极管102b、102c、103b、103c分别输出的电信号El?E4。S卩，TIA106a、106b从2个均衡型光电二极管102b、102c分别输入接收光信号P7、P8的同相干扰分量(I)和本机所发的光的信号P9、PlO的正交干扰分量(Q)。同样地，TIA106cU06d从2个均衡型光电二极管103b、103c分别输入接收光信号P11、P12的同相干扰分量(I)和本机所发的光的信号P13、P14的正交干扰分量(Q)。TIA106a?106d对输入的电信号El?E4进行阻抗转换并放大，作为电信号E5?E8输出。
[0033]AGC107a?107d将从TIA106a?106d输入的电信号E5?E8控制为预先设定的振幅值。0A108a?108d调整来自AGC107a?107d的输入信号E9?E12的振幅并输出。0A108a?108d分别抑制由于模拟部分(X偏振波接收器102、Y偏振波接收器103、TIA106a?106d、AGC107a?107d和高速ADCllla?Illd等)的特性的不完全性引起的4个线路间的偏差造成的信号质量的劣化而进行标准化。
[0034]电容器109a?109d是通过静电电容蓄积从0A108a?108d分别输入的电信号E13?E16并放出的受动元件。偏置调整器IlOa?IlOd根据来自控制电路113的指示，对于进行了 DC (Direct Current:直流)截取的高速信号E17?E20，以收敛于高速ADCllla?Illd的输入范围的方式赋予偏压。
[0035]高速ADCllla?Illd在输入了 X偏振波的IQ分量和Y偏振波的IQ分量的共计4个电信号E21?E24时，高速地对各信号进行AD转换，将转换为数字信号的信号Dl?D4 输出给后续的数字信号处理电路112。高速ADCllla?Illd以接收信号的2倍以上的取样
频率取入模拟信号E21?E24，在将其转换为数字信号Dl?D4后，输出给数字信号处理电
路 112。
[0036]数字信号处理电路112在输入了从高速ADCl I Ia?11 Id输出的数字信号Dl?D4后，根据来自控制电路113的指示，对这些数字信号Dl?D4实施各种处理，进行错误订正，然后作为10Gbps的信息信号D5向外部输出。数字信号处理电路112例如执行光源频率偏置补偿、载波相位推定、波长分散补偿、偏振波模式分散补偿等处理。
[0037]控制电路113按照28Gbps以上的高速信号的每条线路始终监视振幅调整用的0A108a?108d和AD转换后的数字信号Dl?D4，对各0A108a?108d施加反馈控制。即，控制电路113通过固件处理监视AD转换后的数据，以在各高速ADCllla?Illd固有的动态范围内对输入信号E21?E24的振幅进行最优化的方式，进行针对0A108a?108d的反馈控制。由此，能够进行数字信号处理电路112的数据分量的提取。
[0038]接着，说明动作。图2是用于说明实施例的光接收器100的动作的流程图。光接收器100的控制电路113在伴随光能量L0S(LOSS Of Signal:信号损失)的解除，探测到针对偏振波分离器101的光接收信号的输入时(SI),将0A108a?108d的信号振幅的值调整为较高的值(S2)。S卩，控制电路113始终监视AD转换后的RMS (Root Mean Square:均方根)值，将信号振幅的值反馈控制为事先设定的较高的振幅值。较高的振幅值指的是能够从输入信号Dl?D4中提取为了数字信号处理电路112确立线同步而需要的时钟分量的振幅值，优选为600mVpp以上(例如，700mVpp左右)。
[0039]在S3中，控制电路113根据从高速ADCllla?Illd经由数字信号处理电路112输入的反馈控制信号Fl (参照图1)，进行在高速ADCllla?Illd中是否确立了线同步的判定。该判定的结果为确立了线同步的情况下(S3;是)，控制电路113通过反馈控制信号F2(参照图1)，向0A108a?108d指示降低在S2中设定得较高的振幅值(S4)。由此，在0A108a?108d的信号振幅的各值收敛于所对应的高速ADCllla?Illd的输入范围内的情况下(S5 ;是)，控制电路113判断为振幅的最优化完成，维持信号疏通状态(S6)。
[0040]另一方面，在S5中，在0A108a?108d的信号振幅的各值中存在未收敛于对应的高速ADCllla?Illd的输入范围内的振幅值(S5 ;否)的情况下，再次返回S4，控制电路113使上述振幅值进一步降低。关于振幅值的降低处理，直到所有的OAlOSa?108d的信号振幅值都收敛于输入范围内(最优化)为止都重复执行，伴随最优化的完成而结束。
[0041]另外，控制电路113可以仅针对超过输入范围的线路(例如，I条)个别地执行上述振幅值的降低处理，还可以对多条线路(例如，2?4条)统一执行。上述输入范围的振幅值指的是数字信号处理电路112能够从输入信号Dl?D4提取处理对象的数据分量的振幅值，优选为200?600mVpp (例如，300?500mVpp左右)。
[0042]在上述S3中，在尽管将振幅值设定得较高，依然没有确立线同步的情况下(S3 ；否)，控制电路113使在S2中曾设定的振幅值逐渐增大，直到确立线同步为止。即，控制电路113将增大振幅值的次数的上限值(例如，10次)作为计数值而预先保存，使振幅值阶段性地增大，直到达到增大次数(自然数N次)为止(S7)。其结果是，在确立了线同步的情况下(S3 ;是)，控制电路113开始0A108a?108d的信号振幅的各值的降低(S4)。对此，在未确立线同步的期间内(S3 ;否)，控制电路113使振幅值增大(S7 ;否，S2)，直到振幅值的增大次数达到上限的计数值为止(S7 ;是)。
[0043]另外，关于S2的振幅值的增大量，在初始设定值为600mVpp的情况下，控制电路113例如以10?20mVpp左右的幅度使振幅值增大。此外，振幅值每次的增大量未必要每次都固定。例如，控制电路113可以在前半程的5次使振幅值每次增大20mVpp，在此后的5次使振幅值每次增大lOmVpp。此外，关于作为是否为了确立同步而增大振幅值的判断指标的上限值，未必一定通过次数(例如，10次)进行设定，也可以根据振幅值本身进行设定。在该方式中，作为上述计数值，例如设定800mVpp的上限值，在S7中，比较当前时刻的振幅值与该上限值。
[0044]接下来，参照图3?图7B，说明提取时钟分量的手法。同时还说明下述情况的理由，上述情况为:光接收器100提高向数字信号处理电路112输入的信号的振幅，从而易于进行时钟分量的提取，提高到同步确立为止的特性。
[0045]图3是表示实施例的⑶R (Clock Data Recovery:时钟数据恢复)电路200的结构的图。如图3所示，CDR电路200构成为具有缓冲器201、PLL(Phase Locked Loop:锁相环路)电路202和数据解码电路(DECoder:解码器)203。进而，PLL电路202具有相位检测器(PD:Phase Detector) 202a、LPF (Low Pass Filter:低通滤波器)202b 和 VCO (VoltageControlled Oscillator:压控振荡器)202c。这些各结构部分以在一个方向或双方向能够进行信号的输入、输出的方式连接。
[0046]在10Gbps左右的高速光传输之中，所传输的数字信号中包含时钟分量。⑶R电路200具有接收在数据分量上重叠时钟分量的传输路上的信号，将数字信号分离为时钟分量和数据分量的功能，通过光接收器100的数字信号处理电路112来实现。尤其在数字相干通信中，⑶R电路200从在发送器侧编码(FEC(Forward Error Correct1n:前向纠错)加密和错误订正等)的例如4个串行信号中提取时钟分量。该时钟分量在高速ADClIIa?Illd中用作取样时钟。
[0047]在接收侧的数字信号处理电路112中，需要对时钟、数据这双方的分量进行解码。因此，向PLL电路202输入的时钟分量和数据分量如图3所示，首先通过缓冲器201，向2个路径分支。通过一个路径传输的数字信号D6被输入到提取时钟分量的PLL电路202，通过另一个路径传输的数字信号D9被输入到生成数据分量的数据解码电路203。相位检测器202a输入2个数字信号D6、D7，输出与这些信号间的相位差相应的数字信号D8。相位检测器202a例如生成在2个输入信号D6、D7的相位差为90度时输出电压为OV的数字信号D8，并输出给后段的LPF202b。
[0048]接着，以混合器型的相位检测器为例，说明相位检测器202a的动作。图4是用于说明实施例的相位检测器202a的动作的图。如图4所示，正弦波的数字信号D6经由RF (Rad1Frequency:射频)端口被输入到混合器型的相位检测器202a。同样地，矩形波的数字信号D7经由L0(Local Oscillator:本机振荡器)端口被输入到混合器型的相位检测器202a。具有不同波形的数字信号D6、D7在合波后，作为混合器的输出信号D8,经由IF (IntermediateFrequency:中频)端口被输入到LPF202b。数字信号D8通过LPF202b而成为正的直流电压，作为数字信号DlO来输出。
[0049]图5A是表示向实施例的相位检测器202a输入的2个信号的波形的一例的图。在图5A中，在X轴规定时间(单位是秒)，并且在y轴规定输入信号电压(单位是V)。如图5A所示，上述数字信号D6描绘出振幅为0.5V、波长为1ns的正弦波，上述数字信号D7描绘出具有与数字信号D6相同的相位、振幅和波长的矩形波。因此，若这些数字信号D6、D7通过相位检测器202a合波，则生成图5B所示的波形。图5B是表示从实施例的相位检测器202a输出的信号的波形的一例的图。如图5B所示，上述数字信号D8经由LPF202b后，被去除高频分量，作为具有正的直流电压Vtjp的数字信号D10，从LPF202b输出。
[0050]来自LPF202b的上述输出电压Vtjp成为针对VC0202c的控制电压。因此，数字信号D6(相当于图1所示的数字信号Dl?D4)的振幅越小，则电压Vtjp、即VC0202c控制电压也越小，其结果是，VC0202C的可追随的时钟速度降低。与此同时，随着数字信号D6的振幅减小，T/Tf的值也变小(倾斜变平缓)，易于受到噪声等的影响。其结果是，跳动性能劣化。亦即，随着向数字信号处理电路112输入的输入信号的振幅的减小，在数字信号中包含的时钟分量与数据分量之间的同步确立变得困难。并且，数字信号D6的传输速度为28Gbps左右的高速。因此，对于光接收器100要求与更宽的频带对应的装置设计。于是，光接收器100提高数字信号D6的振幅值并使TyTf的值上升，直到确立同步为止。由此，抑制噪声等的影响，提高基于VC0202C的能够追随的速度。其结果是，易于进行时钟分量的提取。
[0051]图6是表示实施例的数字相干接收部的结构的图。如图6所示，相位移位器203c使通过PLL电路202确立同步的来自VC0202c的输出时钟信号错开4个相位(0°、90°、180°、270° )。4相位取样器203b使从缓冲器203a输入的数据移位至通过相位移位器203c而错开的各时钟相位。通过4相位取样器203b而移位至4个相位的数据分别通过高速ADC203d-l、203d-2、203d-3、203d-4进行AD转换，然后，作为数字信号而被输出给FEC帧同步检测电路203f。FEC帧同步检测电路203f从该数字信号中检测FEC帧的前同步码模式(F6 F6 F6 28 28 28)。
[0052]FEC帧同步检测电路203f无法根据接近数据的变化点的相位的数据检测FEC帧，因而在后段的数字信号处理电路203g中，选择最接近数据的变化点的中点的时钟。将基于数字信号处理电路203g的这种动作定义为“同步确立”。通过该动作，分别向数据解码电路(DEC) 203、204、205、206输入的XI输入信号X1、XQ输入信号Χ2、?输入信号Y1、YQ输入信号Υ2在确立了时钟分量与数据分量的同步后，作为XI输出信号Χ3、XQ输出信号Χ4、YI输出信号Υ3、YQ输出信号Υ4向外部输出。
[0053]图7Α是用于说明输入振幅较小的情况下的同步确立的方法的图。对此，图7Β是用于说明输入振幅较大的情况下的同步确立的方法的图。在图7Α和图7Β中，在X轴方向(时间方向)规定输入信号的相位，在y轴方向规定输入信号的电压。如图7A所不,在输入振幅较小的情况下，数字信号处理电路203g将接近数据的变化点Zl、Z2的相位即0°、270° (图7A的虚线)判断为数据变化点的相位。然后，数字信号处理电路203g将处于它们之间的90°、180° (图7A的实线)中的某个相位作为用于确立同步的时钟进行取样。因此，根据输入信号的波长和频率，最优的相位并不确定，有时未必能够选择最适于同步确立的点的时钟。
[0054]对此，如图7B所示，在输入振幅较大的情况下，最接近数据的变化点Z3、Z4的中点Z5的相位易被确定为180° (图7B的实线)的相位。因此，数字信号处理电路203g能够从4个相位中正确选择作为最适于确立同步的点的时钟相位。S卩，能够简单且迅速地实现用于同步确立的取样处理。基于上述理由，光接收器100的输入振幅越大，则越易于从数字信号提取时钟分量，易于实现同步的确立。
[0055]如上所述，光接收器100接收相干光。光接收器100接收相干光。光接收器100具有0A108a?108d、数字信号处理电路112和控制电路113。0A108a?108d调整输入信号的振幅并输出。数字信号处理电路112输入使用从0A108a?108d输出的模拟信号生成的数字信号，并且从该数字信号中提取时钟分量，确立该时钟分量与数据分量的同步，然后从上述数字信号中提取并处理上述数据分量。控制电路113在确立基于上述数字信号的同步之前，将上述模拟信号的振幅设定为第I振幅(例如，700mVpp左右的较大振幅)，在确立了上述同步之后，将该设定后的振幅变更为小于上述第I振幅的第2振幅(例如，400mVpp左右的较小振幅)。
[0056]在光接收器100中，上述第I振幅是数字信号处理电路112使用上述数字信号能够在上述时钟分量与上述数据分量之间确立同步的振幅值以上的振幅。此外，上述第2振幅是数字信号处理电路112能够从上述数字信号提取上述数据分量的范围内的振幅(最优化的振幅)。进而，控制电路113在确立了上述同步之后，可以将上述第2振幅限制为在输出信号的振幅相对于施加给0A108a?108d的控制电压的增益特性中具有线形的范围内的振幅。
[0057]S卩，光接收器100针对相干接收的电信号，将振幅设为较高的值，直到确立同步为止，在同步确立后，使振幅按照高速ADCllla?Illd的输入范围减小。进而，光接收器100在同步确立后，对各线路的信号振幅进行反馈控制，从而始终使电信号的振幅最优化。更具体而言，光接收器100增大输入信号的增益，直到确立同步为止，提升同步确立的稳定性，而在同步确立后，始终监视经过了 AD转换的数字值，从而进行将模拟输入信号的增益最优化为输入动态范围内的反馈控制。此时，光接收器100在同步确立后的增益调整中，控制为不使用易于产生波形失真的非线形范围，从而能够减少数据解码时的误码，实现信号传输质量的提升。
[0058]此外，在实施例中，光接收器100的0A108a?108d与AGC107a?107d分体地构成。由此，相比于使AGC107a?107d包含OA的功能的情况，光接收器100能够抑制电容器109a?109d与偏置调整器IlOa?I 1d之间的信号的偏差，能够灵活且容易地对应所输入的光信号的变动。
[0059]更具体而言，在光相干传输中，时钟提取时最优的信号振幅的值与数据疏通时最优的信号振幅的值不同。即，现有的NRZ(Non Return to Zero:不归零)强度调制的情况下，光接收器增大输入信号振幅而使T/Tf急剧振荡，从而易于进行时钟分量的提取，疏通状态下的线路质量也得以提升。对此，在光相干传输中，光接收器100以使得信号振幅收敛于高速ADCllla?Illd的输入范围的方式，将光接收FE (Front End:前端)模块的输出振幅值设定得较低。这种情况下，在设置于高速ADCllla?Illd的后段的数字信号处理电路112中，从输入信号提取的时钟分量的增益降低。由此，会产生数据分量与时钟分量不同步或到确立同步为止需要较长时间等不良情况。
[0060]于是，本实施例的光接收器100通过0A108a?108d和控制电路113将向高速ADCllla?Illd输入的输入信号的振幅设定为较高的值，直到在数据与时钟之间确立了线同步为止。而且在确立了线同步之后，光接收器100将上述振幅最优化为ADC动态范围内。作为线同步确立前的效果，即使向高速ADCllla?Illd输入的输入信号(正弦波)饱和，光接收器100在确立内部PLL (Phase Locked Loop:锁相环路)的线同步时,通过提升输入振幅，从而能够增加从输入信号中提取时钟分量时的增益。由此，线同步的概率提升。进而，作为线同步确立后的效果，光接收器100能够易于提取数据分量。
[0061]关于同步确立后的振幅控制，光接收器100能够采用多种反馈控制的方式。
[0062]例如，在光相干传输中使用的已有的光接收FE模块中，也存在有内置了 AGC电路的光接收FE模块，而通常这些光接收FE模块对于光输入能量的依赖度较大，因而存在输出振幅并不固定的情况。尤其在从均衡型光电二极管102b、102c、103b、103c到高速ADCllla?Illd的模拟部分中，基于光输入能量的变动、温度变化、历时劣化等各种要因，向高速ADCllla?Illd输入的输入振幅有时会离开最优范围。随之会产生光传输质量劣化的问题。
[0063]为了应对该问题，光接收器100的控制电路113在控制同步确立后的振幅时，还可以采用根据AD转换后的RMS值的监视结果，进行反馈控制的方式。或者，控制电路113还可以采用根据来自数字信号处理电路112的输入信号Fl的误码数，进行反馈控制的方式。即，光接收器100在同步确立后的信号疏通状态下，通过控制电路113始终监视数字信号处理电路112内的RMS值或误码数，从而将来自0A108a?108d的输出信号E13?E16的振幅始终最优化于ADC动态范围内。由此，误码率降低，信号质量提升。即，光接收器100在确立了内部时钟的线同步之后，将输入振幅最优化于ADC输入的动态范围内，防止波形失真导致的信号劣化，从而实现更高的透射性。并且，光接收器100通过控制电路113监视由于光输入能量的变动、温度变化、历时劣化等引起的输出数据特性的偏差，根据该监视结果，对OAlOSa?108d施加反馈控制。由此，始终维持最优的输入振幅。其结果是，能够将光信号质量的劣化防患于未然。
[0064]此外，在基于光接收器100的光相干传输中，对应于2个偏振波的IQ分量的共计4个电信号被分支到将偏振波接收器102、103与数字信号处理电路112连接起来的不同的4个线路并进行传输。因此，尤其担心在模拟部分的线路间的特性产生偏差，该偏差会衍生为振幅的偏差。各线路间的振幅的偏差成为传输质量劣化的主要原因。于是，在光接收器100中，对所有的线路分别配设有0A108a?108d。由此，控制电路113在控制同步确立后的振幅时，能够对4条线路分别实施个别的反馈控制。因此，控制电路113能够减轻或消除在线路间产生的特性和振幅的偏差。其结果是，误码率降低，信号质量提升。即，光接收器100个别地调整4条线路的输入振幅，从而消除在线路间的模拟部分产生的偏差，能够实现后段的数字信号处理电路112执行的波长分散补偿和偏振波模式分散补偿中的透射性的提升。
[0065]进而，在光相干传输中，在从光电二极管到ADC的模拟部分中，保持良好的线形性是很重要的。图8是示出实施例的光接收器100的0A108a?108d的增益特性的一例的图。在图8中，在X轴将对各0A108a?108d施加的电压规定为OA控制电压(单位为V)，并且在I轴将从各0A108a?108d输出的电信号的振幅值规定为OA输出振幅(单位为mVpp)。如图8所示，OA输出振幅的值会随着OA控制电压的增大而增大，然而其增大幅度(倾斜)根据OA控制电压的值而不同，在增大的过程中，线形范围和非线形范围混合存在。
[0066]尤其是，振幅调整用的高速运算放大器的输出电平的范围是预先确定的，在控制电压较低的范围(例如，O?1.0V)和较高的范围(例如，1.8V以上)具有非线形的部分。在图8中，在OA控制电压为V1以下的较低范围内存在非线形范围R1，而在OA控制电压为V2以上的较高的范围内也存在非线形范围R3。而且，在OA控制电压为V1?V2的区间(约
1.0?1.8V)存在输出振幅的线形范围R2 (约200?700mVpp)。因此，在光接收器100的高速ADCllla?Illd中，如果为了同步确立而将输出振幅值设定为较高的值(例如，700mVpp以上)，则存在输入信号削波(饱和)的可能性。反之，如果在最优化时将输出振幅值设定为较低的值(例如，200mVpp以下)，则量子化噪声增加，会产生信号质量劣化的问题。即，若过分提升振幅，则波形会失真，若过分降低振幅，则易于受到噪声的影响，频带无法延伸。
[0067]于是，为了应对上述问题，光接收器100在控制同步确立后的振幅时，考虑OAlOSa?108d等的模拟零件的增益，采用将输出振幅值限制在OA特性良好的范围(例如，约200?700mVpp，更优选为约300?500mVpp)的反馈控制方式。换言之，控制电路113在同步确立后的信号疏通状态下，以有效应用图8所示的线形范围R2和高速ADCl I Ia?11 Id较高的范围(最高有效位(MSB:Most Significant Bit)侧)的方式进行反馈控制。由此，光接收器100能够以不使用模拟零件的非线形范围的方式，对输出振幅值施加限制。由此，波形失真得以抑制，误码率降低。其结果是，光信号质量提升。
[0068]此外，在光接收器100进行的上述反馈控制是通过固件(Firm)处理执行的。因此，固件的控制负荷增大，可认为根据接收器整体的固件处理的量，会产生现有功能的劣化的问题。于是，光接收器100的控制电路113鉴于光的输出特性的稳定性，在控制同步确立后的振幅时，不进行实时控制，而采用在进行了规定时间(例如，I?10ys)的监视后，根据监视结果统一进行反馈控制的方式。由此，基于控制电路113的固件处理的量减少。其结果是，光接收器100的处理负荷降低。
[0069](变形例)
[0070]上述实施例可采用如下说明的变形方式。即，在上述实施例中，光接收器100将0A108a?108d作为与AGC107a?107d分体的独立的结构部分，但也可以使0A108a?108d的功能包含于AGC107a?107d。图9是示出变形例的光接收器100的结构的图。如图9所示，关于变形例的光接收器100的结构，除去不具有0A108a?108d这点之外，都与图1所示的光接收器100的结构相同。因此，对于共同的结构要素使用相同的参照符号，并省略对其的详细说明。AGC107a?107d将从TIA106a?106d输入的电信号E5?E8控制为预先设定的振幅值，并且调整电信号E5?ES的振幅，将调整后的电信号E9?E12分别输出给后段的电容器109a?109d。电信号E5?E8的振幅可通过基于反馈控制信号F2的反馈控制进行调整。
[0071 ] 在上述实施例中，上述反馈控制是由光接收器100将振幅调整用的0A108a?108d设置于4条线路而实施的，因而模拟电路增加，随之安装面积也增大。于是，在上述变形例中，光接收器100在上述反馈控制中，并非通过0A108a?108d，而是通过AGC107a?107d进行与OAlOSa?108d同样的振幅调整。由此，电路规模缩小，安装面积也减少。其结果是，能够实现光接收器100的小型化。此外，还能实现消耗功率的削减。
[0072] 另外，在上述说明中，分别说明了方式不同的反馈控制。然而，I台光接收器100可以一并具备上述多个反馈控制的功能。此外，关于一并具备的方式的数量，也不限于2个，可以采用3个以上的组合等任意的方式。进而，当然也可以对变形例的光接收器100应用上述各种反馈控制方式。例如，光接收器100可以将基于AD转换后的RMS值的反馈控制的功能分别应用于并列的4条线路。此外，光接收器100可以将基于误码数的反馈控制与规定时间监视后的统一的反馈控制组合起来。进而，变形例的光接收器100可以进行将输出信号的振幅值限制在线形范围内的方式的反馈控制。
[0073]符号说明
[0074]100光接收器
[0075]101偏振波分离器
[0076]102 X偏振波接收器
[0077]102a光90度混合器
[0078]102b, 102c均衡型光电二极管
[0079]103 Y偏振波接收器
[0080]103a光90度混合器
[0081]103b, 103c均衡型光电二极管
[0082]104 LD
[0083]105偏振波分离器
[0084]106a ?106d TIA
[0085]107a ?107d AGC
[0086]108a ?108d OA
[0087]109a ?109d 电容器
[0088]IlOa?IlOd偏置调整器
[0089]Illa ?Illd 高速 ADC
[0090]112数字信号处理电路
[0091]113控制电路
[0092]200 CDR 电路
[0093]201缓冲器
[0094]202 PLL 电路
[0095]202a相位检测器(混合器)
[0096]202b LPF
[0097]202c VCO
[0098]202d 选择器
[0099]203，204，205，206 数据解码电路(DEC)
[0100]203a 缓冲器
[0101]203b 4相位取样器
[0102]203c相位移位器
[0103]203d-l，203d-2，203d-3，203d-4 高速 ADC
[0104]203e ADC取样时钟选择电路
[0105]203f FEC帧同步检测电路
[0106]203g数字信号处理电路
[0107]Dl?D4, D6?DlO电信号(数字信号)
[0108]D5信息信号(数字信号)
[0109]El?E28电信号(模拟信号)
[0110]F1，F2反馈控制信号
[0111]Pl?P14光信号
[0112]Rl，R3 OA输出振幅的非线形范围
[0113]R2 OA输出振幅的线形范围
[0114]V1线形范围开始的OA控制电压
[0115]V2线形范围结束的OA控制电压
[0116]VIH, Vil向数字信号处理电路输入的输入电压
[0117]Vqp来自LPF的输出电压
[0118]Xl XI输入信号
[0119]X2 XQ输入信号
[0120]X3 XI输出信号
[0121]X4 XQ输出信号
[0122]Yl YI输入信号
[0123]Y2 YQ输入信号
[0124]Y3 YI输出信号
[0125]Y4 YQ输出信号
[0126]Zl?Z4数据变化点
[0127]Z5数据变化点的中点
【权利要求】
1.一种光接收器，其接收相干光，其特征在于，具有: 振幅调整电路,其调整输入信号的振幅并输出； 信号处理电路，其输入使用从所述振幅调整电路输出的模拟信号生成的数字信号，并且从该数字信号中提取时钟分量，确立该时钟分量与数据分量之间的同步，然后从所述数字信号中提取所述数据分量并进行处理；以及 控制电路，其在确立基于所述数字信号的同步之前，将所述模拟信号的振幅设定为第I振幅，在确立所述同步之后，将该设定后的振幅变更为小于所述第I振幅的第2振幅。
2.根据权利要求1所述的光接收器，其特征在于， 所述第I振幅是所述信号处理电路能够使用所述数字信号来在所述时钟分量与所述数据分量之间确立同步的振幅值以上的振幅。
3.根据权利要求1所述的光接收器，其特征在于， 所述第2振幅是所述信号处理电路能够从所述数字信号中提取所述数据分量的范围内的振幅。
4.根据权利要求1所述的光接收器，其特征在于， 所述控制电路在确立了所述同步后，将所述第2振幅限制为在输出振幅相对于向所述振幅调整电路施加的控制电压的增益特性中具有线形的范围内的振幅。
5.—种光接收方法，其特征在于， 接收相干光的光接收器调整输入信号的振幅并输出， 输入使用所输出的模拟信号来生成的数字信号，并且从该数字信号中提取时钟分量，确立该时钟分量与数据分量之间的同步，然后从所述数字信号中提取所述数据分量并进行处理， 在确立基于所述数字信号的同步之前，将所述模拟信号的振幅设定为第I振幅，在确立了所述同步之后，将该设定后的振幅变更为小于所述第I振幅的第2振幅。
【文档编号】H04B10/69GK104137446SQ201280069992
【公开日】2014年11月5日 申请日期:2012年2月23日 优先权日:2012年2月23日
【发明者】川添健一, 石井祐二, 赤司保, 寺田浩二 申请人:富士通光器件株式会社