通信方法和发送设备的制作方法
【专利摘要】本发明涉及一种通信方法和发送设备。电子装置对N个正交频分复用OFDM发送信号执行逆快速傅立叶变换IFFT，N为大于或等于2的整数；对已经过IFFT的N个发送信号执行快速傅立叶变换FFT；检测已经过FFT的N个发送信号的相位；基于检测到的N个发送信号的相位来检测N个发送信号的相对延迟量；以及基于检测到的相对延迟量调节对N个发送信号中的至少一个进行逆快速傅立叶变换的定时。
【专利说明】通信方法和发送设备
[0001]相关申请的交叉引用
[0002]本申请要求2012年11月19日提交的美国临时专利申请第61/727，983号的较早提交日的优先权，其全部内容通过引入合并于此。
【技术领域】
[0003]本公开内容涉及用于无线发送信号的通信方法和采用该通信方法的发送设备，其中该信号已通过OFDM (正交频分复用)方法或SC-FDMA (单载波频分多址接入)方法进行了调制。
【背景技术】
[0004]迄今为止，使用利用OFDM的调制方法的高速通信已投入实际使用，该OFDM例如是LTE (长期演进)或WiMAX (全球互通微波存取)。OFDM具有保护间隔，所以具有尤其处理频率选择性多径的能力，并且与其它调制方法相比，MMO (多输入多输出)更容易实现。具体地，由于使用FFT (快速傅立叶变换)容易在频域执行信号处理，所以容易执行信号分离和复杂信道矩阵的估计。作为应用的技术，已经讨论了用于使用相同频率在单个基站与多个终端之间进行通信的多用户MMO (MU-MIMO)0
[0005]MMO用于来自基站的通信，即用于下行链路。然而，已经讨论了 MMO在未来用于来自移动终端的发送(上行链路)的情况。MMO通过从不同的天线并行发送不同的信号来实现高速通信。然而，这里，假设所有信号彼此没有延迟并且在时间上彼此精确地一致。一致性通过基站中的硬件的高准确度实施来实现。然而，当通过移动终端执行MMO发送时，不各易实现终端中的各个发送路径在时间上的精确一致性。在移动终端中，由于尺寸和功耗的约束，未使用高准确度的同步技术。另外，在MU-MMO中，来自终端的发送的相对延迟使得难以进行MIMO发送。
[0006]在OFDM中的接收的情况下，应该可靠地检测FFT帧。将讨论帧检测失败的情况。当在帧的原始起点之前执行FFT时，如果帧的原始起点在保护间隔内，则保持FFT之后的子载波的正交性。然而，在该情况下，使得保护间隔长度劣化，并且未执行期望的多径避免。另一方面，如果从帧的原始起点延迟FFT的开始定时，则在信号流的尾部出现符号间干涉，并且没有保持子载波的正交性。
[0007]所以，对接收器应用巧妙的同步获取。图1为图示接收设备10的图，该接收设备10使用利用OFDM的调制方法并且执行MMO发送。
[0008]图1的接收设备10具有两个接收路径# O和# I。接收路径# O具有与天线Ila连接的高频单元(下文中被称为“RF单元”)12a。通过模拟/数字转换器13a将由RF单元12a接收到的信号转换为数字数据。通过匹配滤波器14a将由模拟/数字转换器13a转换的数据供应到相关性检测器15。匹配滤波器14a检测前导码(preamble)。相关性检测器15利用自相关性(autocorrelation)或互相关性(cross-correlation)检测FFT巾贞的头位置(同步点)。根据由相关性检测器15检测到的FFT帧的头位置，保护间隔移除单元16a从接收到的FFT帧移除保护间隔。
[0009]将保护间隔被保护间隔移除单元16a移除的数据供应到FFT单元17a，该FFT单元17a提取被调制为子载波的数据，并且将提取的路径# O的接收数据供应到接收数据处理器18。
[0010]接收路径# I具有与接收路径# O相同的配置。具体地，将由连接到天线Ilb的RF单元12b接收到的信号以如下顺序供应到模拟/数字转换器13b、匹配滤波器14b、相关性检测器15、保护间隔移除单元16b、以及FFT单元17b，并且将路径# I的接收数据供应到接收数据处理器18。
【发明内容】
[0011]如图1所示，在MMO接收设备中，由相关性检测器15通过采集接收分支的信号来执行自相关性或互相关性的计算。在假设从发送侧的多个天线供应的信号的定时和频率彼此精确地一致的情况下，执行这样的处理。
[0012]然而，从现在开始，预计当在上行链路上执行MMO发送时，不保持从发送侧的多个天线供应的信号的定时和频率的精确度。具体地，在移动终端执行MIMO发送的情况下，从包括在移动终端中的发送数据处理系统输出的发送信号在到达信道的天线时可能不同地延迟，并且未实现天线间的同步。不同延迟的元件的示例包括:功率放大器的组延迟的不同、发送带通滤波器的组延迟的不同、以及各种陷波滤波器和匹配电路的组延迟的不同。
[0013]例如，在功率放大器的情况下，根据放大器中包括的有源元件获得不同的组延迟。另外，即使在具有相同配置的功率放大器的情况下，根据温度或施加的电压获得不同的组延迟。在两个天线之间，组延迟之差为若干η秒。
[0014]发送带通滤波器的组延迟为大约IOn秒，并且主要取决于通带或环境温度。
[0015]各种陷波滤波器的性能主要取决于使用的部件的性能。根据各个路径的各自情况确定是否提供各种陷波滤波器以抑制对其它带的预干涉成分。考虑元件的特征提供匹配电路以便满足元件中的特征。匹配电路的部件的配置和数目不是固定的，并且两个路径的匹配电路在许多情况下应具有不同配置。在该情况下，如果预先识别延迟量，则可以执行用于恢复的相位校正。然而，通常，不同的移动终端具有不同的延迟量，并且延迟量根据温度或随着年限改变，从而，难以估计延迟量。另外，根据移动终端的天线的周围环境，在两个发送路径之间可能出现相对延迟。这里，术语“周围环境”例如表示来自具有移动终端的人的身体的影响。
[0016]当执行2Χ2ΜΜ0接收时，可以忽略当从基站看移动终端的两个天线时的两个天线之间的发送延迟之差。然而，可能期望具有极其相似的发送距离的多条路径，并且可以生成多条路径的相对延迟。
[0017]从而，最大可以假设大约20η秒的相对延迟，并且在LTE的情况下，该值短于快速傅立叶变换(FFT)的单位时间，这是因为用于执行FFT的单位时间长度大约为32η秒。现在将描述时间检测。
[0018]图2为图示LTE中使用的Zadoff-chu系统(CAZAC系统的一种:恒幅零自相关)的自相关的平方的特征的图。在图2中，横轴表示IFFT(逆快速傅立叶变换)的单位时间。例如，当IFFT大小为1000时，示出从I至1000的数。在该说明书中，表示IFFT大小的单位时间被称为“IFFT片段(chip)”(或被简称为“片段”)。
[0019]在图2中，位于横轴中心处的定时O对应于自相关的平方完全未偏移的状态。在图2中，处于自相关的平方完全未偏移的状态中的接收信号的幅度被确定为OdB。偏移的改变表示接收信号的衰减状态。
[0020]如图2所示，当获得自相关的平方并且IFFT的时间单位偏移一个(IFFT的一个片段偏移)时，接收信号衰减大约4dB。另外，时间单位偏移两个片段，接收信号衰减20dB或更多。从而，当时间单位偏移一个片段或更多时，衰减量较大，并且可以以高精确度指定IFFT片段。
[0021]图3A-3D图示当使用自相关的平方时对接收信号的FFT帧的指定。
[0022]图3A-3C表示已经过IFFT的接收流的图。流中的数表示IFFT片段数。
[0023]图3A的流#0和图3B的流# I以基本相同的时间到达接收端,并且相对延迟为一个片段内的S。相对延迟之差不是由接收侧指定。图3C的流# 2由于多径而被延迟，并且发送流# 2的两个发送天线之一未被识别。在图3C中，流# 2被延迟三个IFFT片段，并且流# 2的头部偶然地与流# O的IFFT片段之一的头部重合。
[0024]图3D示出在接收这些信号并利用前导码的自相关检测FFT帧的情况下的相关器的输出。由于以IFFT片段为单位执行相关计算，所以没有可靠地检测一个片段内的时间偏移。在图3D中，时刻t0具有宽度，该时刻t0是要检测流# O和流#1的时刻，并且在时刻to中相关器的输出为高。
[0025]接收器不能指定这样的相对延迟的因子。这样的宽度使同步获取的准确度劣化。至于流# 2，可通过相关器在时刻tl的输出可靠地检测头部。
[0026]为了校正相对延迟，日本待审专利申请公开第2006-295629号描述了一种用于例如通过检测RF载波的相差来消除相对延迟的方法。另外，日本待审专利申请公开第2012-503429号描述了一种用于利用MU-MMO中的前导码的初始同步来校正相对延迟的方法。然而，期望对相对延迟的更可靠的校正。
[0027]另外，信道估计也是要解决的问题。
[0028]在MMO中，通过矩阵的行列式(在下文中被称为“H矩阵”)表示信道。利用发送信号中包括的导频信号估计H矩阵，并且该信号被分离。这里，存在这样的问题，当发送信号的FFT帧由于相对延迟相互偏移时，如果FFT帧被固定到特定点，则导频信号没有被可靠地解调。导频信号被布置为使得OFDM的频率和时间帧在多个发送路径中相互不交叠。所以，如果通过特定方法指定包括导频信号的FFT帧，则可靠地获得导频信号。
[0029]具体地，在图4A所示的接收路径# O和图4B所示的接收路径# I中，以不同的定时布置包括导频信号的FFT帧。这里，“GI”表示保护间隔。在该示例中，当从发送侧的两个接收路径# 0和# I发送信号时，相对延迟大约为4n秒。另外，在接收路径# O中，检测发送导频信号的时段a，并且与该定时同步地执行解调。类似地，在接收路径# I中，检测发送导频信号的时段b，并且与该定时同步地执行解调。通过QPSK (正交相移键控)对该示例中的发送信号进行调制。
[0030]当执行图4A和图4B中所示的接收时，通过图5的左下部分所示的矩阵形式表示MIMO的信道。在路径# O中，估计“h00”和“hOl”，并且在路径# I中，估计“hlO”和“hll”。这里，由于执行帧同步，两个路径之间的时间延迟没有反映在接收导频信号上。现在执行数据接收，并且按照时间在两个路径中同时发送数据。通过利用之前获得的H矩阵的逆矩阵分离两个路径的信号来对数据进行解调。这里，如图4A和图4B所示，由于两个路径的接收数据中包括路径间的延迟I考虑相移地执行解调，从而，没有可靠地执行信号分离。具体地，利用没有考虑延迟δ的H矩阵来执行考虑延迟δ的信号分离。
[0031]图6Α和图6Β示出接收和解调的结果组的示例。图6Α示出理想接收状态的情况。在该理想状态中，接收符号被固定在四个位置。另一方面，当执行考虑延迟S的信号分离时，如图6Β所示，接收符号的位置不固定，并且解调失败。
[0032]另外，通过预编码的优化是要解决的另一个问题。在预编码中，MIMO的通信路径容量在许多情况下被确定为最大的。在闭合环路中，将发送侧乘以梁形矩阵，并将接收侧乘以波形矩阵。在闭合环路中，使用被称为CDD (循环延迟分集)的方法，并采用用于通过执行特定相位旋转来确保通信路径容量的方法。在任一个方法中，控制发送信号流的相位。然而，当生成上述相对延迟时，H矩阵作为相位旋转出现，从而，应考虑作为相位旋转出现的关于H矩阵的信息。
[0033]如果检测到相对延迟(δ )，则解决这些问题。具体地，当将相对延迟(δ )添加到H矩阵的估计时，可以可靠地执行信道估计。另外，可以可靠地执行预编码。
[0034]本发明人认识到在执行MMO通信时检测相对延迟的必要性。
[0035]根据示例性实施例，本公开内容涉及一种电子装置，对N个(N为大于或等于2的整数)正交频分复用(OFDM)发送信号执行逆快速傅立叶变换(IFFT);对已经过IFFT的N个发送信号执行快速傅立叶变换(FFT);检测已经过FFT的N个发送信号的相位；基于检测到的N个发送信号的相位来检测N个发送信号的相对延迟量；以及基于检测到的相对延迟量调节对N个发送信号中的至少一个进行逆快速傅立叶变换的定时。
[0036]根据本公开内容，可以检测在MMO中的多个发送流之间生成的、一个IFFT片段内的相对延迟。这是非常有效的。
【专利附图】
【附图说明】
[0037]图1为图示常规MMO接收设备的框图。
[0038]图2为图示接收信号的自相关的平方的特征的图。
[0039]图3A-3D图示MMO的发送状态。
[0040]图4Α-4Β图示两个接收路径的信号的延迟生成状态。
[0041]图5为图示MMO的信道估计的图。
[0042]图6Α-6Β图示当在信道中生成发送延迟时的MMO的接收状态。
[0043]图7为图示根据本公开内容的第一实施例的发送设备的配置的框图。
[0044]图8包括图示根据本公开内容的第一实施例的IFFT单元的配置的框图。
[0045]图9为图示根据本公开内容的第一实施例的延迟检测器的配置的框图。
[0046]图10包括图示根据本公开内容的第二实施例的IFFT单元的配置的框图。
[0047]图11为图示根据本公开内容的第二实施例的延迟检测器的配置的框图。
[0048]图12为图示根据本公开内容的第二实施例的相位校正值与相对延迟之间的关系的图。
[0049]图13为图示根据本公开内容的第三实施例的发送设备的配置的框图。[0050]图14包括图示根据公开内容的第三实施例的IFFT单元的配置的框图。
[0051]图15为图示根据本公开内容的第三实施例的延迟检测器的配置的框图。
[0052]图16为图示根据本公开内容的第三实施例的相位校正值与相对延迟之间的关系的图。
【具体实施方式】
[0053]下文中将按照如下顺序描述本公开内容的实施例。
[0054]1.第一实施例
[0055]1-1.发送设备的配置示例(图7)
[0056]1-2.1FFT单元的示例(图8)
[0057]1-3.延迟检测器的示例(图9)
[0058]1-4.延迟校正操作的示例
[0059]2.第二实施例
[0060]2-1.1FFT单元的示例(图10)
[0061]2-2.延迟检测器的示例(图11)
[0062]2-3.延迟校正操作的示例
[0063]2-4.利用相位校正值校正相对延迟的示例(图12)
[0064]3.第三实施例
[0065]3-1.发送设备的示例(图13)
[0066]3-2.1FFT单元的示例(图14)
[0067]3-3.延迟检测器的示例(图15)
[0068]3-4.延迟校正操作的示例
[0069]3-5.利用相位校正值校正相对延迟的示例(图16)
[0070]4.修改
[0071]〈1.第一实施例〉
[0072][1-1.发送设备的示例]
[0073]图7为图示根据第一实施例的发送设备的配置的图。本公开内容的发送设备为诸如蜂窝电话终端装置的终端装置。替选地，本公开内容的发送设备可应用于基站。
[0074]图7的示例的发送设备包括两个发送路径# 0和# 1，并执行2X2MM0发送。
[0075]通信控制器100包括信号处理器110，该信号处理器110包括IFFT单元Illa和Illb0 IFFT单元Illa和Illb中的每个对发送信号执行OFDM方法或SC-FDMA方法的逆快速傅立叶变换。注意，当如下文所述检测延迟时，将IFFT单元Illa和Illb分配给要进行逆快速傅立叶变换的信号，并且将用于延迟检测的信号分配给预定频率/时隙。下文中将描述用于延迟检测的信号。
[0076]已经过由IFFT单元Illa和Illb执行的逆快速傅立叶变换的信号被提供到高频单元(RF单元)120。RF单元120包括两个正交调制单元121a和121b，正交调制单元121a和121b中的每个利用发送信号对从高频振荡器122提供的高频信号执行正交调制。
[0077]通过包括匹配电路和放大器的发送处理器将从发送路径# O的正交调制单元121a输出的发送信号(高频信号)提供到双工器156。在该示例中，通过三个匹配电路151、153和155、滤波器152、以及放大器154将发送信号提供到双工器156。匹配电路、滤波器等的布置仅为示例。双工器156允许发送电路和接收电路共享天线。图7中省略了接收电路。
[0078]通过开关157将从双工器156输出的发送信号提供到天线158。如下文所述，开关157执行切换以便在检测到延迟时将发送信号提供到解调单元170。在正常发送中，开关157将双工器156和天线158彼此连接。
[0079]通过匹配电路、放大器等将从发送路径# I的正交调制单元121b输出的发送信号(高频信号)提供到双工器164。在该示例中，通过陷波滤波器161、放大器162以及匹配电路163将发送信号提供到双工器164。匹配电路、滤波器等的布置仅为示例。另外，尽管两个发送路径# O和# I在图7中具有不同的电路配置，但是这两个发送路径# O和# I可具有相同的电路配置。
[0080]通过开关165将从双工器164输出的发送信号提供到天线166。如下文所述，当检测到延迟时，开关165将发送信号提供到解调单元170。在正常发送中，开关165将双工器164和天线166彼此连接。
[0081]解调单元170包括混合器171和混合器172，混合器171接收从发送路径# O的开关157提供的发送信号，混合器172接收从发送路径# I的开关165提供的发送信号。混合器171和172接收从RF单元120的高频振荡单元122提供的高频信号，并且发送路径的发送信号被解调为基带信号。注意，从高频振荡单元122提供到混合器171和172的高频信号与用于由正交调制单元121a和121b执行的调制的高频信号相同。
[0082]由混合器171和172解调的发送路径# O和# I的信号被提供到通信控制器100的延迟检测器130。延迟检测器130检测添加到发送信号的用于延迟检测的信号，并根据检测到的信号的相差检测两个发送路径# O和# I之间的相对延迟量。由延迟检测器130检测到的相对延迟量被提供到延迟校正单元140。
[0083]延迟校正单元140将所提供的相对延迟量转换为时间，以便生成用于校正发送路径# 0和# I的发送定时的校正信号，并将校正信号提供到信号处理器110。假设，根据从延迟检测器130提供到延迟校正单元140的相对延迟量，发送路径# I的信号相对于发送路径# O的信号以延迟量δ进行延迟。在该情况下，延迟校正单元140向处理发送路径# O的信号的IFFT单元Illa发出用于以对应于延迟量δ的时间段将处理定时延迟的指令。
[0084]通过执行该处理，两个发送路径# 0和# I中的从天线158和166发送信号的定时彼此重合。注意，尽管图7图示两个发送路径，但是即使当提供三个或更多个发送路径时，也可以检测并校正相对延迟。
[0085][1-2.1FFT 单元的示例]
[0086]图8包括图示两个IFFT单元Illa和Illb的配置的图。
[0087]IFFT单元Illa和Illb分别包括IFFT计算单元112a和112b、保护间隔添加单元113a和113b、并行/串行转换器114a和114b、以及低通滤波器115a和115b。已经过由IFFT计算单元112a和112b执行的逆快速傅立叶变换的信号被提供到保护间隔添加单元113a和113b，保护间隔添加单元113a和113b执行向一个单位的FFT时隙添加保护间隔的处理。然后，并行/串行转换器114a和114b执行将信号转换为串行信号的处理，并且低通滤波器115a和115b移除不需要的成分。
[0088]在延迟检测时从通信控制器100向图8所示的IFFT计算单元112a和112b提供信号。具体地，在延迟检测时，在路径# O的IFFT计算单元112a中，将用于延迟检测的参考信号“I”分配给预定频率成分ref_F0，并将参考信号“O”分配给其它频率成分。类似地，在路径# I的IFFT计算单元112b中，将用于延迟检测的参考信号“I”分配给预定频率成分ref_F0，并将信号“O”分配给其它频率成分。将用于延迟检测的参考信号“ I ”分配给相同时隙中的两个路径# O和# I。参考信号具有相同的幅度。
[0089]当这样将信号“ I ”仅分配给一个频率成分ref_F0并执行逆快速傅立叶变换时，在IFFT计算单元112a和112b的输出中出现具有频率成分ref_F0的正弦波。
[0090][1-3.延迟检测器的配置示例]
[0091]图9为图示延迟检测器130的配置的图。
[0092]延迟检测器130包括模拟/数字转换器131a和131b，模拟/数字转换器131a和131b分别独自地将从解调单元170的混合器171和172提供的基带信号转换为数字信号。经过由模拟/数字转换器131a和131b执行的数字转换的信号被提供到除法单元132(division unit)。除法单元132利用两个信号执行除法。然后，从除法单元132输出的除法结果被提供到FFT单元133。
[0093]FFT单元133在执行快速傅立叶变换之前执行保护间隔移除处理和串行/并行转换处理。
[0094]然后，已经过由FFT单元133执行的快速傅立叶变换的信号被提供到相位检测器134。相位检测器134提取频率成分ref_F0中包括的相位信息，并确定该相位信息对应于两个路径# O和# I之间的相对延迟量。
[0095][1-4.延迟校正操作的示例]
[0096]接下来，将描述由延迟检测器130执行的检测相对延迟的操作。
[0097]当IFFT单元Illa和Illb对用于延迟检测的参考信号执行逆快速傅立叶变换时，在路径# 0和# I的发送信号上叠加相同的正弦波，并且放大发送信号。通过由解调单元170执行的到基带信号的转换，将发送信号中包括的参考信号转换为具有频率成分ref_F0的正弦波。正弦波信号被延迟检测器130数字化，并经受除法。
[0098]这里，由下面的公式(I)和(2)表示从解调单元170的混合器171和172输出的路径# O和# I的信号成分。
[0099]公式(I)
[0100]ΜΙΧ#0 的输出=A0*exp (j*2* π *ref_F0*t+j* Φ O)
[0101]公式(2)
[0102]MIX#1 的输出=Al*exp (j*2* π *ref_F0*t+j* Φ I)
[0103]因此，由公式(3)表示除法的结果。
[0104]公式(3)
[0105]除法单元的输出=(Α0/Α1)*ΘΧΡ(_].*(Φ0-Φ1))
[0106]注意，“ ΦO”和“ Φ I”表示在从通信控制器100的RF单元120的输出端口向通信控制器100的除法单元132发送参考信号期间的相位改变，并包括两个信号之间的路径差。另外，“Α0”和“Al”表示幅度。由于两个路径的增益彼此不同，所以两个信号具有不同的幅度。
[0107]当FFT单元133对作为来自除法单元132的输出的公式(3)的结果执行快速傅立叶变换时，在FFT单元133的频率成分ref_F0中出现公式(3)，并且相位检测器134可以检测其相位。如果在两个路径# O和# I之间生成相对延迟，则相差(Φ0-Φ I)没有变为零，但是如果未生成相对延迟，则相差变为零。
[0108]FFT单元133执行快速傅立叶变换的定时与IFFT计算单元112a和112b的处理定时相同。这是因为，从通信控制器100输出信号到信号被提供到FFT单元133的发送时间非常短，并且充分在保护间隔内，从而保持在快速傅立叶变换之后的正交性。
[0109]图7所示的延迟校正单元140将相差转换为延迟时间，并通过控制IFFT计算单元112a和112b的处理定时来移除延迟。作为用于控制定时的方法，可以使用用于向IFFT时钟添加偏移以便将IFFT开始定时设置为早或晚的方法。
[0110]尽管图7图示适用于2X2MM0的示例，但是该实施例的处理可以扩展到NXNMIMO (N为大于或等于2的整数)。在该情况下，图7所示的通信控制器100包括N个IFFT单元、N个正交调制单元、以及N个高频信号发送路径，并且解调单元170包括N个混合器。然后，将用于延迟检测的N个参考信号分配给IFFT单元的相同时隙中的相同频率成分。
[0111]延迟检测器130包括N个模拟/数字转换器，并且除法单元132执行频率成分ref_FO与其它(N-1)个频率成分之间的除法。由此，可以获得其它路径(N-1个路径)相对于高频信号发送路径# O的相对延迟。对单独的N-1个IFFT单元执行对延迟时间的控制。
[0112]〈2.第二实施例〉
[0113]接下来，将参照图10至图12描述本公开内容的第二实施例。在图10至图12中，通过与图7至图9中相同的附图标记表示与第一实施例中描述的如图7至图9所示的相同的部件。
[0114]与第一实施例相同，根据本公开内容的第二实施例，提供了一种发送设备，具有两个发送路径#0和# I并执行2X2MM0发送。作为发送设备的整体配置，使用图7所示的配置。
[0115][2-1.1FFT 单元的示例]
[0116]图10为图示两个IFFT单元Illa和Illb的图。
[0117]两个IFFT单元11 Ia和Illb的配置与以上参考图8所述的IFFT单元11 Ia和Illb的配置相同。然而，从通信控制器100提供到IFFT计算单元112a和112b的信号与图8所示的信号不同。
[0118]具体地，在延迟检测时，在路径# O的IFFT计算单元112a中，将用于延迟检测的参考信号“I”分配给预定频率成分ref_F0和另一个频率成分base_F2，并将参考信号“O”分配给其它频率成分。另外，同样，在路径# I的IFFT计算单元112b中，将用于延迟检测的参考信号“ I ”分配给与预定频率成分ref_F0和频率成分base_F2不同的频率成分ref_F1，并将信号“O”分配给其它频率成分。将参考信号“I”分配给相同时隙中的两个路径# O和# I。参考信号具有相同的幅度。
[0119][2-2.延迟检测器的示例]
[0120]图11为图示根据第二实施例的延迟检测器130的配置的图。
[0121]延迟检测器130包括模拟/数字转换器131a和131b，模拟/数字转换器131a和131b独自地将从解调单元170的两个混合器171和172提供的基带信号转换为数字信号。通过开关135将经过由模拟/数字转换器131a和131b执行的数字转换的信号选择性地提供到FFT单元133。
[0122]FFT单元133对数字/模拟转换器131a的输出和数字/模拟转换器131b的输出顺次执行快速傅立叶变换。已经过由FFT单元133执行的快速傅立叶变换的信号被提供到相位检测器134。相位检测器134按照包括相应信号成分的相应定时来检测频率成分ref_FO的相位、频率成分ref_Fl的相位以及频率成分base_F2的相位。
[0123]由相位检测器134检测到的三个频率成分的相位信息被提供到相差检测器136。相差检测器136从相位信息检测相差。另外，由相差检测器136检测到的相差信息被提供到校正相位检测器137，校正相位检测器137利用由相位参考生成单元138预先存储的参考相位和由相差检测器136检测到的相差来获得要被校正的相位。由校正相位检测器137计算的要被校正的相位值被提供到延迟信息数据确定单元139，延迟信息数据确定单元139确定用于校正发送定时的延迟信息。
[0124][2-3.延迟校正操作的示例]
[0125]接下来，将描述由延迟检测器130执行的检测相对延迟的操作。
[0126]相位检测器134获得已经过由FFT单元133执行的快速傅立叶变换的信号中包括的三个频率成分ref_F0、ref_Fl和base_F2的相位。当利用相位执行下面的计算时，获得对应于频率成分base_F2的相对延迟的相差。
[0127]公式(4)
[0128]相差=((ref_Fl的相位)_ (ref_F0 的相位))/ ((ref_Fl) - (ref_F0)) X ((base_F2) - (ref_F0)) - (base_F2 的相位)
[0129]将如下地描述公式(4)的计算公式的对象。尽管在频率成分基_F2的相位中包括关于延迟的信息，但是需要路径# `O和# I之间的相对相位值，所以使用频率成分ref_F0和ref_Fl。由于相差的绝对值包括发送长度的偏移，所以利用频率成分ref_F0和ref_Fl的两个波之差对频率成分base_F2的相位进行内插或外推。通过相差检测器136执行该计
笪
ο
[0130]另外，当延迟量大于或等于一个IFFT片段时，相位旋转超过360度，所以执行下面的计算以减去其整数倍。
[0131]公式(5)
[0132]相位校正值=mod ((相差)/ (相位参考))
[0133]这里，使用下面的公式。
[0134]公式(6)
[0135]相位参考=(360X ref_F0) / (IFFT 大小)
[0136]在公式(5)中，“mod”表示除法的余数。通过校正相位检测器137执行公式(6)的计算。作为公式(6)中的相位参考，将预先获得的值存储在相位参考生成单元138中。
[0137]由于如此将由校正相位检测器137获得的相位校正值转换为时间，所以获得相对延迟。
[0138][2-4.利用相位校正值校正相对延迟的示例]
[0139]图12为示出该实施例的模拟结果的图。在该示例中，假设IFFT大小为200，频率成分ref_FO为100，频率成分ref_Fl为110，并且频率成分base_F2为109。假设使用LTE标准的示例，示出对应于从3.2ns到19.2ns的相对延迟的相位的变化特征α。
[0140]在变化特征α中，相位延迟随着相对延迟的增加而线性增加。例如，相对于3.2ns的相对延迟示出约20度的相位变化。
[0141]注意，当频率成分ref_F0和ref_Fl的值减小时，变化特征α的线的倾斜度变得近似平坦，并且使得取决于相位的解析能力劣化。
[0142]<3.第三实施例>
[0143]接下来，将参照图13至图16描述本公开内容的第三实施例。在图13至图16中，通过与图7至图12中相同的附图标记表示与第一和第二实施例中描述的如图7至图12所示的相同的部件。
[0144]与第一和第二实施例相同，根据本公开内容的第三实施例，提供了一种发送设备，具有两个发送路径# O和# I并执行2Χ2ΜΜ0发送。
[0145][3-1.发送设备的示例]
[0146]图13为图示根据第三实施例的发送设备的配置的图。
[0147]图13的发送设备中包括的两个发送路径# O和# I的配置与图7的发送设备的配置相同。然而，从IFFT单元Illa和Illb提供的信号阵列与图7所示的信号阵列不同。
[0148]于是，第三实施例的发送设备具有用于检测与图7不同的发送信号的延迟的配置。具体地，与图7中的情况相同，发送路径# O包括开关157，该开关157对从双工器156输出的发送信号执行切换，并且发送路径# O包括开关165,该开关165对从双工器165输出的发送信号执行切换。由开关157和165切换的用于延迟检测的发送信号被提供到开关181。开关181选择发送路径# O的用于延迟检测的发送信号或发送路径# I的用于延迟检测的发送信号。由开关181选择的用于延迟检测的发送信号被提供到解调单元182。解调单元182包括混合器，该混合器将从RF单元120的高频振荡单元122提供的高频信号与用于延迟检测的发送信号混合。通过该处理，解调单元182将发送路径的发送信号解调为基带信号。
[0149]由解调单元182解调的发送路径# O和# I的信号被提供到通信控制器100的延迟检测器130。延迟检测器130检测添加到发送信号的信号以检测延迟，并根据检测到的信号之间的相差来检测发送路径# O和# I之间的相对延迟量。下文将描述第三实施例的延迟检测器130的配置(图15)。
[0150]发送设备的其它部分被配置为与图7所示的发送设备相同。
[0151][3-2.1FFT 单元的示例]
[0152]图14为图示两个IFFT单元Illa和Illb的配置的图。
[0153]两个IFFT单元Illa和Illb的配置与参考图8描述的IFFT单元Illa和Illb的配置相同。然而，从通信控制器100提供到IFFT计算单元112a和112b的信号与图8所示的信号不同。
[0154]具体地，在延迟检测时，在提供到路径# O的IFFT计算单元112a的信号中，将用于延迟检测的参考信号“ I ”分配给预定时隙中的预定频率成分ref_F0，并参考信号“O”分配给其它频率成分。
[0155]另外，在提供到路径# I的IFFT计算单元112b的信号中，将用于延迟检测的参考信号“I”分配给频率成分ref_Fl，并将信号“O”分配给其它频率成分。在路径# O中分配用于延迟检测的参考信号“I”的时隙与在路径# I中分配用于延迟检测的参考信号“I”的时隙彼此不同。例如，在路径# I中分配参考信号的时隙邻近于在路径# O中分配参考信号的时隙。
[0156][3-3.延迟检测单元的示例]
[0157]图15为图示根据第三实施例的延迟检测器130的配置的图。
[0158]延迟检测器130包括数字/模拟转换器131c，数字/模拟转换器131c将从解调单元182提供的基带信号转换为数字信号。模拟/数字转换器131c具有提供路径# O的用于延迟检测的信号时的定时和提供路径#I的用于延迟检测的信号时的定时。
[0159]经过由数字/模拟转换器131c执行的数字转换的信号被提供到FFT单元133。
[0160]已经过由FFT单元133执行的快速傅立叶变换的信号被提供到两个相位检测器134a和134b。相位检测器134a在分配用于延迟检测的参考信号的定时检测频率成分ref_FO的相位。相检测器134b在分配用于延迟检测的参考信号的定时检测频率成分ref_Fl的相位。
[0161]由相位检测器134a和134b检测到的两个频率成分的相位信息被提供到相差检测器136。相差检测器136检测两个相位之差。由相差检测器136检测到的关于相差的信息被提供到校正相位检测器137，校正相位检测器137利用由相位参考生成单元138预先存储的参考相位和由相差检测器136检测到的相差来获得要校正的相位。由校正相位检测器137计算的要校正的相位值被提供到延迟信息数据确定单元139，延迟信息数据确定单元139确定用于校正发送定时的延迟信息。
[0162][3-4.延迟校正操作的示例]
[0163]接下来，将描述由延迟检测器130执行的检测相对延迟的操作。
[0164]相差检测器136获得关于已经过由FFT单元133执行的快速傅立叶变换的信号中包括的两个频率成分ref_R)和ref_Fl的相位的信息。相差检测器136根据下面的公式(7)获得两个频率成分之间的相差。
[0165]公式(7)
[0166]相差=(ref_F0的相位)-(ref_Fl的相位)
[0167]然后，校正相位检测器137利用获得的相差执行与第二实施例相同的计算处理，即上述公式(5)和(6)的计算。通过执行公式(5)和(6)的计算，移除360度或更多的相差的旋转。另外，校正相位检测器137将相差转换为在确定用于校正信息的数据时的时间，以获得IFFT的定时的校正值。校正相位检测器137通过将利用校正值获得的相位校正值转换为时间来生成用于校正相对延迟的信号。
[0168]注意，延迟校正操作是由具有两个路径# O和# I的通信设备执行的延迟校正操作的示例。另一方面，第三实施例可被扩展为NXWMO (N为整数)的情况。在该情况下，通信控制器100包括N个IFFT单元和N个正交调制单元，RF单元120包括N个路径，以及连接到解调单元182的开关181被配置为N个输入I个输出。将N个参考信号分配给IFFT单元中的不同时隙中的相同频率成分。在延迟检测器130中，已执行了 FFT的相位检测器提取N个参考信号的相位。在分配给路径# O的信号的第一频率成分ref_F0与分配给其它(N-1)个路径的频率成分之间执行公式(7)的减法。由此，延迟检测器130获得(N-1)个路径相对于路径# O的RF单元的相对延迟。对单独的(N-1)个IFFT单元执行对延迟时间的控制。
[0169][3-5.利用相位校正值校正相对延迟的示例]
[0170]图16为图示该实施例的模拟结果的图。图16的模拟条件与图12的模拟条件相同。
[0171]假设将频率成分的数值10分配给ref_F0和base_Fl。另外，IFFT大小为200。图16所示的变化特征β表示相位延迟随着相对延迟增大而增大的特征。在该实施例中，相对于3.2nS的相对延迟示出约20度的相位变化。因此，在第三实施例中，同样，获得与第二实施例的结果基本相同的结果。
[0172]<4.修改〉
[0173]注意，上述描述公开了最简单的MMO系统，其中发送设备利用两个发送路径执行发送。然而，本公开内容的示例可应用于包括更多个发送路径和更多个接收路径的MIMO系统。具体地，本公开内容的示例可应用于具有N个发送路径(N为大于或等于2的整数)的发送设备。例如，当提供N个发送路径时，可以检测发送路径之一与其它发送路径之间的相对延迟，并可以根据相对延迟的检测量来校正发送路径的发送定时。
[0174]另外，在本公开内容的权利要求中描述的配置和处理不限于上述实施例。应当理解，对本领域技术人员来说明显的是，在权利要求和权利要求的等同物的范围内，可以根据设计和其它要素做出各种修改、组合和其它实施例。
【权利要求】
1.一种电子装置，包括: 电路，被配置为: 对N个(N为大于或等于2的整数)正交频分复用(OFDM)发送信号执行逆快速傅立叶变换(IFFT)； 对已经过IFFT的N个发送信号执行快速傅立叶变换(FFT)； 检测已经过FFT的N个发送信号的相位； 基于检测到的N个发送信号的相位来检测N个发送信号的相对延迟量；以及基于检测到的相对延迟量调节对N个发送信号中的至少一个进行逆快速傅立叶变换的定时。
2.根据权利要求1所述的电子装置，其中所述电路被配置为向N个天线元件提供已经过IFFT的N个发送信号。
3.根据权利要求1所述的电子装置，其中， 参考信号被包括在N个发送信号中的每个的相同频率成分和相同时隙中，以及 所述电路被配置为基于N个发送信号中包括的参考信号来检测相对延迟量。
4.根据权利要求1所述的电子装置，其中所述电路被配置为对N个发送信号执行N-1个除法计算，并对N-1个除法计算的结果执行FFT。
5.根据权利要求1所述的电子装置，其中所述电路被配置为: 对N个发送信号进行解调； 对N个发送信号执行除法计算；以及 对除法计算的结果执行FFT。
6.根据权利要求1所述的电子装置，其中， 参考信号被包括在第一发送信号和第二发送信号的相同时隙中， 第一发送信号包括位于相同时隙中的第一频率成分(f0)和第二频率成分(f2)处的参考信号，以及 第二发送信号包括位于相同时隙中的第三频率成分(f I)处的参考信号。
7.根据权利要求6所述的电子装置，其中所述电路被配置为根据如下公式检测第一发送信号与第二发送信号之间的相差: 相差=[((fl 的相位)-(f0 的相位))/fl_fO]X (f2-f0)-(f2 的相位)。
8.根据权利要求7所述的电子装置，其中所述电路被配置为根据如下公式获得相位参考: 相位参考=(360 X f0)/IFFT大小。
9.根据权利要求8所述的电子装置，其中所述电路被配置为基于根据如下公式获得的相位校正值来调节定时: 相位校正值=mod (相差/相位参考)，其中， mod表示相差与相位参考之间的除法的余数。
10.根据权利要求1所述的电子装置，其中参考信号被分配给N个发送信号中的相同的频率成分但是不同的连续时隙。
11.根据权利要求10所述的电子装置，其中所述电路被配置为连续地对N个发送信号中的每个进行FFT。
12.根据权利要求11所述的电子装置，其中所述电路被配置为从已连续经过FFT的N个发送信号与参考相位之间的差连续地检测N个发送信号的相对延迟量。
13.一种由电子装置执行的方法，所述方法包括: 对N个(N为大于或等于2的整数)正交频分复用(OFDM)发送信号执行逆快速傅立叶变换(IFFT)； 对已经过IFFT的N个发送信号执行快速傅立叶变换(FFT)； 由电子装置的电路检测已经过FFT的N个发送信号的相位； 由所述电路基于检测到的N个发送信号的相位来检测N个发送信号的相对延迟量；以及 由所述电路基于检测到的相对延迟量调节对N个发送信号中的至少一个进行逆快速傅立叶变换的定时。
14.根据权利要求13所述的方法， 参考信号被包括在N个发送信号中的每个的相同频率成分和相同时隙中，以及 基于N个发送信号中包括的参考信号检测相对延迟量。
15.根据权利要求13所述的方法，其中， 参考信号被包括在第一发送信号和第二发送信号的相同时隙中，· 第一发送信号包括位于相同时隙中的第一频率成分(f0)和第二频率成分(f2)处的参考信号，以及 第二发送信号包括位于相同时隙中的第三频率成分(f I)处的参考信号。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括: 根据如下的公式检测第一发送信号与第二发送信号之间的相差: 相差=[((fl 的相位)_(f0 的相位))/fl_fO]X (f2-f0)-(f2 的相位)； 根据如下的公式获得相位参考: 相位参考=(360 X f0)/IFFT大小；以及 基于根据如下公式获得的相位校正值来调节定时: 相位校正值=mod (相差/相位参考)，其中， mod表示相差与相位参考之间的除法的余数。
17.根据权利要求13所述的方法，其中参考信号被分配给N个发送信号中的相同的频率成分但是不同的连续时隙，所述方法还包括: 连续地对N个发送信号中的每个进行FFT ;以及 从已连续经过FFT的N个发送信号与参考相位之间的差连续地检测N个发送信号的相对延迟量。
【文档编号】H04B7/06GK103825854SQ201310581280
【公开日】2014年5月28日 申请日期:2013年11月19日 优先权日:2012年11月19日
【发明者】楠繁雄 申请人:索尼移动通信株式会社