用于无线通信系统中的多接入的方法和装置与流程

本发明的各方面大体上涉及无线通信系统，尤其涉及在大规模多输入多输出无线通信系统中的多信道接入。

背景技术：

手机、智能电话和平板设备等现代无线通信设备的激增预料到了尝试连接的用户和设备数量随之增加。未来的通信系统将预期为大量用户和设备提供并发连接。例如，考虑图1所示的通信系统100，图1示出了移动无线通信网络的典型小区118。小区118支持与基站102通信的多个用户，用户1到用户K。每个用户，用户1到用户K，大约同时向基站102传输数据流104到116。为支持与大量用户的并发通信，小区118等小区将需要实现多址接入方案以将各个数据流104至116与用户间干扰分离，用户间干扰也可称为串音干扰。

时分多址(time-division multiple access，TDMA)和频分多址(frequency division multiple access，FDMA)等典型多址方案已经包含在当前的通信标准中，并且广泛地用于商业通信系统中。在TDMA中，通过在非重叠时隙中调度每个用户划分用户之间的可用传输时间。用户轮流传输，因此一个用户不会干扰另一个用户的传输。通过在非重叠时隙中调度用户，TDMA不存在用户间干扰。然而，划分所有用户之间的传输时间导致频谱效率的严重降低。

一种如在TDMA中操作的那样按时间分离用户的替代方案是通过向不同用户分配可用带宽的不同部分按频率分离用户。利用频率分离用户称为FDMA。在FDMA系统中，接收器在频域中分离用户，这样观察不到用户间干扰。为提供多个用户的并发独立传输，FDMA消耗稀缺资源的额外带宽。因此，与TDMA类似，FDMA牺牲了频谱效率来分离用户。

FDMA的一种常见实现方式是正交频分多址接入(orthogonal frequency division multiple access，OFDMA)，OFDMA已在第三代合作伙伴计划(third generation partnership project，3GPP)开发的长期演进(Long Term Evolution，LTE)和高级LTE(LTE-Advanced，LTE-A)等大量当前无线标准中采用。OFDMA在传输数据时使用先前未使用的称为循环前缀的子块来创建看起来像单路径信道的有效多路径无线信道，从而产生一种更简单的接收器设计。然而，这种简单性以多样性的损失为代价。

为避免TDMA和FDMA的频谱效率降低并更好地利用可用时频资源，基于信号空间的多址方案已经引起了人们关注。这些信号空间方案包括编码、调制和交织器类型的多址方案。这些方案使用信号空间特性来分离来自多个用户的同时传输。例如，码分多址接入(code division multiple access，CDMA)及其一些变体，例如利用低密度签名的变体，已经变得普及并在商业标准中得到支持。通常，在码域中保持完全独立使得干扰信号能够可靠地分离是一项具有挑战性的任务。交织分多址接入(interleave division multiple access，IDMA)等其它编码和信号空间多址策略与CDMA具有相同的基础并存在类似缺点和限制。

另一种多址技术是空分多址接入(space division multiple access，SDMA)，SDMA允许多个用户共享相同时频资源并且依赖于覆盖区域内的用户位置来提供信号分离。SDMA系统中的接收器和/或发射器需要配备多个天线，以提供分离与不同用户关联的发射和接收波束的能力。分离是可能的，因为空间上不同的波束相互产生有限干扰。基于空间的方案已经并入LTE等一些当前通信系统标准中。

最新的理论和硬件进展使得具有多个天线的设备可用，并且趋势是阵列中的有源天线元件的数量不断增长。这种趋势反映在工业标准中，其中，较新的版本支持具有更多数量的天线端口的多输入多输出(multi-input multi-output，MIMO)链路。天线元件的数量进一步增加，尤其是在基站中，被设想为一种用以提高未来通信系统的频谱效率的具吸引力的方案。具有许多有源天线元件的这些较大系统通常被称为大规模MIMO(massive MIMO，mMIMO)，也可被称为大规模天线系统、极大MIMO、超大MIMO或全维度MIMO。

为在如图1所示的小区118等小区中的mMIMO内启用SDMA，应该知道发射天线和接收天线之间的信道矩阵。信道估计是必要的，因为信道估计允许分离由不同用户，用户1至用户K，发送的数据流104至116。通常，信道矩阵用于定义发射天线和接收天线的集合之间的传递特性，并且对于每个数据流或用户是不同的。这些信道矩阵可被视为由环境产生的空间特征，因此是可变的并且需要获得。一旦被估计，这些空间特征可用于在接收器处执行空间滤波或在发射器处进行空间预编码，以允许来自包括用户1至用户K的多个用户的多个数据流104至116的并发传输和接收，其中可忽略或不存在用户间干扰。

在接入节点、用户、基站、射频头、超级发射器等不同节点之间的信道特性的估计通常通过在预定时隙中传输发射器和接收器都已知的信号来完成。这些信号被称为参考信号/符号或导频符号，并且发送这些导频符号允许估计发射和接收节点之间的未知无线信道。然而，使用这些信号通常导致频谱效率降低，因为用于传输导频符号的资源不可用于数据传输。因此，希望在保持足够信道估计的同时尽可能地将传输的导频符号的数量减到最低。导频符号的数量和密度取决于天线的数量和信道的时频特性。

通常，当获得信道(例如，可以通过影响窄带传输信号的等效复数建模的信道)时，对于要获得的每个未知项，需要至少一个线性方程，以获得信道的有意义的估计。在天线间隔被配置为使得其产生满秩信道矩阵的特定情况下也是如此。为获得从具有N_b个天线的基站到各具有N_u个天线的K个用户的下行信道，至少需要N_b个导频符号，即每个基站天线一个导频符号。或者，需要长度为N_b的N_b个正交序列(或跨越维度为N_b的子空间)。对于上行传输，所需的导频符号的数量变为KN_u，这意味着导频符号的数量随着用户设备处的天线的数量线性增长。因此，上行传输无法顺利地扩展到大规模天线阵列。

针对这个个问题的一个方案是使用信道互易性。在上行和下行传输发生在相同频带上的系统中，可以假定上行和下行信道在给定时刻是相同的。通过该假设，时分双工(time division duplex，TDD)操作允许使用多个导频符号，所述导频符号的数量为基站处的天线数量N_b处的天线数量与用户数量乘以用户设备处的天线数量KN_u，中的较小者，如方程(1)所示：

min{KN_u，N_b}。 (1)

在实践中，移动用户的天线端口的数量保持较低，以允许更小的尺寸和更简单的处理，这为用户设备提供更长的电池寿命和更低的成本。然而，基站可以提供更大数量的天线端口，因此通常基站处的天线端口的数量比用户设备处的天线端口的数量大得多：N_b＜＜N_u。例如，在基站和K个用户处利用mMIMO的场景下，每个用户具有单个天线，获得TDD模式下的上行和下行信道必不可少的导频符号的所需数量等于用户数量K。在mMIMO系统中，预期使K＜＜N_b，这导致可承受的开销或者频谱效率降低，因为导频信号的传输。

导频符号的所需密度取决于无线信道特性以及特性如何随时间和频率变化。时间上的变化取决于多种因素，包括移动用户等节点的移动性。用户移动得越快，由于多普勒效应更大，导致信道在时间上改变越快。可以假设无线信道在称为相干间隔T_c的某一时间间隔内保持不变，并且是载波频率和移动节点的速度的函数。为在相干间隔T_c期间的发射天线和接收天线之间的信道期间获得发射天线和接收天线之间的信道，每个相干间隔需要至少一个导频符号。类似地，按频率变化的无线信道通常由相干带宽B_c表征，相干带宽B_c取决于信道的延迟分布和符号持续时间。因此，为获得时频网格中的TDD模式无线信道以在具有K个用户的小区中进行mMIMO通信，每个用户具有单个天线，需要K个正交导频符号以获得大小为T_c×B_c的时频网格。每个导频符号关联到一个用户。

SDMA可用于促进用户的大规模并发连接。然而，启用SDMA需要为所有用户获取发射和接收天线之间的无线信道的有效估计。图2示出了大体上由数字200表示的多址信道，其中K个用户202、204、206都具有通过共享介质222与接收器208通信的单个天线210、212、214。接收器208包括标记为216-1至216-n的天线端口或天线的大阵列。发射和接收天线之间的信道的估计可以通过使发射节点发送在接收节点处已知的导频符号来实现。在时频网格中的这些导频符号的位置和每个导频符号的相关值通常是预定的。为支持足够估计，从每个用户202、204、206发出的导频符号应该是周期性的，其中周期或符号序列中的符号数量N等于相干间隔T_c乘以相干带宽B_c：N＝T_c B_c。该周期允许接收器充分地跟踪随时间和频率的信道变化。一旦获得无线信道的足够估计，mMIMO接收器218就可以生成传输数据220的估计。图3示出了在使用上文所述相干间隔304的TDD系统中使用的常规传输协议300。传输协议300协调从包括用户1至用户K的K个用户传输的K个符号流302-1、302-2到302-n，所有用户共享相同的频率资源。每个符号流302-1至302-n是周期性的，具有一个相干间隔304的周期，并且被划分成N个时隙或符号持续时间，例如由数字306指示的时隙。在一个相干间隔304期间传输的N个符号的序列在本文称为符号序列。表示在N个符号持续时间或时隙上的总传输时间304的每个符号序列302-1、302-2、302-3都被划分为四个不重叠的阶段：信道训练308、上行数据传输310、处理时间312及下行数据传输314。

信道训练308用于获得用户与基站之间的信道。在信道训练308期间，每个用户，用户1至用户K，在不同的时隙期间传输已知导频符号316，使得导频符号316互不干扰。如本文所使用的约定，第一用户(用户1)在第一时隙318期间传输其导频符号316，第二用户(用户2)在第二时隙320期间传输其导频符号316，并且继续到最后一个用户(用户K)，其在第K时隙322期间传输其导频符号316。当一个用户(用户2)正在传输导频符号316时，用户1、用户3至用户K等所有其它用户不传输任何数据。这导致正交导频符号316不干扰其它符号序列。

在图3中，空白符号328用于表示在没有传输信号的期间的符号持续时间或时隙。在mMIMO系统的情况下，每个用户，用户1至用户K，每个相干间隔304一个正交导频符号316足以获取信道并允许有意义的信道估计。本文使用的术语“正交信号”是指互不干扰的信号，而“非正交信号”是指互相干扰的信号。因此，对于K个用户，需要在每个相干间隔304上的在K个时频资源306中传输K个正交导频符号316。

协议300的第二阶段是上行数据传输310，其中包括用户1至用户K的所有用户的上行数据以非正交方式在相同的时频资源上传输，使得如图2所示的基站208等基站接收所有传输的上行数据符号322的叠加。然后在接收器处使用SDMA分离叠加的上行数据符号，例如符号330、332、334，以恢复用户1到用户K中每个用户的各个上行数据符号322。

在上行数据传输阶段310完成之后，需要由标记为处理时间326的时隙表示的处理时间阶段312来执行信道估计和预编码用户数据以进行下行传输。在某些系统中，所需的处理时间小于一个时隙或符号持续时间，从而允许跳过处理时间阶段312。

传输协议300的最后阶段是下行数据传输阶段314，在该阶段期间，包括用户1至用户K的用于所有用户的下行数据符号324使用信道估计进行预编码，并且通过相同的时频资源以非正交方式传输。

上行数据传输阶段310和下行数据传输阶段314中的时隙的持续时间或数量可以基于需要传输的上行和下行数据的量来调整。在某些情况下，没有下行数据传输，并且传输协议300仅包括前两个阶段，即正交信道训练308，随后是非正交上行数据传输310。对于没有下行传输314的情况或对于频分双工(Frequency–Division Duplex，FDD)的情况，传输协议仅包含前两个阶段，即如图4所示的正交信道训练308，随后是所有用户数据的非正交上行传输310。

图4示出了在FDD传输中使用的常规传输协议400。传输协议400包括由包括用户1、用户2……用户K的K个用户传输的一组K个符号序列402-1、402-2、402-K。每个符号序列402-1、402-2、402-K占据相干间隔404内的同一组时频资源。在信道训练阶段408期间，在每个符号序列中传输单个导频符号416，而不传输其它符号序列。在没有传输期间的时隙在图4中表示为空白符号424。由于其它符号序列是沉默的，在导频符号中没有干扰，从而能够可靠地估计信道。一旦已经训练所有符号序列402-1、402-2、402-K，则上行数据传输阶段410开始。接收器可以使用SDMA技术中的信道估计来恢复干扰数据符号。

在使用如图4所示的FDD传输方案400等传输方案的mMIMO系统中，如果空间信道是独立的，则接收器可以分离不同用户的上行数据而没有用户间干扰。用于成功解码的协调用户的最优数量可以通过最大化在公式(2)给出的在接收器处可分离的传输符号的总数来获得：

max_1≤K≤N-1K(N-K) (2)

其中，对于跨越N个符号的给定相干间隔，对用户的有效数量K取最大值。这里假定所有数据符号包含相等的信息，即所有用户采用相同的调制阶数。上述优化导致以下结论：对于信道训练和数据传输，相干时间应当被均等划分。因此，在相同的时频资源上操作的有效用户的最优数量应当设为并且可以被传输的数据符号的总数变为个数据符号。

未来通信系统要考虑的另一个问题是能量效率，特别是关于在移动节点处完成的信号处理。与更复杂的算法相比，具有低复杂度或少操作的信号处理算法消耗较少的处理功率并具有较少的处理延迟。对于mMIMO的情况，某些接收器类型具有显著更高的计算复杂度。例如，采用最小均方误差(minimum mean-square error，MMSE)操作的接收器需要极大矩阵的求逆，其中，其它类型的接收器依赖于使用矩阵乘法的算法，这是比矩阵求逆较为简单的操作。

因此，需要可以提高无线通信信道的频谱效率同时降低移动节点处的计算复杂度的方法和装置。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种装置和技术，允许更多用户在MIMO中，特别是在mMIMO通信系统中，以更高的频谱效率传输数据，同时在接收器处提供更好的能量效率。本文公开的技术和装置在具有大量用户或移动设备以及具有大量天线的接收器的无线通信系统有用。这些技术和装置允许使用发射器-接收器结构来传送联合数据和导频符号，该结构能够实现每个用户或移动设备的信道增益的序列估计和通过SDMA的干扰消除。这种新技术基于半正交信道训练和多个用户的并发数据传输和接收器处的顺序空间滤波并且称为半正交多址(semi-orthogonal multiple access，SOMA)。

前述和其它目标通过独立权利要求的特征来实现。另外的实施方式从从属权利要求、描述内容和附图中显而易见。

根据本发明的第一方面，通过在无线通信系统中使用的接入节点来获得上述和另外的目标和优点。所述接入点包括控制器，所述控制器用于通过向多个发射器传输信息来协调相干间隔中的多个符号序列的传输，所述信息指示所述相干间隔中的时隙数量，在所述时隙之后，接收所述信息的发射器将开始发送其符号序列。所述接入节点还包括接收器，所述接收器包括用于接收所述多个符号序列的多个天线。包括一种解码器，用于基于所述多个符号序列的协调传输来解码所述多个符号序列，其中，所述解码器用于基于所述导频符号与第一符号序列的数据符号的叠加以及基于所述数据符号的估计检测第二符号序列的导频符号。

根据所述第一方面，在所述接入节点的第一可能实现形式中，所述控制器用于基于所述发射器在所述多个符号序列中生成的干扰量来选择指示给发射器的时隙数量，其中，与产生较多干扰的发射器相比，产生较少干扰的发射器被发送更少数量的时隙。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一可能实现形式，在所述接入节点的第二可能实现形式中，所述相干间隔中的时隙的所述数量大于所述多个发射器中的发射器的所述数量。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一或第二可能实现形式，在所述接入节点的第三可能实现形式中，所述接入节点用于协调所述多个符号序列的所述传输，使得所述多个符号序列中的所有符号序列共享相同的时频资源。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第三可能实现形式中的任一项，在所述接入节点的第四可能实现形式中，所述控制器用于提供传输到所述多个发射器的所述信息，使得所述信息指示用于不同发射器的时隙的不同数量。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第四可能实现形式中的任一项，在所述接入节点的第五可能实现形式中，所述第一符号序列是接收的所述第一符号序列；以及所述解码器用于基于所述第一符号序列而不是任何其它符号序列来估计与所述第一符号序列关联的第一信道增益。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第五可能实现形式中的任一项，在所述接入节点的第六可能实现形式中，所述控制器还用于改变随后的相干间隔中在传输给特定发射器的所述信息中指示的时隙的所述数量。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第六可能实现形式中的任一项，在所述接入节点的第七可能实现形式中，所述解码器用于通过以下操作来估计与所述第二符号序列关联的第二信道向量：确定与所述第一符号序列关联的第一信道向量；基于所述第一信道向量的估计，使用对所述接收的多个符号序列的空间滤波来确定所述数据符号的所述估计；解码所述数据符号的所述估计以获得与所述数据符号关联的二进制数据；基于所述二进制数据重新生成数据符号；基于所述重新生成的数据符号从所述导频符号中消除干扰，以创建基本上无干扰的导频符号；以及基于所述基本上无干扰的导频符号生成所述估计的第二信道向量。

根据如上所述第一方面的所述第七可能实现形式，在所述接入节点的第八可能实现形式中，所述解码器用于：基于所述二进制数据执行循环冗余校验(cyclic redundancy check，CRC)；当所述CRC成功时，使用所述重新生成的数据符号来估计所述第二信道向量；当所述CRC失败时，不使用所述重新生成的数据符号。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第八可能实现形式，在所述接入节点的第九可能实现形式中，解码所述数据符号的所述估计包括检测所述数据符号的所述估计。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第六可能实现形式中的任一项，在所述接入节点的第十可能实现形式中，所述解码器用于通过以下操作来估计第二信道向量：确定与所述第一符号序列关联的第一信道向量；基于所述第一信道向量的所述估计，使用对所述接收的多个符号序列的空间滤波来确定所述数据符号的估计；基于所述数据符号的所述估计从所述导频符号中消除干扰，以创建基本上无干扰的导频符号；以及基于所述基本上无干扰的导频符号生成所述估计的第二信道向量。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第十可能实现形式，在所述接入节点的第十一可能实现形式中，所述解码器用于确定与所述多个符号序列对应的多个估计信道向量，并且随后基于所述多个估计信道向量并行解码所述多个符号序列。

根据如上所述第一方面，在所述接入节点的第十二可能实现形式中，所述解码器用于从所述多个估计的信道向量中构造信道矩阵，并且基于所述信道矩阵使用联合空间处理来估计干扰用户的所述数据符号。

根据所述第一方面，在所述接入节点的第十三可能实现形式中，所述控制器用于基于所述发射器在所述多个符号序列中生成的干扰量来选择发送给发射器的所述时隙数量，其中，与产生较多干扰的发射器相比，产生较少干扰的发射器被发送更少数量的时隙。

根据所述第一方面，在所述接入节点的第十四可能实现形式中，发送到发射器的所述信息还包括符号序列内的一组一个或多个时隙，在所述一个或多个时隙期间，不应当传输符号；所述控制器用于基于所述发射器在所述多个符号序列中生成的干扰量来选择所述一个或多个时隙。

根据本发明的第二方面，通过一种用于协调相干间隔中的多个符号序列的传输的方法来获得上述和另外的目标和优点。所述方法包括：向多个发射器传输信息，所述信息包括相干间隔中的时隙数量，在所述时隙之后，发射器将开始传输其符号序列；使用多个接收天线接收所述多个符号序列，其中，所述多个符号序列包括与导频符号叠加的一个或多个叠加的数据符号。通过基于一个或多个估计信道向量对所述一个或多个叠加数据符号进行空间滤波来确定一个或多个估计数据符号，其中，所述一个或多个估计信道向量中的每一个对应于所述多个符号序列中的一个符号序列。然后从所述导频符号中消除干扰以生成基本上无干扰的导频信号，所述消除基于所述一个或多个估计的数据符号。基于与所述一个符号序列关联的所述基本上无干扰的导频符号，生成所述多个符号序列中的一个符号序列的估计信道向量，并将所述估计信道向量包含在所述一个或多个估计信道向量中。

根据所述第二方面，在所述方法的第一可能实现形式中，改变随后的相干间隔中的传输给特定发射器的时隙的所述数量。

根据如上所述第二方面和所述第二方面的第一可能实现形式，在所述方法的第二可能实现形式中，所述方法还包括：解码所述一个或多个估计数据符号以获得与所述一个或多个数据符号关联的二进制数据；基于所述二进制数据重新生成所述一个或多个数据符号。然后，基于所述重新生成的一个或多个数据符号从所述导频符号中消除干扰，以创建基本上无干扰的导频符号。

根据如上所述第二方面和所述第二方面的所述第一或第二可能实现形式，在所述方法的第三可能实现形式中，当与所述二进制数据关联的循环冗余校验(cyclic redundancy check，CRC)成功时，与所述CRC结果关联的重新生成的数据符号用于估计所述第二信道向量；当所述CRC校验失败时，不使用所述重新生成的数据符号。

根据如上所述第二方面和所述第二方面的所述第一可能实现形式，在所述方法的第四可能实现形式中，当在所述相干间隔中的连续时隙期间为所述多个符号序列中的每个符号序列按顺序确定估计的信道向量时，然后基于所确定的估计信道向量并行解码所述多个符号序列中的所述所有符号序列。

根据本发明的第三方面，通过计算机程序获得上述和另外的目标和优点，所述计算机程序包括程序代码，当所述计算机程序在计算机上运行时所述程序代码用于执行根据如上所述第二方面或根据所述第二方面的所述方法的第一至第四可能实现形式的任一种的方法。

结合附图，根据下文描述的实施例，示例性的实施例的这些和其它方面、实施形式和优点将变得显而易见。但应了解，描述和附图仅用于说明并且不作为对本发明限制的定义，所述限制应参考随附的权利要求书。本发明的其它方面和优点将在下文说明中阐述，而且部分将从说明中显而易见，或通过本发明的实践得知。此外，本发明的各方面和优点可以通过所附权利要求书中特别指出的工具和组合实现和获得。

附图说明

在本公开内容的以下详述部分中，将参看附图中所展示的示例性实施例来更详细地解释本发明，其中：

图1示出了适于实施本发明的实施例的环境；

图2示出了适于实施本发明的实施例的多址无线信道；

图3示出了传统的时分双工传输协议；

图4示出了传统的频分双工传输协议；

图5示出了根据本发明实施例的半正交多址传输协议；

图6示出了根据本发明实施例的多天线无线接收器的流程图；

图7示出了结合所公开的实施例的各方面的本地信道估计器的框图；

图8示出了结合所公开的实施例的各方面的针对第j个用户的本地信道估计器的框图；

图9示出了结合本发明实施例各方面的本地信道估计器的框图；

图10示出了结合本发明各方面的将聚合速率比作系统中的接收天线的数量函数的图；

图11示出了适于实施本发明实施例的装置的框图；

图12示出了结合所公开实施例的各方面的SOMA传输方案中使用的方法的流程图；

图13示出了结合本发明各方面的无线通信系统的框图；以及

图14示出了结合所公开实施例的各方面的供接入节点使用的方法的流程图。

具体实施方式

本文描述的通信方案提供了一种用于使用发射器-接收器结构来传送联合数据和导频符号的方法，所述方法能够按顺序估计每个发射器的信道增益并且执行用于干扰消除的SDMA。这些新的多址技术依赖于来自多个发射器的半正交信道训练和数据传输以及在接收器处的顺序空间滤波。这种新的接入方案在本文称为半正交多址(semi-orthogonal multiple-access，SOMA)。

所公开的多址方案SOMA以允许接收器以足够高的保真度执行信道估计以能够使用空间滤波分离数据流的方式利用来自不同发射器或用户的半正交导频和数据传输，从而使得可使用单用户解码器来解码经滤波的数据流。SOMA传输方案将通过首先描述发射器结构然后描述可用于恢复所传输的数据的接收器结构来呈现。

发射器

用户的上行传输如图5所示排列，其中包括用户1至用户K的每个用户的数据传输表示为符号序列504-1至504-K。图5所示的每个符号序列504-1至504-K表示在来自多个发射器或包括用户1至用户K的用户的公共时频资源集上传输的一组符号。SOMA传输方案500协调多达K个发射器或包括用户1至用户的用户，其中，用户数量小于相干间隔506中的时隙或时频资源的数量N，即K＜N。相干间隔是信道大致恒定的时频资源或时隙数量。在相干间隔中的时隙数量N可以通过通信环境的类型和用户的移动性或者为用户估计该参数的信道探测的类型来确定。术语“用户”在本文与术语“发射器”可互换地使用。这么做为了帮助理解参照从用户设备或移动设备到基站的上行传输而描述实施例的场景。然而，本领域技术人员将容易认识到，本文描述的装置和方法同样适用于其它类型的节点之间的其它类型的传输。在某些实施例中，希望在单用户设备或其它类型的节点中包括多个天线或发射器，从而允许多个符号流从节点中的每个发射器传输。因此，在这些实施例中，术语“发射器”是指能够发送单独符号流的每个发射设备或发射天线。用户或发射器之间的协调可以由调度器、eNodeB、中央或本地网络控制器或具有对用户或发射器的无线接入的其它类型的接入节点来实现。图5描述了如何协调SOMA传输方案500的示例。通常，所调度的用户或发射器的数量K小于时隙数量N或相干间隔506中的符号持续时间。在所示实施例中，用户数量设为K＝N-1。或者，相干间隔506中的时隙数量可以包括大于用户数量K的任何数量。每个用户j，其中1≤j≤N-1，传输包括一个导频符号(导频符号由黑色方块516表示)和N-j个数据符号(数据符号由交叉阴影方块522表示)的符号序列，例如第一符号序列504-1。在SOMA传输方案500中，信道训练阶段508与每个相干间隔506内的上行数据传输阶段510显著重叠。符号序列504-1至504-K都以导频符号516开始，并且直接跟着一个或多个数据符号522。为保持导频符号正交，用户1至用户K都在开始其符号序列504-1至504-K的传输之前等待不同数量的时隙。这些等待时隙是某些用户没有传输信号的时隙，在图5的图示中表示为空白符号或白色方块524。用户1不等待任何数量的时隙，并通过在第一时隙526内传输导频符号516来开始传输其符号序列504-1。接着，用户2等待一个时隙526，然后通过在第二时隙528内传输导频符号516来开始传输其符号序列504-2。后续用户3至用户K接着以类似的方式在开始传输其符号序列504-3至504-K之前等待比先前用户等待的时隙多一个的时隙。

符号序列504的两个关键特性需要重点注意。在不同时频资源期间传输的导频符号516相互正交，即它们互不干扰。这允许对每个用户执行信道估计而没有导频混杂。用户j(1＜j＜N-1)的数据符号消耗用于用户的数据符号使用用户j+1≤k≤N-1的所有时频资源，这些时频资源用于传输导频符号516和上行数据符号522。在下面的讨论中，将使用指示每个用户在相干间隔内开始传输其符号序列的位置或顺序的参考号来引用每个用户。每个用户1≤j≤N-1传输以一个导频符号516开始、后跟N-j个数据符号522的符号序列，其中j指顺序或位置以及用户开始传输的时隙。在第i个时频资源或时隙上的接收信号由方程(3)和(4)给出：

其中：

y_i表示尺寸为N_b×1的接收噪声信号向量，

x_pi表示来自用户i的已传输导频符号，

x_dj，i表示在第i个时频资源粒子上的来自用户j的已传输数据符号，以及h_i表示用户i和接收器之间的信道向量，所述接收器的尺寸为N_b×1。

z_i表示接收器处的加性高斯白噪声，所述接收器的尺寸为N_b×1。

N为每个符号序列或相干间隔中的符号或时隙数量。

注意，如前所述，N_b是在接收信号的节点处的接收天线的数量。信道向量是值的向量，其中每个值表征发射器与接收天线之一之间的无线信道。

在本文公开的SOMA传输方案500中，后续用户2至用户K的导频符号516被协调用户的叠加数据符号534污染，所述协调用户在早于如图5所示的相干间隔506开始传输其符号序列504-1至504-K-1。例如，由于SOMA传输方案中的所有符号序列504-1至504-K共享相同的时频资源集合，所以第二符号序列504-2中的导频符号530被第一符号序列504-1的叠加数据符号532污染。因此，信道估计需要处理来自其它用户的干扰，并且数据检测器需要处理来自其它用户的上行数据符号522以及其它用户的导频符号516的干扰。

从图5中可以看出，开始在SOMA传输方案500中传输的第一用户(用户1)传输较长的符号序列504-1，并且可以传输比后续用户(用户2至用户K)更大量的数据。例如，第一用户(用户1)可以传输N-1个数据符号536，而最后一个用户只能传输1个数据符号538。在某些实施例中，期望提供对可用吞吐量的更公正接入，或者调度需要在更早(即更长)的符号序列处的更大的吞吐量的用户。在这些实施例中，接入节点的调度器或控制器可用于在后续的相干间隔中重新安排用户的顺序，使得特定用户可以在不同的相干间隔内传输不同量的数据。

接收器

SOMA传输方案500以引入符号间干扰为代价提供了吞吐量的显著增加。图6示出了接收器结构600的框图，所述接收器结构600包含顺序空间滤波和顺序解码以减轻如图5所示的SOMA传输方案500期间引入接收信号的附加干扰的不利影响。接收器600可以是根据本发明实施例的接入节点的一部分。接收器600包括解复用器602，以将接收到的噪声基带信号604分解成与已传输导频和每个调制数据符号y₁至y_N-1关联的信号。接收器600使用用于针对包括用户1至用N-1，的所有用户提取数据614、632、636的一组解码器608、624、634按顺序分别对分解的接收信号y₁至y_N-1进行解码。第一解码器608接收与第一传输导频符号关联的信号y₁。以正交方式传输SOMA传输协议500中的第一用户的导频符号，其中，第一导频符号不受其它用户传输的干扰。

由于第一信号y₁不包含干扰，因此信道估计器606可以直接从有噪声输入信号创建信道向量的估计。空间滤波器610可以使用估计的第一信道向量来提取第一用户的调制数据符号638的估计。然后，来自第一用户的数据638可以由解调器/解码器612恢复。如下面将进一步讨论的那样，后续解码器使用关于来自先前解码器的数据的信息。在示例接收器实施例600中，该信息由无噪声数据再生器616提供，该无噪声数据再生器616从第一用户的解码数据614重新生成调制数据符号x_d1的无噪声版本。

无噪声数据再生器616校验由解码器612在解码第一用户数据614时获得的循环冗余校验(cyclic redundancy check，CRC)结果618。这允许解码器612仅使用具有CRC结果为成功的良好数据包，并且丢弃CRC结果为失败时的错误的数据包。如果已解码数据是正确的，如CRC结果为成功所指示的那样，来自第一用户614的已解码数据由编码器620编码，并由调制器622调制，以重新生成第一用户x_d1的经调制数据符号。

第二解码器624接收与由第二用户传输的第二导频符号关联的信号y₂。再次参考图5，SOMA传输协议500中的第二用户(用户2)的导频符号530与第一用户(用户1)的第一数据符号532叠加，这意味导频符号530在相同的时频资源上以非正交的方式传输，并被来自第一用户的数据符号532的干扰所污染。由于图6的输入信号y₂包括由用户2传输的导频符号530及来自由第一用户传输的数据符号532的干扰，需要去除干扰，以便获得第二信道向量的可靠估计。因此，第二信道估计器626使用重新生成的经调制符号x_d1和第一用户的估计信道向量来消除叠加数据符号引入接收信号y₂中的干扰，以创建第二信道向量的估计。

空间滤波器628使用估计的第二信道向量来提取第二用户的调制数据符号640。这在本文中被称为顺序空间滤波，因为第二空间滤波器628在其可以提取第二用户的调制数据符号640之前需要具有第一信道估计器606和第一空间滤波器610的结果。然后，来自第二用户的数据640可以由解调器/解码器630恢复。

包括第二无噪声数据再生器642以重新生成第二用户的调制数据符号x_d2的无噪声版本。第二无噪声数据再生器642在解码第二用户数据632时检查由第二解码器624获得的CRC结果644。如果已解码数据632是正确的，如CRC结果为成功所指示的那样，来自第二用户的解码数据632由编码器646编码并由调制器648调制以重新生成第二用户x_d2的经调制数据符号。

与其它用户类似，解码器634对指定为N-1的最后一个用户的信号y_N-1进行解码，其中信道估计器650创建信道向量的估计。空间滤波器652获得经调制符号656。然后使用解调器/解码器654对经调制符号656进行解调和解码，以获得由该最后一个用户N-1发送的数据636。注意，最后一个用户N-1的信道估计器650从所有先前信道接收重新生成的经调制符号。这是因为图5所示的最后一个用户N-1的导频符号516与来自所有先前用户的数据符号叠加，并且因此被来自所有先前用户的干扰所污染。由于用户N-1是最后一个信道，因此不需要重新生成经调制符号，因此对于最后一个信道没有无噪声数据再生器。

顺序空间滤波

接收器600采用解复用器将已接收噪声信号分解成与已传输导频符号和每个经调制数据符号关联的信号。然后应用顺序空间滤波以恢复每个用户的经调制数据符号。因为用户1是开始在相干间隔中传输其符号序列的第一用户，所以用户1的导频符号不具有叠加在其上的任何数据符号。因此，第一用户的已接收噪音导频符号y₁由方程(5)给出：

y₁＝h₁x_p1+z₁， (5)

其中x_p1是用户1的接收导频符号，z₁是加性高斯白噪声(additive white Gaussian noise，AWGN)。利用如上所述的SOMA传输协议500，用户1是在第一时频资源期间传输的唯一用户，因此与第一导频y₁关联的所接收的噪声信号不包含来自关联的已接收噪声信号不包含来自其它用户的任何干扰。估计的信道向量可被写为其中表示信道估计噪声。然后估计的信道向量用于第一用户的数据的空间滤波610。

由于所有符号序列通过相同的时频资源集合传输，所以通过第i个时频资源粒子(2≤i≤N)的已接收数据由方程(6)给出：

(关于方程(6)的符号定义，参考上面的方程(4))。现在，接收器可以使用第一用户的估计信道向量来为每个连续符号2≤i≤N执行与已传输数据，{yi}i＝2，关联的所接收的噪声信号的归一化匹配滤波或空间滤波610，以获得由第一用户在第i个时隙中传输的经调制符号，如方程(7)所示：

对于具有独立衰落的mMIMO，其中接收天线数量N_b非常高N_b＞＞1，有方程(8)的等式：

其中，当天线数量增加时遵循大数定理，且信道是i.i.d(独立同分布)信道，则等号成立。在该分析中假设设置天线间隔，使得天线之间的间隔大约为载波信号的波长的一半，从而信道系数是独立的。还有有趣的一件事要注意，即使对于视距线性阵列，这个特性成立，其中来自天线j的用户k的信道增益可以被写为其中d是天线间隔，λ是载波频率的波长，θ_k是用户k的到达角。类似地，与方程(9)和方程(10)中所示的大规模MIMO的信道噪声和信道估计误差关联的项消除：

因此，来自导频和数据符号的干扰被消除。然后，接收器可以使用空间滤波的信号来执行常规的单用户解码以获得原始已传输数据。或者，可以在未编码系统中使用单用户符号检测来恢复原始传输的数据。

再次参考图6，第二解码器624用于解码由第二用户(用户2)传输的数据。如上所述，用户2是开始在相干间隔中传输数据的第二用户，因此用户2的导频符号530，如图5所示，将与来自用户1的数据符号532叠加，并且因此将包括来自在相同时隙期间传输的第一用户的数据符号的干扰。第二估计器626将使用导频符号530的信息和导频符号y₂的已接收有噪声副本来获得信道增益的估计。第二时隙y₂上的接收信号包含第二用户的导频信号以及来自第一用户数据的干扰，由方程(11)给出：

y₂＝h₂x_p2+h₁x_d1，2+z₂。 (11)

注意，第二用户的传输导频信号x_p2被在第二时隙或时频资源期间传输的第一用户的数据x_d1，2污染。为了对第二用户执行信道估计，需要从已接收信号y₂中消除或去除第一用户导致的干扰信号。为了执行该消除，接收器需要知道第一用户的信道向量h₁和由第一用户传输的数据符号x_d1，2。接收器具有来自第一信道估计器606的第一信道向量h₁的估计，并且已经从第一解调器/解码器612恢复了第一用户的经调制符号，_-d1，2。这些值可由第二信道估计器624使用以消除与第二用户关联的已接收噪声信号y₂中的干扰，并估计第二信道向量其中噪声分量由方程(12)给出：

来自第一估计器和第二估计器的估计噪声与实际信道向量不相关，并且对于瑞利衰落，它们变得相互独立。

如上面的方程(4)所示，第i时频资源上的接收数据通过方程(13)给出，其中3≤i≤N：

接收器可以使用在第二时隙y₂上经由接收信号获得的第二用户的估计信道向量来执行用于生成第i个时隙的经调制符号的归一化匹配滤波，其中3≤i≤N，如方程(14)所示：

类似地，对于接收天线数量N_b非常高，即，N_b＞＞1，的mMIMO，由于其它用户的导频符号和数据符号产生的干扰项在归一化空间滤波之后消失。第二解码器630可以使用空间滤波的信号来执行传统解码或检测，以获得由用户2传输的数据。

为了方便起见，现在考虑用于指定为第j个用户的后续用户的信道估计，其中3≤j≤N-1，N是相干间隔中的时隙或时频资源的数量，用户的数量小于N，例如，用户的数量可以是N-1。当恢复第j个用户的传输数据时，接收器需要估计与第j个用户关联的信道向量h_j。根据上文描述的SOMA传输方案500，第j个时隙上的接收信号包含第j个用户的导频信号以及来自由所有先前用户传输的数据的干扰，如方程(15)所示：

为了良好的信道估计，接收器需要将干扰信号与期望的导频信号分离。这可以以类似于第二用户(用户2)消除来自第一用户(用户1)的干扰的方式来实现。接收器具有信道向量h₁至h_j-1的估计以及恢复的数据符号x_d1，j至x_dj-1，j。使用这些值，第j信道估计器可以消除干扰信号并且估计信道向量在第i时隙的接收信号由方程(16)给出，其中j+1≤i≤N：

从已接收噪声信号y_j获得的第j个用户的估计信道向量可以用于执行如方程(17)所示归一化匹配滤波，其中j+1≤i≤N：

如上文所描述，对于mMIMO，其中接收天线数量N_b非常高，即，N_b＞＞1，由于其它用户的导频符号和数据符号产生的干扰项在归一化空间滤波之后消失。因此，第j个解码器可使用经空间滤波的信号来执行传统解码。

图6所示的接收器600和随后的分析在重新生成相关的经调制符号之前采用顺序解码来恢复已传输数据。在顺序解码中，一个用户在估计信道向量和执行空间滤波时使用已解码数据的信息来重新生成所有先前用户的经调制数据符号。通过按顺序解码数据流，接收器600等接收器可以使用在符号的解调和解码/检测期间获得的循环冗余校验(cyclic redundancy check，CRC)信息，以控制到下一个信道估计器的错误传播。例如，当符号的CRC失败时，无噪声数据再生器不生成重新生成的经调制符号，并且后续信道估计器可以使用用于消除的替代信号，例如通过空间滤波生成的估计数据符号。

并行解码

在另外的实施例中，接收器可以采用如上所述的顺序空间滤波，然后进行并行解码。在并行解码实施例中，接收器可以在对其它用户的数据进行完全解码之前执行本地信道估计。对于并行解码，需要知道干扰用户的信道增益。并行解码允许更快的解码过程，其中所有用户可以并行解码。这减少了处理负担，带来更高能效的方案。图7示出了用于在采用并行解码方案的接收器中的第二用户的本地信道估计器700的框图。为了解码第二用户的数据，接收器需要获取对应信道增益，的估计。然而，与第二用户的导频符号关联的接收信号y₂包含来自第一用户传输的数据的干扰。因此，为了估计信道增益和解码第二用户的数据，接收器需要干扰用户的信道增益，的估计。接收信号y₂与第一用户的估计信道向量一起输入到空间匹配滤波器702，以创建第一用户的经调制数据符号x_d1，2的估计。然后，将经调制数据符号x_d1，2与第一用户的估计信道向量一起用于干扰消除706以去除接收信号y₂中的干扰。一旦去除干扰，信道估计器704可以基于基本上无干扰的信号708来生成第二用户的估计信道向量在信道估计器700中，第二用户的解码仅通过第一用户的信道估计延迟，从而允许第二用户的更快解码。注意，这种延迟也存在于最新技术的方案中。

图8示出了本发明实施例的采用并行解码型接收器的第j个用户的本地信道估计器800的框图，其中3≤j≤N-1。将接收信号y_i与来自先前估计器至的对应信道向量估计一起提供给一组空间滤波器802、804至806，以产生经调制符号x_d1，j、x_d2，j至x_dj-1，j对应的估计。干扰消除808使用估计的经调制符号，x_d1，j，x_d2，j至x_dj-1，j以及信道估计至以从接收信号y_i中去除干扰。然后，使用信道估计器810来生成第j个用户的估计信道向量

联合空间滤波

在某些实施例中，可以有利地在接收器中采用联合空间滤波以支持干扰消除。在mMIMO系统中，空间匹配滤波器对于i.i.d信道是最优的。然而，一些用户可以在其它用户的导频符号上保持静默，即不传输。这允许若干用户的联合信道估计。联合信道估计在使用空间匹配滤波器不能消除整个干扰时是有用的，这在接收器不能接入大量有源天线元件，例如在传统MIMO链路中的情况下也是如此。在这些系统中，应当协调传输，使得产生最大干扰的用户在传输相关导频符号的时频资源粒子期间应保持静默。

上述半正交结构允许联合空间滤波用于导频符号上的干扰消除。图9示出了采用用于干扰消除的联合空间滤波的信道估计器900的框图。第j个用户的信道估计可以以下面的方式进行。首先，构造累积的信道矩阵，其中从信道向量集构建信道矩阵：然后使用对第j个用户的输入信号y_j的联合空间处理902来估计干扰用户的符号向量例如，通过经由累积的信道矩阵使用最小均方误差(minimum mean square error，MMSE)。然后，可以与累积的信道矩阵和输入信号y_j一起使用估计的符号向量，以用于干扰消除904以获得基本上无干扰的输入信号908。然后信道估计器906可使用输入信号908来产生用于第j个用户的信道向量的估计。

上行总体吞吐量

通过观察所涉及的参数之间的相互作用，特别是有限数量的天线的效果，可以更好地理解性能改进。为此，我们将利用空间处理的信号并且研究在空间滤波、信道估计的误差传播和AWGN之后的有效残余干扰。在下面的分析中，研究每个用户的可实现速率，然后计算总速率(即和速率)。以下分析基于最差情况的不相关噪声分析找出容量的下限。结果表明，具有顺序解码的接收器和根据本文描述的SOMA传输方案的发射器可以实现如方程(18)所示的总速率，R_∑：

其中：

R_k表示用户k的可用速率；

表示用户k与接收器之间的经估计信道向量，所述估计信道向量尺寸为N_b×1；

N_b为接收器中的天线的数量；N为相干间隔；P_k表示用于数据传输的用户k的传输功率；P_pl表示用于导频传输的用户k的传输功率；σ²表示噪声离散；以及

表示如果没有与基线类似的干扰，用户k的MMSE信道估计误差。方程(18)中的总速率可以如方程(19)所示限定：

方程(19)示出了下限，所述下限示出了增加天线数量如何能够抑制用于导频和数据符号两者的用户间干扰、AWGN和信道估计误差的影响。总之，上述结果概述了mMIMO通信的益处，其中天线的倒数反映了由于AWGN、用户间干扰和信道估计误差导致的损害消失的速率。

在总速率或和速率的代表性数值示例中，图10示出了图1000，相较于类似于上文所描述的具有上行传输的FDD方案或TDD方案的基线方法与系统使用上文所描述的SOMA传输方案的总速率随着接收天线的数量变化的函数。曲线图1000示出沿着竖轴的每秒每赫兹的以比特计的总吞吐量和沿着横轴的接收天线的数量N_b。本示例考虑一个信道，该信道随着每个相干间隔中p_k＝-10dB，的时隙数量N＝10、每相干间隔功率p_k＝-10dB、每导频符号功率p_pl＝σ²＝0[dB]进行瑞利衰落。这里，对于每个用户，所有方案的每个相干间隔的总功率设置为p_k＝-10dB，其在所有有效的资源粒子或时隙上均匀划分以在所有情况下用于数据传输。

对于基线系统考虑两种情况。第一，用户数量K＝5的情况，这对于接收天线数量N_b＞＞1的情况是最优的，第二，用户数量K＝9是针对具有的情况，该数量是具有10个时隙的相干间隔的SOMA传输方案中的最大用户数量。由数字1012指示的曲线图或曲线示出了基线系统的性能。当配置有最大的用户数量K＝9时，点划线曲线1016示出了具有顺序干扰消除，而虚线曲线1018示出了没有顺序干扰消除。对于所示的系统，当用户在低功率下操作时，基线中的干扰消除不提供明显的增益。由数字1010指示的曲线图或曲线示出了将基线方案中的用户数量减少到K＝5以提高总速率的结果。尽管总吞吐量增加，这导致四(4)个用户的服务下降。相反，曲线图或曲线1008中所示的SOMA方案示出SOMA可以显著优于基线方案。

上面的示例示出了当曲线1016、1018中所示的基线方案被配置有最大数量的用户时性能较差。对于这种参数集，当用户在低功率下操作时，基线中的干扰消除不提供明显的增益。本文大体描述的SOMA方案平均提供稍微更小的传输速率，这是由于该方案调度更多的用户，产生了额外的干扰。然而，实际效果是如曲线图1008所示的总速率的显著增加。注意，对于给定索引，方程(18)中的外和给出了不同用户的速率，其中每个用户使用不同数量的资源粒子，并且还观察到由于图5中所示的SOMA传输方案500的构造而引起的不同量的用户间干扰。

下行传输速率

对于使用TDD的下行传输，在信道在时间上缓慢变化的情况下，可以在解码上行数据之后重新进行信道估计。通过这样做，可以在解码和估计上行数据之后去除干扰，导致与基线中的相同数据速率。然而，对于快速变化的信道，通过使用上面图7和图8所示的信道估计方案，可以避免信道的过期，并且可以处理来自数据符号的干扰。在这些方案中可以使用并行解码，因为信道估计在上行数据的解码之前进行。利用如上所述的信道估计器700、800，估计的信道增益可立即用于下行传输。

为了说明SOMA传输方案500如何影响下行性能，查看第二用户，第二用户具有叠加在先前用户的数据符号上的导频符号，从而将干扰引入导频符号中。再次参考图7，示出了针对该示例性情况的信道估计。首先，存在使用匹配滤波702的已传输符号的估计和第一用户的估计信道增益。这提供了如方程(20)所示的第一用户的数据符号的估计：

其中表示使用第一用户的信道向量的空间滤波之后的有效噪声。使用与上述用于分析上行数据类似的方法，结果表明有效噪声具有与天线数量成反比的方差使用方程(20)中所示的数据估计，可以对第二用户的导频执行干扰消除706。这示出了信道估计随着附加噪声降低，附加噪声具有与接收天线的数量成反比的方差，因此，对于足够大的数量的天线，用于并行解码的本地信道估计器能够在mMIMO中的下行传输中提供可忽略降低的良好信道估计。这与上行性能类似，在这种情况下，损害的实际效果随着天线的数量线性减小。

装置

图11示出了适于实现本文描述的SOMA传输方案的用于无线通信的示例性装置1100的一个实施例的框图。在该示例中，装置1100包括耦合到计算机存储器1104、射频发射器1106，射频接收器1108和用户接口(user interface，UI)1110的处理设备1102。在某些实施例中，不需要与用户的交互，因此在这些实施例中，UI 1108可从装置1100中省略。装置1100可以用作移动台或用于各种类型的无线通信用户设备，也称为移动通信装备或设备，例如手机、智能手机、平板设备等。

处理设备1102可以是单个处理设备或者可以包括含有专用设备的多个处理设备，例如处理设备1102可以包括数字信号处理(digital signal processing，DSP)设备、微处理器或其它专用处理设备以及一个或多个通用处理器。存储器1104耦合到处理装置1102，并且可以是例如易失性存储器、非易失性存储器，只读存储器(read only memory，ROM)或其它类型的计算机存储器等各种类型的计算机存储器的组合，并且存储计算机程序，所述计算机程序可以被组织为方法组，包括操作系统、应用、文件系统以及用于其它期望的计算机实现的方法的其它计算机程序指令，计算机实现方法包括支持本文公开的SOMA传输技术的方法。包含在存储器1104中还有由计算机程序指令存储和处理的程序数据和数据文件。

发射器1106耦合到处理装置1102并且用于基于与处理装置1102交换的数字数据1112来发射射频信号。已传输射频信号可以包括符号序列，例如在SOMA传输方案500中使用的符号序列，和/或信号可以包括协调信息。接收器1108耦合到处理装置1102并且用于接收射频信号，所述射频信号可以包括关于在开始符号序列的传输之前等待的时隙数量的信息，或者在接入节点中，接收器1108可以包括用于接收如上所述的SOMA传输方案中使用的符号序列等符号序列的多个天线。接收器1108向处理装置1102提供描述接收信号的数字信息1114。接收器1108包括模数转换器，以按照期望的采样速率，例如约30兆赫兹(megahertz，MHz)的采样速率，对已接收RF信号进行数字化，并将数字化RF信号1114发送给处理装置。相反，发射器1106可以包括数模转换器，以将由RF单元1106从处理装置1102接收的数字数据1112转换为模拟信号，以准备传输。

UI 1110可包括一个或多个公知的用户接口元素，例如通过用户输入数据的触摸屏、键盘、按钮、以及其它元素。UI 1110还可以包括用于显示适合于用户设备或接入节点的各种信息的显示单元，并且可以使用有机发光二极管(organic light emitting diodes，OLED)、液晶显示器(liquid crystal display，LCD)等公知的显示器类型以及例如LED或指示灯等不太复杂的元件来实现。通信装置1100适于实现本文和上文参照图5描述的SOMA技术。

发射器方法

现在参考图12，可以看到用于在并入本文参考图5所描述的SOMA传输方案500等SOMA传输方案的无线通信系统中的传输数据的方法1200的流程图。方法1200用于协调来自一系列相干间隔内的多个发射器的数据的传输。在每个相干间隔内，从控制器指示符号时隙数量(N)1202，其中控制器是接入节点的一部分，并且如下面将进一步描述的，控制器选择时隙数量以协调来自多个发射器的数据。然后，发射器等待从控制器接收数量为(N)的符号时隙1204。符号时隙数量(N)可以是从0至N-1的任何数量，其中N是相干间隔中的时隙数量。然后，发射器传输其符号序列1206。

在步骤1206中传输的符号序列通常包括上文参考图5所描述的导频符号，其后直接跟着一个或多个数据符号。在某些实施例中，传输更大量的参考信号是有利的。在这些实施例中，导频符号可以用包括多于一个导频符号的导频序列替换。然后，方法1200在下一相干间隔内重复1208。在后续的相干间隔内重复方法1200，直到发射器完成了所有需要传输的数据的传输。在某些实施例中，发射器等待的符号时隙数量(N)可以在随后的相干间隔中改变，以更公平地共享可用的传输带宽或允许发射器需要传输更大量的数据以传输更长的符号序列，即，以传输具有较大数量的数据符号的符号序列。

接入节点

如上所述，SOMA传输方案500以增加符号间干扰为代价，显著地提高了无线通信系统的吞吐量。所添加的干扰的影响可以通过上文所描述的新颖的接收器结构，例如图6所示的顺序空间滤波接收器600和基于本地信道估计器结构700的并行解码方案来缓解或消除。这些技术可以合并来形成如图13所示的框图所示的接入节点1300。接入节点1300具有控制器1304，控制器1304用于根据上文所描述的SOMA传输方案500协调来自n个收发器1312-1、1312-2至1312-n的传输。控制器1304使用发射器1310向收发器1312-1、1312-2至1312-n传输信息，包括在开始符号序列1314-1、1314-2至1314-n的传输之前等待的时隙数量。每个符号序列1314符合上文参照图5描述的传输方案500的符号序列504。每个符号序列1314在相干间隔内传输，并且由天线阵列1306在接入节点1300中接收，天线阵列1306包括数量为N_b根的天线。天线阵列1306耦合到接收器1308。图6所示和上文所述的接收器600示出了接收器1308的可能实现形式。接收器1308对从天线1306接收的符号流进行解复用，然后对每个符号流进行解码1316以恢复由收发器1312-1、1312-2至1312-n传输的数据。解码器1316可以采用上文所述的任何上述解码技术，例如顺序空间滤波、并行解码或联合空间滤波。应当注意，对接入节点1300内的功能，例如接收器块1308、解码器块1316和控制器块1304的划分仅仅是为了帮助理解，并且可以在不偏离本发明精神和范围的前提下考虑其它分配。

控制器1304可以访问由接收器1308导出的信息以及关于收发器1312-1、1312-2至1312-n的其它信息。控制器1304可以使用该信息来确定哪些收发器应该在随后的相干间隔中开始更早地传输，以及应该调度哪些收发器1312-1、1312-2至1312-n以随后在相干间隔内开始传输它们的符号序列1314、504。收发器1312-1、1312-2至1312-n的调度是通过确定在收发器开始传输其符号序列之前从相干间隔的开始等待的时隙数量来完成。通过发送每个收发器要等待的不同数量的时隙，控制器1304可以确保在一个时隙期间只有一个符号序列开始，这也确保了在一个时隙期间只传输一个导频符号。在某些实施例中，控制器1304基于将由每个收发器1312-1、1312-2至1312-n传输的数据量来确定每个收发器1312-1、1312-2至1312-n要等待的时隙数量，其中与具有较少数据要发送的接收器相比，具有更多数据要发送的收发器要等待的时隙数量较少。或者，控制器1304可以使用关于收发器1312-1、1312-2至1312-n在其它收发器1312-1、1312-2至1312-n的传输上诱发的干扰量的信息来确定要为每个收发器等待的时隙数量。例如，控制器可以向收发器发送较少数量的时隙，这导致较低的干扰并且调度收发器，从而稍后在相干间隔中引起更大的干扰。

接入节点方法

图14示出了在上文所描述的接入节点1300等无线通信系统的接入节点中使用的方法1400的流程图。方法1400可以用于协调从多个发射器传输的多个符号序列的传输，以及在接入节点处接收和解码来自每个发射器的数据。接入节点向每个发射器传输信息1402。该信息包括在开始传输符号序列之前在相干间隔的开始之后等待的时隙数量。每个发射器用于传输SOMA传输方案500的符号序列504等符号序列。接入节点通过多个天线接收符号序列1404，然后处理接收的信号以确定包含在接收的信号中的数据符号的估计1406。然后，来自较早符号序列的经估计数据符号用于从后续符号序列的导频符号中消除干扰1408。一旦干扰被消除，则创建经估计的信道向量1410，然后将经估计的信道向量添加到信道向量的集合以在确定数据符号1406和从后续符号序列消除干扰1408中使用。

因此，尽管文中已示出、描述和指出应用于本发明的示例性实施例的本发明的基本新颖特征，但应理解，所述领域的技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对装置和方法的形式和细节以及装置操作进行各种省略、取代和改变。此外，明确希望，以大体相同的方式执行大体相同的功能以实现相同结果的那件元件的所有组合均在本发明的范围内。此外，应认识到，结合所揭示的本发明的任何形式或实施例进行展示和/或描述的结构和/或元件可作为设计选择的通用项而并入所揭示或描述或建议的任何其它形式或实施例中。因此，本发明仅受限于随附权利要求书所述的范围。