可修正信噪特征值估计的接收电路与相关方法与流程

本发明是关于一种可修正信噪特征值估计的接收电路与相关方法，尤指一种可修正因硬决策(hard decision)截剪(slicing)所导致的信噪比错误高估的接收电路与相关方法。

背景技术：

有线及/或无线网络系统是现代信息社会所不可或缺的。有线及/或无线网络系统包括有发射端与接收端，发射端与接收端间以信道(channel)相连；举例而言，此信道可以是由空气媒质/空间形成的无线信道，或是由网线、电力线(power line)等形成的有线信道。发射端可将数字信息编码调制为传输信号，并发射至信道上，经信道传播至接收端，再由接收端接收并解调解码为数字信息。

不过，在网络系统中传输信号时，必定会受噪声影响，例如说是叠加性白色高斯噪声(AWGN，additive white Gaussian noise)。因此，信号与噪声间的关系也就成为设计、实施、布署、优化网络系统时的重要考虑因素。信号与噪声间的关系可量化为信噪特征值，例如信噪比，用以反映信号功率与噪声功率的比值。对比于真正携载信息的传输信号的功率，若噪声的功率相对较低，则信噪比的数值会较高，由发射端至接收端的传输信号较不易受噪声干扰，故可在较高的正确率(较低的错误率，error rate)将信息由发射端送抵接收端。

在现代化的网络系统中，接收端会估计信噪比，使接收端及/或发射端能依据信噪比适应性地调整信号发射及/或接收的运作。举例而言，在先进电力线网络系统中，当接收端估计出的信噪比数值较高时，接收端会认为当下的信息传输情况良好，并进而回授通知发射端，使发射端增加速率(rate)。反之，当接收端估计出的信噪比数值较低时，接收端会认为当下的信息传输情况欠佳，资料传输容易出错，故接收端可回授通知发射端，使发射端减少速率，如此可 得到最佳的流量(throughput)。

不过，对接收端而言，由于噪声的本质是随机的，且会和真正携载信息的信号混合(叠加)在一起，故接收端仅能得出估计的信噪比，而此估计信噪比不一定能反映真正的信噪比。若接收端估计出的信噪比与真正的信噪比差异过大，当网络系统依据估计讯杂比适应性地调整信号发射及/或接收的运作时，就会影响网络系统的运作功效。举例而言，若接收端估计出的信噪比较为乐观而高于真正的信噪比，会误使发射端增加信息传输的速率；然而，虽信息传输流量高，但错误率也会较高，因为接收端真正接收到的信号已经受到高噪声的干扰；因此，能正确有效传递的信息量反而减少。

技术实现要素：

本发明的目的的一是提供一种可修正信噪特征值(如信噪比)估计的接收电路(如20，图1)，其可设于一网络系统的一接收端中，并包括一均衡器(如24)、一截剪器(如26)、一估计电路(如28)与一校正电路(如30)。均衡器可依据一接收信号(如s1)提供一均衡信号(如s2)。截剪器耦接该均衡器，可判读该均衡信号中的数字信息，以依据该均衡信号提供一截剪信号(如s3)。估计电路耦接该均衡器与该截剪器，用以依据该均衡信号与该截剪信号的差异提供一初始信噪特征值(如SNRi[k])。校正电路耦接该估计电路，依据该初始信噪特征值的数值提供一对应修正值(如r[k])，并依据该对应修正值修正该初始信噪特征值，以产生一修正信噪特征值(如SNRc[k])。

该校正电路中可包括一查表电路(如34)与一乘法器(如32)。查表电路可储存多个预设修正值(如e[p,1]至e[p,N]，图6)，并依据该初始信噪特征值与这些预设修正值提供该对应修正值；其中，各该预设修正值对应于多个预设信噪特征值(如SNRt[1]至SNRt[N])的其中之一。乘法器耦接该查表电路与该估计电路，可将该初始信噪特征值乘以该对应修正值，并据以产生该修正信噪特征值。一实施例中，当该查表电路依据该初始信噪特征值与这些预设修正值提供该对应修正值时，是由这些预设信噪特征值中寻得一个最接近该初始信噪特征值的(如SNRt[n])，并将该寻得的预设信噪特征值所关连的该预设修正值(如e[p,n])作为该对应修正值。随着这些预设信噪特征值由小至大排 列，相对应的这些预设修正值至少有部分数目个会先呈一第一增减趋势变化，再呈一第二增减趋势变化，且该第一增减趋势与该第二增减趋势相反。例如，该第一增减趋势可为严格递减(或单调递减)，第二增减趋势可为严格递增(或单调递增)。

该校正电路更依据该接收信号的一调制设定提供该对应修正值。一实施例中，该接收信号包含第二数目(大于等于1，如K)个载波(如s1[1]至s1[K])，并于各该载波(如s1[k])上依据一对应调制设定(如ms[k])携载对应数字信息，且各该载波的该对应调制设定是由第一数目(大于等于1，如P)个预设调制设定MS[1]至MS[P]中所选出。举例而言，预设调制设定MS[1]至MS[P]可以分别是二元相移调制(binary phase shift keying，以下简称BPSK)、四元相移调制(quadrature phase shift keying，以下简称QPSK)、八元正交振幅调制(quadrature amplitude modulation，以下简称8QAM)、十六元正交振幅调制(以下简称16QAM)、六十四元正交振幅调制(以下简称64QAM)、二百五十六元正交振幅调制(以下简称256QAM)、一千零二十四元正交振幅调制(以下简称1024QAM)与四千零九十六元正交振幅调制(以下简称4096QAM)。

该估计电路为各该载波s1[k]提供一初始信噪特征值SNRi[k]。该校正电路则是依据各该载波的该初始信噪特征值SNRi[k]与各该载波的该对应调制设定ms[k]而为各该载波提供一对应修正值r[k]，并依据各该载波的该对应修正值修正各该载波的该初始信噪特征值，以便为各该载波产生一修正信噪特征值SNRc[k]。在该校正电路中，该查表电路为各该预设调制设定MS[p](p＝1至P，图6)储存多个预设修正值e[p,1]至e[p,N]，并依据各该载波的该对应调制设定ms[k]、各该载波的该初始信噪特征值SNRi[k]与各该预设调制设定MS[1]至MS[P]的这些预设修正值e[1,1]至e[P,1]、…、e[1,N]至e[P,N]而为各该载波s1[k]提供该对应修正值SNRc[k]。其中，各该预设调制设定MS[p]的各该预设修正值e[p,n](对n＝1至N)是关连于多个预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。该乘法器则用以将各该载波的该初始信噪特征值乘以各该载波的该对应修正值，并据以产生各该载波的该修正信噪特征值。

当该查表电路为各该载波s1[k]提供该对应修正值r[k]时，是由这些预设调制设定MS[1]至MS[P]中找出一个符合各该载波的该对应调制设定ms[k]的(假 设为MS[p1])，并由这些预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]中寻得一个最接近各该载波的该初始信噪特征值SNRi[k]的(假设为SNRt[n1])，以在该符合的预设调制设定MS[p]的这些预设修正值e[p1,1]至e[p1,N]中将该寻得的预设信噪特征值SNRt[n]所关连的该预设修正值e[p1,n1]作为各该载波的该对应修正值r[k]。随着这些预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]由小至大排列，在同一该预设调制设定MS[p]的这些预设修正值e[p,1]至e[p,N]中，至少有部分数目个该预设修正值会先呈一第一增减趋势变化，再呈一第二增减趋势变化，且该第一增减趋势与该第二增减趋势相反。随着这些预设调制设定MS[1]至MS[P]在单位时间内携载的比特数由小至大排列，在对应于同一预设信噪特征值SNRt[n]且对应于不同预设调制设定的多个该预设修正值e[1,n]至e[P,n]中，至少有部分数目个会呈现渐减的趋势。

一实施例中，该第二数目个载波是正交分频多工(OFDM，orthogonal frequency-division multiplexing)下的多个载波。

一实施例中，该接收电路更包括一比特负载(bit loading)设定电路(如38)，耦接该校正电路，用以依据各该载波的该修正信噪特征值产生一回授信号(如s4，图1)至发射电路(如10)，以更新各该载波的该对应调制设定，使该发射电路可依据各该载波的该更新后的对应调制设定而于各载波上携载后续数字信息。

本发明的一目的是提供一种可于一接收电路中修正信噪特征值估计的方法，包括：依据该接收电路所接收的一接收信号提供一均衡信号(equalized signal)，其中该接收信号可包含第二数目(K)个载波s1[1]至s1[K]，并于各该载波s1[k]上依据一对应调制设定ms[k]携载对应数字信息，且各该载波的该对应调制设定ms[k]是由第一数目(P)个预设调制设定MS[1]至MS[P]中所选出；进行一截剪步骤，依据该均衡信号提供一截剪信号；进行一估计步骤，依据该均衡信号与该截剪信号的差异为各该载波提供一初始信噪特征值SNRi[k]；以及，进行一校正步骤，依据各该载波的该初始信噪特征值的数值提供一对应修正值r[k]，并依据各该载波的该对应修正值与该初始信噪特征值修正各该载波的该初始信噪特征值，以便为各该载波产生一修正信噪特征值SNRc[k]。

其中，依据该初始信噪特征值提供该对应修正值的步骤更包含：依据该接收信号的一调制设定、该初始信噪特征值与多个预设修正值提供该对应修正值；其中，各该预设修正值是对应于多个预设信噪特征值的其中之一；以及，由这些预设修正值中寻得一预设修正值其对应的预设信噪特征值最接近该初始信噪特征值来提供该对应修正值。

例如，当为各该载波提供该对应修正值时，是由这些预设调制设定MS[1]至MS[P]中找出一个符合各该载波的该对应调制设定ms[k]的(假设为MS[p1])，并由这些预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]中寻得一个最接近各该载波的该初始信噪特征值的(假设为SNRt[n1])，以在该符合的预设调制设定的这些预设修正值e[p1,1]至e[p1,N]中将该寻得的预设信噪特征值SNRt[n1]所对应的该预设修正值e[p1,n1]作为各该载波的该对应修正值r[k]。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1示意的是依据本发明一实施例的接收电路。

图2示意的是一预设调制设定下于一散射图上的星座点。

图3示意的是一决策区间划分。

图4a、4b分别示意固定边界的决策区间划分与其信噪特征值的误估情形。

图5示意的是在固定边界的决策区间划分下不同调制设定的信噪特征值误估。

图6示意的是依据本发明一实施例的一表格，用以提供修正值。

图7绘示图6表格的一实施例。

图8示意的是未校正的初始信噪特征值与校正后的修正信噪特征值。

图9示意的是依据本发明一实施例的流程。

10：发射电路

12：信道

20：接收电路

22：信道估计电路

24：均衡器

26：截剪器

28：估计电路

30：校正电路

32：乘法器

34：查表电路

36：应用电路

38：比特负载设定电路

s0-s4：信号

s0[k]-s3[k]：载波

SNRi[k]：初始信噪特征值

SNRc[k]：修正信噪特征值

r[k]：修正值

MS[1]-MS[P]：预设调制设定

ms[k]：调制设定

c[p,1,1]-c[p,I[p],Q[p]]：星座点

a[p]：距离

SNRt[1]-SNRt[N]：预设信噪特征值

e[1,1]-e[P,N]：预设修正值

sa0、sa、sb、sc、z1-z4、a1-a4、a20、a30、a40、b1-b4、b20、b30、b40：点

B[p]：边界

D[p]：决策区间划分

d[p,1,1]-d[p,I[p],Q[p]]：决策区间

va、vb、vc、v0、v1e-v4e、v2-v3：向量

400、500、600、700：直线

410、501-508、610、701-708、901-908、1000-1002、1100-1102：曲线

SNR0：正确信噪特征值

h1-h3、h11、h12、h1a、h2a、h10、u1、u11：值

800：表格

1200：流程

1202-1208：步骤

具体实施方式

请参考图1，其所示意的是依据本发明一实施例的接收电路20，其可经由一信道12接收一发射电路10所发出的信号s0。举例而言，发射电路10与接收电路20可以分别设置于一网络系统的一发射端与一接收端。信道12可以是有线或无线信道；举例而言，信道12可以是传输交流电力的电力线。当发射电路10要将数字信息传递至接收电路20时，发射电路10可将数字信息编码调制为信号s0，信号s0经由信道12传输至接收电路20；经由信道12传输，信号s0会受噪声影响变为一信号s1(接收信号)。接收电路20中可包括一信道估计电路22、一均衡器24、一截剪器26、一估计电路28与一应用电路36；为实现本发明修正信噪特征值的目的，接收电路20中更包括有一校正电路30。

一范例中，信号s0中可包括有K个载波s0[1]至s0[K]；在一单位时间内，发射电路10可依据一调制设定ms[k](未图示)来将一符元smb[k](未图示)的数字信息调制携载至载波s0[k]。载波s0[k]的调制设定ms[k]可以是由P个预设调制设定MS[1]至MS[P]中所选出的；以P＝8为例，预设调制设定MS[1]至MS[8]可分别是正交分频多工的调制方式BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM与4096QAM。不同载波s0[k1]与s0[k2]的调制设定ms[k1]与ms[k2]可以相同或相异。同一载波s0[k]的调制设定ms[k]可以是固定的，也可以是动态改变的；举例而言，要传输一第一符元时，载波s0[1]的调制设定ms[1]可采用预设调制设定MS[1](BPSK)；要传输另一符元时，载波s0[1]的调制设定ms[1]可以改采预设调制设定MS[2](QPSK)。

各预设调制设定MS[p]可依据M[p]个星座点来携载数字信息；延续图1，请一并参考图2，其是于一散射图中示意某一预设调制设定MS[p]的M[p]个星座点c[p,i,q](i＝1至I[p]，q＝1至Q[p])；其中，M[p]＝I[p]*Q[p]。图2的横轴代表各星座点c[p,i,q]的平行相位(in-phase)分量，纵轴则代表各星座点c[p,i,q] 的正交相位(quadrature-phase)分量；举例而言，若某一预设调制设定MS[4]为16QAM，则其可依据M[4]＝I[4]*Q[4]＝4*4＝16个星座点c[4,1,1]、c[4,1,2]、c[4,2,1]、c[4,2,2]、…、c[4,i,q]、…至c[4,4,4]来携载数字信息。各星座点c[p,i,q]的座标(AI[p,i,q],AQ[p,i,q])(未图示)可以等于((i-0.5*I[p]-0.5)*a[p],(q-0.5*Q[p]-0.5)*a[p])；其中，项目a[p]为两相邻星座点间的距离，如图2所标示。举例而言，若某一预设调制设定MS[4]为16QAM，i＝1，q＝1，则星座点c[4,1,1]的座标(AI[4,1,1],AQ[4,1,1])等于((1-0.5*4-0.5)*a[p],(1-0.5*4-0.5)*a[p])＝(-1.5*a[p],-1.5*a[p])。各个星座点c[p,i,q]可对应一符元的数字预设信息SMB[p,i,q](未图示)，各预设信息SMB[p,i,q]可以是log₂(M[p])个比特的组合；以某一预设调制设定MS[4]为16QAM为例，各个星座点c[4,i,q]所对应的各数字预设信息SMB[4,i,q]可以是log₂(16)＝4个比特的组合。在信号s0中，当发射电路10(图1)要在载波s0[k]采用预设调制设定MS[p]作为其调制设定ms[k]以携载某一预设信息SMB[p,i,q]时，即可依据AI[p,i,q]*cos(2*π*f[k]*t)+AQ[p,i,q]*sin(2*π*f[k]*t)(未图示)来形成载波s0[k]，其中，项目f[k]为载波s0[k]的频率，项目t为时间。

举例而言，若某一预设调制设定MS[p1]为QPSK，则其共有M[p1]＝4个星座点c[p1,1,1]、c[p1,2,1]、c[p1,1,2]与c[p1,2,2]，其对应的预设信息SMB[p1,1,1]、SMB[p1,2,1]、SMB[p1,1,2]至SYM[p1,2,2]可以分别是log₂(M[p1])＝log₂(4)＝2比特的00、10、01、11。由于功率正规化(normalization)的缘故，对不同的预设调制设定MS[p1]与MS[p2]而言，相邻星座点间的距离a[p1]与a[p2]可以是相异的。举例而言，若预设调制设定MS[1]至MS[P]分别为BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM与4096QAM，则距离a[1]>a[2]>…>a[P]。

请再度参考图1。经由信道12的传输，信号s0的K个载波s0[1]至s0[K]会分别形成信号s1中的K个载波s1[1]至s1[K]。在接收电路20中，均衡器24耦接于信道12，用以对信号s1中的载波s1[1]至s1[K]进行均衡运作，分别形成信号s2中的载波s2[1]至s2[K]。截剪器26耦接均衡器24，用以判读信号s2中由各载波s2[1]至s2[K]携载的数字信息，并据以提供一信号s3(截剪信号)的各载波s3[1]至s3[K]。估计电路28耦接均衡器24与截剪器26，可依据载波 s2[k]与载波s3[k]的差异而为各载波s1[k]提供一初始信噪特征值SNRi[k]。

延续图1与图2，请参考图3，其是以散射图示意均衡器24与截剪器26的运作。当发射电路10依据某一预设调制设定MS[p]将一预设信息SMB[p,i,q]调制至信号s0(图1)的载波s0[k]，并经由信道12的传输变为接收电路20所接收到的信号s1中的载波s1[k]时，由于噪声等因素，载波s1[k]在散射图上所对应的点会无法与载波s0[k]在散射图上所对应的星座点c[p,i,q]重合；举例而言，载波s0[1]所对应的星座点为c[p,1,1]，载波s1[1]所对应的点可以是点sa0、sb或sc。均衡器24会对载波s1[k]进行均衡处理而使均衡后的载波s2[k]收敛至一边界B[p]内；举例而言，假设载波s1[1]所对应的点sa0超出边界B[p]，则均衡后的载波s2[1]所对应的点sa就会座落于边界B[p]上；另举例而言，假设载波s1[1]所对应的点在边界B[p]内，例如sb或sc，则均衡后的载波s2[1]所对应的点仍会座落于边界B[p]内。

接着，截剪器26便会采用与载波s0[k]所采用的预设调制设定MS[p]关连的决策区间划分D[p]来判读载波s0[k]所携载的数字信息。决策区间划分D[p]是在边界B[p]中划分出多个决策区间d[p,1,1]至d[p,I[p],Q[p]]，如图3所示，各决策区间d[p,i,q]可以涵盖对应的星座点c[p,i,q]，分别关连于预设调制设定MS[p]的M[p]个预设信息SMB[p,1,1]至SMB[p,I[p],Q[p]]。其中，在一种变动边界的决策区间划分中，各决策区间d[p,i,q]可均为以星座点c[p,i,q]为中心、边长等于相邻星座点间的距离a[p]的正方形；而在一种固定边界的决策区间划分中，邻接边界B[p]的决策区间d[p,1,1]至d[p,I[p],1]、d[p,1,1]至d[p,1,Q[p]]、d[p,1,Q[p]]至d[p,I[p],Q[p]]与d[p,I[p],1]至d[p,I[p],Q[p]](亦即：边界决策区间)可为至少有一侧边的边长大于相邻星座点间的距离a[p]、不以星座点c[p,i,q]为中心的矩形，边界决策区间之外的其余决策区间则可为以星座点c[p,i,q]为中心、边长等于相邻星座点间的距离a[p]的正方形。截剪器26借由判断载波s2[k]于散射图上所对应的点座落在那一个决策区间，来判定发射电路10所发射的载波s0[k]在散射图上所对应的星座点c[p,i,q]，以判读载波s0[k]所携载的数字信息。举例而言，如图3所示，若载波s2[1]位于点sa，由于点sa落在决策区间d[p,1,2]，故截剪器26便会判定载波s0[1]所对应的星座点为c[p,1,2]，并将载波s1[1]携载的数字信息判读为预设信息SMB[p,1,2]；若载波s2[1]位于点sb，由于点sb 亦落在决策区间d[p,1,2]，故截剪器26便会判定载波s0[1]所对应的星座点为c[p,1,2]，并将载波s1[1]携载的数字信息判读为预设信息SMB[p,1,2]；若载波s2[1]位于点sc，由于点sc是落在决策区间d[p,1,1]，故截剪器26便会判定载波s0[1]所对应的星座点为c[p,11]，并将载波s1[1]携载的数字信息判读为预设信息SMB[p,1,1]。

接着，估计电路28便会依据载波s2[k]所对应的点与载波s3[k]所对应的星座点c[p,i1,q1]在散射图上的座标差异来为载波s1[k]提供初始信噪特征值SNRi[k]。举例而言，若载波s2[k]在散射图上位于点sa，截剪器26会认为原本的载波s0[k]是位于星座点c[p,1,2]，而估计电路28便会将点sa与星座点c[p,1,2]间的差异向量va当作是噪声引发的误差，并依据向量va的长度来计算初始信噪特征值SNRi[k]。同理，若载波s2[k]落在点sb，截剪器26也会认为原本的载波s0[k]是位于星座点c[p,1,2]，而估计电路28便会将点sb与星座点c[p,1,2]间的差异向量vb当作是噪声引发的误差，并依据向量vb的长度来计算初始信噪特征值SNRi[k]。由于点sb比点sa更接近星座点c[p,1,2]，差异向量vb小于差异向量va，故载波s2[k]位于点sb时估计电路28得出的初始信噪特征值会较载波s2[k]位于点sa时估计电路28得出的初始信噪特征值高。

然而，依据上述原理，估计电路28的估计运作会发生估计错误，因为在传输资料讯框时，截剪器26其实无法真正得知载波s0[k]原本在那一个星座点。举例而言，假设发射电路10的载波s0[k]原本真正的位置是在星座点c[p,1,1]，但因较大的噪声而使接收电路20得到的载波s2[k]漂移至点sb。在此情形下，真正的信噪特征值应该是依据点sb与星座点c[p,1,1]间的差异向量v0来计算。然而，由于点sb是位在决策区间d[p,1,2]中，截剪器26会错误地认定载波s0[k]原本是位于星座点c[p,1,2]；连带地，估计电路28就会错误地依据点sb与星座点c[p,1,2]间的差异向量vb计算出错误的信噪特征值。因为向量vb比向量v0短，错误的信噪特征值会高于真正的信噪特征值；换言之，在上述情形下，估计电路28对信噪特征值的估算会过于乐观。若信噪特征值被错估，网络系统基于信噪特征值所作的适应性运作也会连带出错。举例而言，若接收端错误地高估信噪比，会错误地使发射端增加信息传输的速率；然而，虽信息传输速率高，但错误率也会较高，因为接收端真正接收到的信号已经受到高噪声的干扰； 因此，能正确有效传递的信息比特量反而减少。

延续图1至图3，请参考图4a与图4b；针对发射电路10依据预设调制设定MS[p]所发出的原始载波s0[k]，若截剪器26是采用固定边界的决策区间划分D[p]将均衡后载波s2[k]判读为载波s3[k]，当估计电路28依据载波s2[k]与s3[k]提供初始信噪特征值SNRi[k]时，其错估信噪特征值的情形可用图4a的散射图分布来示意说明，图4b则示意性地比较真实信噪特征值SNR0(横轴，可为对数尺度)与初始信噪特征值SNRi[k](纵轴，可为对数尺度)。在图4a与图4b的例子中，(真实、初始)信噪特征值可以是指信噪比。

由于图4b与图4b的例子采用的是固定边界的决策区间划分D[p](图4a)，边界决策区间(至少有一边重合于边界B[p]的决策区间)至少有一边长大于星座点间距离a[p]，其余的决策区间(侧边未与边界B[p]重合的决策区间)的边长则等于距离a[p]。

图4b所示，在估计电路28产出的初始信噪特征值SNRi[k]与真实信噪特征值SNR0之间的正确(理想)关系应呈线性，如直线600所示；不过，在固定边界的决策区间划分下，初始信噪特征值SNRi[k]与真实信噪特征值SNR0之间的关系却会呈曲线610，其理由可说明如下。

在图4a中，发射电路10的原始载波s0[k]是依据星座点c[p,i0,q0]所形成。若真实信噪特征值SNR0等于一较高的值h1(图4b)时，代表噪声干扰较小，经信道12传输后的载波s2[k]会落在星座点c[p,i0,q0]周围的决策区间d[i,p0,q0]中，例如说是位于点z1；在此情形下，截剪器26会正确判读出载波s2[k]是对应于星座点c[p,i0,q0]，当估计电路28将判读出的星座点c[p,i0,q0]与点z1间的差异向量v1e视为噪声以估计出初始信噪特征值SNRi[k]时，初始信噪特征值SNRi[k]也会十分接近真实信噪特征值SNR0，如图4b上的点b1所示。

若真实信噪特征值SNR0为一较小的值h2(h2<h1)，代表噪声干扰较大，会使载波s2[k]的位置远离原始星座点c[p,i0,q0]所在的决策区间d[p,i0,q0]；例如，载波s2[k]的位置可能漂移至点z2，位于星座点c[p,i2,q2]的决策区间d[p,i2,q2]中；因此，截剪器26会误判载波s2[k]是对应于星座点c[p,i2,q2]；依据截剪器26的判读，估计电路28会将星座点c[p,i2,q2]与点z2间的差异向量v2e视为噪声以估计初始信噪特征值SNRi[k]，形成曲线610(图4b)上的点 b2。然而，由于真正的原始星座点为c[p,i0,q0]而非c[p,i2,q2]，真正的噪声应是星座点c[p,i0,q0]与点z2间的差异向量v2，而非v2e。亦即，初始信噪特征值SNRi[k]的正确值应在直线600上的点b20。因为向量v2e的长度比向量v2短，初始信噪特征值SNRi[k]会高于真实信噪特征值SNR0。在图4b上，点b2与b20间的差距即关连于向量v2e与v2间的差异。

若真实信噪特征值SNR0为更小的值h3(h3<h2)，代表噪声干扰更大，会使载波s2[k]的位置更远离原始星座点c[p,i0,q0]的决策区间d[p,i0,q0]；例如，载波s2[k]的位置可能漂移至图4a中的点z3，位于星座点c[p,i3,q3]的决策区间d[p,i3,q3]中。因此，截剪器26会误判载波s2[k]是对应于星座点c[p,i3,q3]；依据截剪器26的判读，估计电路会将星座点c[p,i3,q3]与点z3间的差异向量v3e视为噪声以估计初始信噪特征值SNRi[k]，形成曲线610上的点b3。不过，真正的原始星座点是c[p,i0,q0]而非c[p,i3,q3]，星座点c[p,i0,q0]与点z3间的差异向量v3才能正确反映真正的噪声，而非向量v3e；初始信噪特征值SNRi[k]的正确值应在直线400上的点a30而吻合真实信噪特征值SNR0。因为向量v3e的长度比向量v3短，将向量v3e视为噪声所得的初始信噪特征值SNRi[k]会高于真实信噪特征值SNR0。在图4b上，点b3与b30间的差距即关连于向量v3e与v3间的差异。由图4a可看出，向量v3e与v3间的差异大于向量v2e与v2间的差异，故点b3与b30间的差距大于点b2与b20间的差距。

若真实信噪特征值SNR0为更小的值h4(h4<h3)，代表噪声干扰更大，会使载波s2[k]的位置更远离原始星座点c[p,i0,q0]，漂移至边界B[p]附近；例如，载波s2[k]的位置可能漂移至图4a中的点z4，位于星座点c[p,1,q4]的边界决策区间d[p,1,q4]中。因此，截剪器26会误判载波s2[k]是对应于星座点c[p,1,q4]；依据截剪器26的判读，估计电路会将星座点c[p,1,q4]与点z4间的差异向量v4e视为噪声以估计初始信噪特征值SNRi[k]，形成曲线610上的点b4。然而，由于真正的原始星座点是c[p,i0,q0]而非c[p,1,q4]，星座点c[p,i0,q0]与点z4间的差异向量v4才能正确反映真正的噪声，而非向量v4e；初始信噪特征值SNRi[k]的正确值应在直600上的点a40以吻合真实信噪特征值SNR0。因为向量v4e的长度比向量v4短，依据向量v4e所得的初始信噪特征值SNRi[k]会高于真实信噪特征值SNR0。如图4b所示，点b4与b40间的差距即关连于 向量v4e与v4间的差异。

如图4a所示，点z2与z3所在的决策区间d[p,i2,q2]与d[p,i3,q3]两者可以不是边界决策区间，故向量v2e与v3e的长度仍受限于距离a[p]/2。不过，在固定边界的决策区间划分下，边界决策区间至少有一边长大于距离a[p]，所以向量v4e的长度不会受限于距离a[p]/2，并使初始信噪特征值SNRi[k]降低而较为接近真实信噪特征值SNR0，在对应点b4(图6B)的纵轴高度也因此而低于点b2与b3的纵轴高度。

亦即，在固定边界的决策区间划分下，随真实信噪特征值SNR0由值h1降低至h2、h3与h4，初始信噪特征值SNRi[k]会先逐渐远离真实信噪特征值SNR0(如曲线610在值h1与h3之间的走势)，然后又会朝向真实信噪特征值SNR0接近(如曲线610在值h3至h4间的走势)，这便是因为尺寸较大的边界决策区间有较多的空间反映较长的噪声向量(如向量v4e)，使噪声向量不会受限于尺寸较小的非边界决策区间。

延续图4a、4b，请参考图5；在固定边界的决策区间划分下，若载波s0[k]采用的调制设定ms[k]为BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM或4096QAM以在单位时间内携载1、2、3、4、6、8、10或12比特的数字信息，则初始信噪特征值SNRi[k](纵轴，可为对数尺度，如以分贝为单位)与真实信噪特征值SNR0(横轴，可为对数尺度，如以分贝为单位)间的关系会分别呈现为曲线701、702、703、704、705、706、707或708(曲线701与702几乎重合)；相对地，初始信噪特征值SNRi[k]与真实信噪特征值SNR0之间的正确(理想)关系应呈直线700的线性关系。例如，当真实信噪特征值SNR0等于值u11时，初始信噪特征值SNRi[k]的正确值应等于值h10；不过，如图5所示，在同一真实信噪特征值SNR0的下，调制设定ms[k]在单位时间内携载的比特数越多，初始信噪特征值SNRi[k]与真实信噪特征值间SNR0的差距也越大。举例而言，当真实信噪特征值SNR0等于值h10时，若调制设定ms[k]为256QAM以在每单位时间内携载6比特的符元，则初始信噪特征值SNRi[k]会被错误地高估为值h1a；若调制设定ms[k]为4096QAM以在每单位时间内携载12比特的符元，则初始信噪特征值SNRi[k]会被错误地高估为值h1b，且值h1b>h1a>h10。在单位时间内携载的比特数越高，相邻星座点 间的最短距离也会越短，非边界决策区间的尺寸也会越小；当真实信噪特征值SNR0的值还不算太小时(例如大于值u11)，估计电路28错估的噪声向量比较容易落在同一个非边界决策区间内，非边界决策区间越小，估计电路28提供的初始信噪特征值SNRi[k]就越会被高估，与真实信噪特征值SNR0间的差距也越大。

另一方面，当真实信噪特征值SNR0的值更小时(例如小于值u11)，估计电路28错估的噪声向量比较容易落在边界决策区间内。如前面曾描述的，在固定边界的决策区间划分下，不同预设调制设定MS[p1]与MS[p2]的非边界决策区间边长分别等于星座点间距离a[p1]与a[p2]，而边界决策区间至少有一较长边，其边长分别大于星座点间距离a[p1]与a[p2]。举例而言，假设预设调制设定MS[p1]与MS[p2]分别为256QAM与4096QAM，非边界决策区间的边长比a[p1]与a[p2]约为4:1，但边界决策区间的较长边长却大略相等。因此，当真实讯杂特征值SNR0较大时，此两预设调制设定下的初始信噪特征值的差距较大(如值h1a与h2a间的差距)，因其与非边界决策区间的边长较为相关，而两者的非边界决策区间的边长有较大差异。另一方面，若真实讯杂特征值SNR0较小，此两预设调制设定下的初始信噪特征值的差距较小而互相趋近，因其与边界决策区间的较长边的长度较为相关，而两者的边界决策区间的较长边的长度差异较小。

为了修正初始信噪特征值SNRi[k]与真实信噪特征值SNR0的差异，发射电路30中设有校正电路30。请再度参考图1；在发射电路30中，校正电路30耦接估计电路28，可依据各载波s1[k]的初始信噪特征值SNRi[k]的数值而为各载波s1[k]提供一对应修正值r[k]，并依据对应修正值r[k]修正初始信噪特征值SNRi[k]，以便为各载波s1[k]产生一修正信噪特征值SNRc[k]，对k＝1至K。

一范例中，校正电路30可包括一查表电路34与一乘法器32；乘法器32耦接查表电路34与校正电路30。延续图1，请一并参考图6，其所示意的是依据本发明一范例的表格800。本案的一范例中，查表电路34可记录表格800，为各预设调制设定MS[p]储存多个预设修正值e[p,1]至e[p,N](对p＝1至P)，并依据各载波s1[k]的对应调制设定ms[k]、各载波s1[k]的初始信噪特征值SNRi[k]与各预设调制设定MS[p](对p＝1至P)的预设修正值e[p,1]至e[p,N] 而为各载波s1[k]提供对应修正值r[k]，对k＝1至K。其中，各预设调制设定MS[p]的各该预设修正值e[p,n]是关连于多个预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。一实施例中，网络系统可以只使用一种调制设定(即K＝1)，例如预设调制设定MS[1]；因此，表格800可以只有一栏(column)，记录预设修正值e[1,1]至e[1,N]。

一范例中，查表电路34是由预设调制设定MS[1]至MS[P]中找出一个符合载波s1[k]对应的调制设定ms[k](例如QPSK)的预设调制设定MS[p1](例如QPSK)。一范例中，查表电路34会由预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]中为载波s1[k]寻得一个最接近初始信噪特征值SNRi[k](例如-3.6db)的预设信噪特征值SNRt[n1](例如-4db)；如此，查表电路34便根据预设调制设定MS[p1]与预设信噪特征值SNRt[n1]找出对应的预设修正值e[p1,n1]作为载波s1[k]的对应修正值r[k]。另一范例中，查表电路34会由预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]中为载波s1[k]寻得两个最接近初始信噪特征值SNRi[k](例如-3.6db)的上下界的预设信噪特征值SNRt[n1]与SNRt[n2](例如-3db与-4db)；如此，查表电路34便可根据预设调制设定MS[p1]与预设信噪特征值SNRt[n1]与SNRt[n2]找出对应的预设修正值e[p1,n1]与值e[p1,n2]，并根据初始信噪特征值SNRi[k]、其上下界的预设信噪特征值SNRt[n1]与SNRt[n2]对e[p1,n1]与值e[p1,n2]进行内插运算，并将运算后的结果作为载波s1[k]的对应修正值r[k]。

利用估计电路28与查表电路34提供的初始信噪特征值SNRi[k]与对应修正值r[k]，乘法器32(图1)可将初始信噪特征值SNRi[k]乘以该对应修正值r[k]，并依据乘积r[k]*SNRi[k]产生修正信噪特征值SNRc[k]。

表格800(图6)中的各预设修正值e[p,n]可用数值模拟来计算求得。举例而言，若要修正图4b与图5中于固定边界决策区间划分下被错估的初始信噪特征值SNRi[k]，可在真实信噪特征值SNR0等于某一预设信噪特征值SNRt[n]且调制设定ms[k]等于某一预设调制设定MS[p]的条件下模拟出受噪声(如叠加性白色高斯噪声)影响的载波s2[k]，并模拟截剪器26在固定边界决策区间划分下对载波s2[k]的硬决策运作与估计电路28对载波s2[k]与s3[k]的信噪特征值估算运作，据以模拟出估计电路28所产生的初始信噪特征值SNRi[k]；如此，便可依据比值SNRt[n]/SNRi[k]来计算预设修正值e[p,n]。

以下列出表格800的一范例，其是用以修正固定边界决策区间划分下的初始信噪特征值；在此范例中，预设调制设定MS[1]至MS[P]分别为BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM与4096QAM(数量P可等于8)，预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]是由小至大排列，由-6分贝至41分贝(数量N可等于48)。

上述表格范例亦可绘示于图7，其横轴为预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N](可为对数尺度，如以分贝为单位)，纵轴代表各预设修正值e[p,n]的值(可为线性尺度)；图7中，曲线901示意的是预设调制设定MS[1](即BPSK)所关连的预设修正值e[1,1]至e[1,N]，曲线902示意的是预设调制设定MS[2](即QPSK)所关连的预设修正值e[2,1]至e[2,N]，曲线903示意的是预设调制设定MS[3](即8QAM)所关连的预设修正值e[3,1]至e[3,N]，曲线904示意的是预设调制设定MS[4](即16QAM)所关连的预设修正值e[4,1]至e[4,N]，曲线905示意的是预设调制设定MS[5](即64QAM)所关连的预设修正值e[5,1]至e[5,N]，曲线906示意的是预设调制设定MS[6](即256QAM)所关连的预设修正值e[6,1]至e[6,N]，曲线907示意的是预设调制设定MS[7](即1024QAM)所关连的预设修正值e[7,1]至e[7,N]，曲线908示意的则是预设调制设定MS[8](即4096QAM)所关连的预设修正值e[8,1]至e[8,N]。

由上述表格范例与图7可看出，随着预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]由小至大排列，同一预设调制设定MS[p]的预设修正值e[p,1]至e[p,N]中至少有部分数目个预设修正值会先呈一第一增减趋势变化(例如单调递减或严格递减)，再呈一第二增减趋势变化(例如单调递增或严格递增)，且该第一增减趋势与该第二增减趋势相反。若初始信噪特征值SNRi[k]的偏移较大，校正电路30(图1)要选用一个数值较小预设修正值e[p,n]作为对应修正值r[k]，才能用乘法器32将较大的初始信噪特征值SNRi[k]乘为较小的修正信噪特征值SNRc[k]。因此，随预设信噪特征值SNRt[1]变大为SNRt[N]，至少有部分数目个预设修正值e[p,n]会先由大变小(渐减)，再由小变大(渐增)。

在上述表格与图7的范例中，随着预设调制设定MS[1]至MS[P]在单位时间内携载的比特数由小至大排列，在关连于同一预设信噪特征值SNRt[n]且属于不同预设调制设定的预设修正值e[1,n]至e[P,n]中，至少有部分数目个会呈现 渐减的趋势。举例而言，在同一预设信噪特征值SNRt[12]下，预设修正值e[1,12]至e[8,12]是呈渐减趋势。类似地，在同一预设信噪特征值SNRt[21]下，预设修正值e[1,21]至e[8,21]是呈渐减趋势。如图5所示，在同一真实信噪特征值SNR0(例如值h1)下，单位时间内携载比特数较多的预设调制设定MS[p1](如曲线708的4096QAM)会比比特数较少的预设调制设定MS[p2](如曲线706的256QAM)更远离真实信噪特征值SNR0，故单位时间内携载比特数较多的预设调制设定MS[p1]需要数值较小的预设信噪特征值e[p1,n]以便在乘算时做较多的下修。延续上述表格与图7，请参考图8，其所示意的是未校正的初始信噪特征值SNRi[k]与校正后的修正信噪特征值SNRc[k]，其横轴为接收电路20接收时的真实信噪特征值SNR0(可为对数座标，单位为分贝)，纵轴则代表初始信噪特征值SNRi[k]或修正信噪特征值SNRc[k]的值。若接收电路20是依据探测封包(sounding packet)的接收来估计信噪特征值，则该信噪特征值对真实信噪特征值SNR0的变化关系可由曲线1000示意；由于探测封包的内容是接收电路20可预先得知的，故曲线1000可代表信噪特征值估计的理想情形。相对地，若接收电路20是依据资料讯框(data frame)的接收来估计出初始信噪特征值SNRi[k]，则初始信噪特征值SNRi[k]对真实信噪特征值SNR0的关系可由曲线1001代表；由于资料讯框中的数字信息是接收电路20无法预先得知的，故初始信噪特征值SNRi[k]会错误地被高估，使曲线1001较为偏离曲线1000。相较的下，曲线1002示意的则是经校正电路30补偿后的修正信噪特征值SNRc[k]对真实信噪特征值SNR0的关系；由图8可看出，相较于曲线1001的初始信噪特征值，曲线1002的修正信噪特征值会十分趋近曲线1000，代表校正电路30的确能修正被错估的初始信噪特征值，使修正信噪特征值能趋近理想情形。

请再度参考图1。在先进的现代化网络系统中，可依据接收电路20估计的信噪特征值来适应性地调整信号发射及/或接收的运作。接收电路20中的应用电路36即可依据修正信噪特征值SNRc[1]至SNRc[K]来辅助上述的适应性运作。举例而言，应用电路36可包括一比特负载设定电路38，耦接校正电路30，用以依据各载波s1[k]的修正信噪特征值SNRc[k]更新各载波s0[k]的对应调制设定ms[k]，对k＝1至K。更新后的对应调制设定ms[k]可由一回授信号s4回 授至发射电路10，而发射电路10便可依据更新后的对应调制设定ms[k]在各载波s0[k]上携载后续数字信息。举例而言，假设发射电路10先采用某一预设调制设定MS[p1]作为载波s0[k]的对应调制设定ms[k]，若接收电路20在接收后得出数值较佳(较高)的修正信噪特征值SNRc[k]，代表信道12在当下的信息传输情况良好，故比特负载设定电路38可回授通知发射电路10，使发射电路10改采另一预设调制设定MS[p2]作为载波s0[k]的对应调制设定ms[k]；其中，预设调制设定MS[p2]在单位时间内携载的比特数(即比特负载)可高于先前采用的预设调制设定MS[p1]。如此，便能有效地增加信息传输的流量(throughput)。举例而言，接收电路20可向发射电路10回授一频调图谱(tone-map)，其可描述载波s0[1]至s0[K]应采用的对应调制设定ms[1]至ms[K]。

相对地，若接收电路20在接收后得出数值较差(较低)的修正信噪特征值SNRc[k]，代表信道12在当下的信息传输情况不佳，故比特负载设定电路38可回授通知发射电路10，使发射电路10可以沿用先前预设调制设定MS[p1]，或改采另一预设调制设定MS[p3]，以作为载波s0[k]的对应调制设定ms[k]；其中，预设调制设定MS[p3]的比特负载可低于先前采用的预设调制设定MS[p1]。如此，便能避免高噪声影响数字资料传输的正确性。

不过，上述适应性运作的前提是接收电路30估计的信噪特征值必须接近真实信噪特征值；若接收电路30估计出的信噪特征值与真实信噪特征值的差异过大，网络系统依据估计信噪特征值所进行的适应性运作反而会影响网络系统的正确运作。举例而言，若应用电路36中的比特负载设定电路38依据的是初始信噪特征值SNRi[k]而非修正信噪特征值SNRc[k]，由于初始信噪特征值SNRi[k]会比较为乐观而高于真实信噪特征值，故比特负载设定电路38会误使发射电路10改采比特负载较高的调制设定以增加信息传输的流量；虽信息传输流量高，但错误率也会较高，因为接收电路20真正接收到的信号s1[k]其实已经受到高噪声的干扰，能正确有效传递的信息量反而减少。

不限于适应性比特负载特性，接收电路20估计的信噪特征值还可用于其他先进功能，像是软比特(soft-bit)解码、软决策(soft-decision)解码、适应性调制与编码(AMC，adaptive modulation and coding)、涡轮(turbo)解码及 /或动态功率控制等；这些先进功能都需要优良的信噪特征值估计才能正确有效地运作。经本发明校正电路30修正后的修正信噪特征值SNRc[k]正可满足这些先进功能所需；对应地，图1中应用电路36也可包括支援上述先进功能的电路，例如说是软比特解码电路(未图示)等，其可耦接校正电路30，以运用校正电路30产生的修正信噪特征值SNRc[k]。

延续图1，请参考图9，其所示意的是依据本发明一范例的流程1200；图1中的接收电路20可实施流程1200以修正信噪特征值估计。流程1200的主要步骤可描述如下。

步骤1202：由接收电路20中的均衡器24依据一接收信号s1提供一均衡信号s2。其中，接收信号s1包含K(大于等于1)个载波s1[1]至s1[K]，并于各载波s1[k]上依据一对应调制设定ms[k]携载对应数字信息；对应调制设定ms[k]则是由P(大于等于1)个预设调制设定MS[1]至MS[P]中所选出。均衡器24可对各载波s1[k]进行均衡运作，以产生均衡信号s2中的载波s2[k]。

步骤1204：由截剪器26进行一截剪步骤，以由该均衡信号s2中判读各载波s1[k]携载的数字信息smb[k]，并据以提供一截剪信号s3，其包括载波s3[1]至s3[K]。举例而言，若载波s2[k]的对应调制设定ms[k]符合预设调制设定MS[p]，则截剪器26可采用图3所示的决策区间划分D[p]，以依据载波s2[k]在散射图上的位置判断出其座落的决策区间d[p,i,q]，并将载波s2[k]携载的数字信息smb[k]判读为关连星座点c[p,i,q]所对应的预设信息SMB[p,i,q]，以反映于载波s3[k]。如前面讨论过的(如图3)，截剪器26采用的决策区间划分D[p]可以是固定边界的决策区间划分。

步骤1206：由估计电路28进行一估计步骤，以依据均衡信号s2与截剪信号s3的差异为各载波s1[k]提供一初始信噪特征值SNRi[k]。举例而言，若截剪器26将载波s2[k]判读为星座点c[p,i,q]，估计电路28可依据载波s2[k]与星座点c[p,i,q]间的散射图差异向量估计出初始信噪特征值SNRi[k]。

步骤1208：由校正电路30进行一校正步骤，以依据各载波s1[k]的初始信噪特征值SNRi[k]的数值提供一对应修正值r[k]，并依据各载波s1[k]的对应修正值r[k]修正各载波s1[k]的初始信噪特征值SNRi[k]，以便为各载波s1[k]产生一修正信噪特征值SNRc[k]。举例而言。可由查表电路34为各预设调制设定 MS[p]储存N(大于1)个预设修正值e[p,1]至e[p,N]，并依据各载波s1[k]的对应调制设定ms[k]、各载波s1[k]的初始信噪特征值SNR[k]与各预设调制设定MS[1]至MS[P]的预设修正值e[1,1]至e[P,N]而为各载波s1[k]提供对应修正值r[k]；并且，由乘法器32将各载波s1[k]的初始信噪特征值SNRi[k]乘以各载波s1[k]的对应修正值r[k]，据以产生各载波s1[k]的修正信噪特征值SNRc[k]。其中，各预设调制设定MS[p]的各预设修正值e[p,n]是关连于N个预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。

当查表电路34为各载波s1[k]提供对应修正值r[k]时，是由预设调制设定MS[1]至MS[P]中找出与对应调制设定ms[k]相符合的预设调制设定MS[p]，并由预设信噪特征值SNRt[1]至SNRt[N]中寻得一个与各载波s1[k]的初始信噪特征值SNRi[k]最接近的预设信噪特征值SNRt[n]，以在预设调制设定MS[p]的预设修正值e[p,1]至e[p,N]中将预设信噪特征值SNRt[n]所关连的预设修正值e[p,n]作为各载波s1[k]的对应修正值r[k]。

流程1200可用硬件、软件、固件或三者的任意组合来实施。举例而言，步骤1208可用硬件的校正电路30实施，查表电路34可包括静态随机存取存储器(SRAM)以储存表格800(图6)；或者，步骤1208可由处理器(未图示)执行软件及/或固件来实施，并以动态随机存取存储器(DRAM)储存表格800。

总结来说，本发明可改善(修正)接收端对信噪特征值的估计；例如，接收端会因截剪器的硬决策运作而错误地高估信噪特征值，而本发明技术则可适当地将高估的初始信噪特征值下修为较为正确的修正信噪特征值，使网络系统能依据修正信噪特征值来正确地判断通信(例如信道)状况，并正确地进行适应性的收发调整，例如说是调整各载波的比特负载设定。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。