用于下行链路信道估计的方法与流程

本发明涉及无线网络技术，具体地，涉及一种在多入多出无线通信系统的基站中用于下行链路信道估计的方法、一种在多入多出无线通信系统中用于下行链路信道估计的基站、一种在多入多出无线通信系统的用户设备中用于下行链路信道估计的方法以及一种在多入多出无线通信系统中用于下行链路信道估计的用户设备。

背景技术：

由于其在降低射频链路的数量并且同时实现完全的波束成形/分集增益方面的卓越的能力，混合的模拟/数字预编码为多入多出MIMO技术提供了一种低成本并且高效率的解决方案。与传统的纯数字预编码(在其中每个天线元件必须配备单独的射频链路)相比较，混合的预编码能够显著地降低射频链路的数量并且同时实现相似的性能。混合的预编码的另一个重要的优点在于其具有非常低的训练和反馈开销，与全数字预编码相比较的话，这一点在频分复用FDD之中非常有用。由于对基于纯数字预编码的多入多出MIMO系统来说，其所需的训练和反馈开销随着天线数量的增加而线性地增长，从而使得基于数字预编码的多入多出MIMO系统在FDD之下难于实现。借助于混合预编码，该问题得以解决。在混合预编码之中，空间的信号处理操作被分割成高维度的模拟预编码和低维度的数字预编码。模拟的预编码使用低成本的射频移相器网络来实现，该移相器网络能够以不同的结构来实现。基于混合预编码算法，模拟预编码被设计成与信道空间相关矩阵相匹配，并且数字预编码被设计成与模拟预编码之后 的有效信道相匹配。该算法使得混合预编码适于频分复用FDD系统，因为模拟预编码矩阵的计算只需要慢变化的宽带信道相关矩阵信息，其所需的训练和反馈大小仅随着射频链路数量线性增长，而不是随着天线数线性增长。由于射频链路数量远小于天线数量，所需的训练和反馈开销大大降低。

为了在FDD系统之下实现混合预编码，下行链路物理信道估计对于用户来说是需要的，以便其估计并且反馈空间的相关矩阵。传统的物理信道估计技术允许不同的天线在不同的时频资源之上传输导频,因此不同天线的导频间没有干扰。然而在混合预编码架构下，由于移相器网络的使用，这种传统的导频传输技术并不适用。连接到相同射频链路的天线必须使用相同的时频资源来传输导频，造成了不同天线的导频间的干扰。

技术实现要素：

根据上述对背景技术以及存在的技术问题的理解，在本发明之中将会讨论针对混合的模拟/数字预编码系统的下行链路(DL)信道估计问题。由于混合预编码的特定的硬件结构的缘故，传统的下行链路信道估计技术使用的不同天线间相互正交的导频用于在此并不适用了。由于下行链路物理信道估计以及用户反馈对于基站来获得信道状态信息用于预编码至关重要，尤其是在FDD模式之下，其也为混合预编码的关键技术之一。在本发明之中将会解决该问题并且提出一种高级的导频传输和信道估计技术，以便解决具有任意射频移相网络结构的混合预编码中下行链路物理信道估计的问题。

本发明的第一方面提出了一种在多入多出无线通信系统的基站中用于下行链路信道估计的方法，其中，所述多入多出无线通信系统的基站之中具有N_T个天线和N_FFT个子载波，所述方法包括：

-将源自每个射频链路的导频信号借助于与所述每个射频链路相关联的第一模拟预编码矩阵进行预编码以得到第一导频信号；以及

-将经过预编码的第一导频信号映射至与所述每个射频链路连 接的所有天线并且由所述天线进行传输。

在本发明的一个实施例之中，源自不同的射频链路的导频信号借助于不同的OFDM符号来进行传输。

在本发明的一个实施例之中，经过预编码的第一导频信号将由与所述每个射频链路相连接的所有天线同时进行传输。

在本发明的一个实施例之中，由该基站所使用的射频链路的数量S小于天线的数量NT。

在本发明的一个实施例之中，由该基站从其所使用的射频链路的数量S中选择数量为s≤S个射频链路用于导频信号的传输。

在本发明的一个实施例之中，所述方法进一步包括：

-对包含T个OFDM符号和N_FFT个子载波的时频资源进行分区以得到包含相同数量的时频资源单元的时频资源块；

-对每个时频资源块之中的导频信号采用与所述时频资源块相关联的第二模拟预编码矩阵进行预编码以得到第二导频信号；以及

-将经过预编码的第二导频信号映射至与所述每个射频链路连接的所有天线并且由所述天线进行传输。

在本发明的一个实施例之中，所述第二模拟预编码矩阵中的对应不同天线的每行相互之间相互正交。

本发明的第二方面提出了一种在多入多出无线通信系统中用于下行链路信道估计的基站，其中，所述基站的特征在于实施根据本发明的第一方面所描述的方法。

本发明的第三方面提出了一种在多入多出无线通信系统的用户设备中用于下行链路信道估计的方法，所述方法包括：

-从与所述用户设备连接的基站接收第一导频信号，其中，所述第一导频信号源自每个射频链路,借助于与所述每个射频链路相关联的第一模拟预编码矩阵进行预编码、被映射至与所述每个射频链路连接的所有天线并且由所述天线进行传输；以及

-所述用户设备根据所述第一导频信号进行时延估计。

在本发明的一个实施例之中，所述方法进一步包括：

-从与所述用户设备连接的基站接收第二导频信号，其中，所述第二导频信号为对包含T个OFDM符号和N_FFT个子载波的时频资源进行分块以得到包含相同数量的时频资源单元的时频资源块并且对每个时频资源块之中的导频信号采用与所述时频资源块相关联的第二模拟预编码矩阵进行预编码、被映射至与所述每个射频链路连接的所有天线并且由所述天线进行传输而得到第二导频信号；以及

-所述用户设备根据所述第二导频信号进行信道估计。

在本发明的一个实施例之中，所述用户设备还根据所述时延估计来辅助信道估计。

本发明的第四方面提出了一种在多入多出无线通信系统中用于下行链路信道估计的用户设备，其中，所述基站的特征在于实施根据本发明的第三方面所描述的方法。

如上所述，现有的信道估计技术设计用于全数字预编码系统，其并不能适用于带有移相器网络的混合预编码系统，因为移相器的引入。而依据本发明的技术能够成功地解决以上问题并且达到与使用相同的导频开销的现有的信道估计一样的性能。

附图说明

通过参照附图阅读以下所作的对非限制性实施例的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显。

图1示出了在时延估计阶段的导频传输解决方案的示意图100；以及

图2示出了在信道估计阶段的导频传输解决方案的示意图200。

在图中，贯穿不同的示图，相同或类似的附图标记表示相同或相似的装置(模块)或步骤。

具体实施方式

为了更好地说明本发明的方法和装置以及使用依据本发明的方 法或包括依据本发明的装置的应用于无线通信网络的用户设备和基站，以下首先介绍本发明所使用到的两项重要现有技术，分别为调制宽带转换器技术和循环特性检测技术。以下参照附图及相关公式做简单介绍。

在以下优选的实施例的具体描述中，将参考构成本发明一部分的所附的附图。所附的附图通过示例的方式示出了能够实现本发明的特定的实施例。示例的实施例并不旨在穷尽根据本发明的所有实施例。可以理解，在不偏离本发明的范围的前提下，可以利用其他实施例，也可以进行结构性或者逻辑性的修改。因此，以下的具体描述并非限制性的，且本发明的范围由所附的权利要求所限定。

以下将考虑一个多入多出MIMO的OFDM系统具有N_T个基站天线、单天线用户以及N_FFT个子载波。其中基站使用S(S<<N_T)个射频链路，并采用混合预编码技术进行预编码。混合预编码能够采用任意结构的移相器网络。所提议的下行链路物理信道估计技术包括两个阶段，分别为时延估计阶段和信道估计阶段。接下来将分别介绍这两个阶段。

首先介绍时延估计阶段，在该阶段，射频链路中的所有的射频链路或者一部分的射频链路被用于传输导频以便用户估计时延。源自不同的射频链路的导频在不同的OFDM符号之中加以传输。在每个OFDM符号之中仅仅传输来自一个射频链路的导频。对于每个射频链路来说，导频被非连续等间隔地插入到整个带宽之上。源自一个射频链路的导频首先由相应于该射频链路的模拟预编码矩阵进行预编码，然后映射到与该射频链路相连接的所有的天线之上并且加以传输。不同的射频链路使用不同的模拟预编码矩阵。在该阶段的一个导频传输的示例如图1所示，其中，x表示导频信号并且c_s(s＝1～S)表示用于第s个射频链路的N_T*1的模拟的预编码矩阵。经过预编码的源自一个射频链路的导频从所有连接至该射频链路的天线同时传输。

经过基站侧的这样的预编码处理之后，用户将会从射频链路接收到时域的导频，其测量在每个时延之上的功率，然后平均化源自所 有射频链路的导频信号的功率并且找出具有超过预先限定的阈值的功率的时延作为所估计的时延。在该阶段，用户并不需要知道在基站侧所使用的模拟的预编码矩阵。

以下将介绍信道估计阶段。假定该信道在T_coh个OFDM符号和W_coh个子载波上是基本平坦的。从中选择W和T个相应的资源，从而使得W≤min(W_coh，S)和N_T/W≤T≤T_coh。S个射频链路中的W个被用于在T个连续的OFDM符号之中传输导频。T个OFDM符号上的时频资源由W个射频链路以正交的方式来共享。来自一个射频链路的导频首先由与该射频链路相对应的模拟预编码矩阵来加以预编码、映射到所有与该射频链路相连接的天线并且然后加以传输。不同的射频链路在不同的OFDM符号之中使用不同的模拟预编码矩阵。在图2之中示出了在该信道估计阶段的导频传输方案，其中，x表示导频信号并且c_s,t(s＝1～S)表示第s个射频链路在第t个OFDM符号之中所使用的模拟预编码矩阵。在该图之中，不同的射频链路在不同的子载波之上传输导频。

如上所述，连接至相同的射频链路的天线将会使用相同的时频资源用于传输导频，这将在接收端带来天线之间的干扰。因此，在该信道估计阶段所使用的模拟的预编码矩阵必须小心地加以设计从而有利于天线间干扰的消除。鉴于此目的，本发明将T个OFDM符号上的时频资源分为N_FFT/W个时频资源块，每个时频资源块包括W个连续的子载波和T个连续OFDM符号。由于W≤W_coh并且T≤T_coh，所以在每个时频资源块上的信道可以被认为是平坦的。该模拟预编码矩阵被设计使得连接至同一射频链路的不同的天线在每个时频资源块上经历的模拟预编码向量之间相互正交。例如，假设所有的天线被分为L个层，相同层内的天线连接至相同的射频链路，并且不同层内的天线被连接至不同的射频链路。假定S(l)表示连接至在第l个层之中的天线的射频链路的索引集并且假定W＝S。那么在图2之中所使用的模拟的预编码矩阵必须被设计为使得由{c_s,t|s_∈S(l),t＝1～T}为列所组成的矩阵具有相互正交的行。

用户接收到T个OFDM符号上的来自所有射频链路的导频后，用户将会实施MMSE信道估计。在第一阶段所产生的时延估计将被用于估计该信道的频域相关矩阵，估计出的频域相关矩阵将被用于增强MMSE信道估计。借助于模拟预编码矩阵的正交设计的能够成功地在MMSE信道估计之中消除天线间的干扰。

在该信道估计阶段，需要知道被用于传输导频的模拟预编码矩阵。这样的信息在之前的方案之中并不需要，因为不同的基站能够使用不同的模拟预编码矩阵。模拟预编码矩阵的结构取决于所使用的混合预编码中移相网络的结构。因此，基站必须通过下行信令来通知用户自己所使用的模拟预编码矩阵。所涉及的信令开销是非常小的，因为仅仅需要指示该混合的由基站所使用的预编码移相网络的结构便可，并且其并不随时间和频率而变化。

以下将借助于公式进一步阐述本发明的构思。

以下公式基于以下前提，即OFDM MIMO系统具有N_FFT个子载波，基站装备有N_T个天线并且配备S<N_T的S个射频链路。所有天线被分成L个层，每层包含N_T/L个天线。同一层的天线被连接至相同的射频链路上，在不同层的天线被连接至不同的射频链路。

在时延估计阶段，使用以上所提及的导频传输技术，S个射频链路中的M个射频链路被用于在M个不同的OFDM符号之中传输导频。不失一般性地，假定前M个射频链路被用于传输导频，假定表示用于每个射频链路的导频传输的子载波的索引集并且使得在此假定所有的射频链路使用相同的J。用户接收到的来自第s个射频链路(在第s个OFDM符号之中)的导频在频域上表示为：

其中，y_s表示接收到的来自第s个射频链路的导频信号，它是一个大小为J*1的列向量，H表示N_T*N_FFT维的频域信道矩阵，表示包括具有索引为的列的H子矩阵，x表示导频信号并且c_s(s＝1～S)表示用于第s个射频链路的N_T*1维的模拟预编码矩阵。然后，用户对于y_s进行离散傅里叶变换(DFT)从而将其从频域转换成时域 为：

其中，为y_s的时域表示，F为N_FFT-阶的傅里叶矩阵，为该信道的N_T×N_FFT维时域脉冲响应矩阵并且众所周知，具有集中式天线的无线信道在所有的天线之上通常具有稀疏的并且相同的时延，所以仅仅具有非常少的非零列并且由此使得h_s也是稀疏向量。h_s中非零元素的位置表示信道的时延，可以用下式来估计：

其中，为时延的估计，为的第d个元素并且Thred为预先限定的阈值。在此应当注意，所估计的时延必须小于导频长度这是由当使用非连续等间隔插入的导频时之中的元素的重复性所造成的。因此，导频长度必须被选择以使得J>dmax，其中，dmax为最大时延扩展。

接下来介绍信道估计，其中，表示第s个射频链路用来传输导频的OFDM符号和子载波对的索引集合，即在仅当时，第s个射频链路在第t个OFDM符号的第w个子载波之上所传输导频。那么在第t个OFDM符号的第w个子载波之上所接收到的导频表示为：

其中，h_wis为H的第w列,Ct＝[c_1,t…c_s,t…c_S,t]，b_t,w为S×1维的向量，其第s个元素b_t,w(s)指示第s个射频链路在第t个OFDM符号的第w个子载波之上是否传输的导频，即：

考虑所有T个OFDM符号，公式(4)能够重写为(假定在T(T≤T_coh)个OFDM符号之上的信道平坦)

其中，

A_w＝[C₁b_1,w … C_Tb_T,w] (7)

将在所有子载波之上所接收到的导频叠加入一个大的矩阵，从而得到：

其中，

以及

接收到之后，用户使用MMSE信道估计技术来估计信道矩阵H,，定义：

以及

其中，σ²为噪声方差。在公式(11)和(12)之中，R_h被定义为：

其中，D＝diag(d)，d为使用时延估计结果而得到的信道的功率时延属性(PDP)。然后，使用MMSE得到为：

然后将的估值从向量形式变换为矩阵形式得到信道矩阵H的估值。

接下来介绍用于信道估计的模拟预编码矩阵的设计：

在该部分将讨论如何设计模拟预编码矩阵{C_t,t＝1～T}以便在用户侧便利化天线间干扰消除。为了简化起见，假定N_FFT/W为整数。T个OFDM符号中的N_FFT个子载波被分为N_FFT/W个资源块，每个资源块包 含W个子载波和T个OFDM符号。在每个W乘T的资源块上的信道能够被认为是平坦的。

假设模拟移相器网络被分成L个层，每个层包含一个(S/L)×(N_T/L)维的子网络。在相同的层之中的天线被连接至相同的射频链路，不同层的天线连接至不同的射频链路。其中，模拟预编码矩阵C_t必须遵循以下块对角线结构：

其中，C_t,l(l＝1～L)为相应于第l层的(N_T/L)×(S/L)维的模拟预编码矩阵。以相同的方式来处理b_t,w从而得到：

其中，b_t,w,l为由第l层在第t个OFDM符号的第w个子载波之上所使用的映射序列，它是一个S/L×1维的向量。该映射序列{b_t,w,l}是遵循以下规则设计的：

W个射频链路以正交的方式平均地共享每个大小为W乘T的资源块。

该相同的映射规则在所有的大小为W乘T的资源块中加以重复。

遵循以上两点规则来设计映射序列。用表示第s个(s≤W)的射频链路在第j个资源块之中用于传输导频的OFDM符号和子载波对的索引集合，那么设计成如下形式，即：

(s≤W,s’≤W并且s≠s’) (18)

以及

基于公式(15)和(16)，在公式(4)的第t个OFDM符号之中的第w个子载波之上所接收到的导频能够以以下公式来表示，即：

其中，h_w，l为h_w的相应于在第l层的天线的(N_T/L)×1的子向量，即：

由于在不同的层之中的天线被连接至不同的射频链路并且不同的射频链路在不同的时频资源之上传输导频，所以在不同层的天线之间不存在干扰。那么，公式(20)能够针对特定的层简化为：

y_t,l(w)＝(C_t,lb_t,w,l)^Th_w,lx+n_t,w,

在公式(22)之中表示由第l层的射频链路用来传输导频的OFDM符号和子载波对的索引集合，其中，为在第l个层之中的射频链路的索引集。考虑到所有的在T个OFDM符号之中的所有子载波，从第l层所接收的导频能够表示为：

其中，

A_w,l＝[C_1,lb_1,w.l … C_t,lb_t,w.l … C_T,lb_T,w.l] (24)

为了便于消除不同层中天线间的干扰，被设计成使得源自相同的层的天线的导频在每个大小为W乘T的资源块上使用相互正交的模拟预编码向量来进行模拟预编码，从而在接收段可以使用匹配滤波器来方便地去除天线间干扰。考虑第j个(j＝1～N_FFT/W)个资源块。在第j个资源块上相应于第l层的模拟预编码矩阵为：

使用公式(17)至(19)之中的映射规则，L层均匀地以正交的方式共享在每个资源块之中的时频资源，因此，仅仅具有TW/L个非零的列。(W必须为L的倍数)，设定为的非零列组成的(N_T/L)×(TW/L)维的子矩阵。通过合理设计从而使得具有正交的行，即：

(注意:公式(26)仅仅在N_T/W≤T下才可行)，为了满足公式(26)的要求，如此地设计{C_t,l}：定义U为(TW/L)×(TW/L)维的单位阵。用{c_s,t,l,s＝1～S}表示C_t,l的列，以如下方式设计c_s,t,l，即：

在公式(27)之中，[c_s,t,l|(t,w)∈R_l]为满足(t,w)∈R_l的c_s,t,l作为列所组成的矩阵。将由公式(17)至(19)所产生的映射序列和由公式(27)和(28)所产生的模拟预编码矩阵相结合能够很简单地看出公式(26)的要求得以满足了。

为了简化起见，将模拟预编码矩阵和映射序列的设计规则总结为以下几点：

选择W和T使得W≤min(W_coh,S)并且N_T/W≤T≤T_coh并且W还应该为L的整数倍；

对L层使用公式(17)至(19)来产生映射序列{b_t,w,l}；以及

使用公式(27)和(28)来对L层计算模拟预编码矩阵{C_t,l}。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论如何来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的。此外，明显的，“包括”一词不排除其他元素和步骤，并且措辞“一个”不排除复数。装置权利要求中陈述的多个元件也可以由一个元件来实现。第一，第二等词语用来表示名称，而并不表示任何特定的顺序。